CN102545766A - 适用于电动汽车驱动用的新型调速系统及电流分配方法 - Google Patents

Abstract

一种适用于电动汽车驱动用的新型调速系统，它从HESM电机主电路中采集相电流i_A，i_B和励磁电流i_f，从HESM电机上采集实时转速n_r，将采集到的相电流变换后得到d-q轴电流i_d与i_q，d-q轴电流i_d、i_q分别与电流分配器中得到d轴参考电流i_dref、q轴参考电流i_qref比较并做PID运算后，经过反派克变换及空间矢量电压脉宽调制后，输出脉冲信号控制电枢驱动模块相应功率管的导通与关断，励磁电流i_f与励磁参考电流i_fref经过励磁驱动信号产生模块输出控制励磁驱动模块相应功率管的导通与关断，所述的HESM电机为双定子结构，电枢绕组设置在外定子上，内定子安装励磁绕组；电机转子为爪极形式，爪极上永磁磁钢与导磁铁芯交错放置，且永磁磁钢与导磁铁芯的面积之比为2∶1。

Description

适用于电动汽车驱动用的新型调速系统及电流分配方法

技术领域

本发明属于电机控制领域，具体地说是涉及一种适用于电动汽车驱动用的HESM调速系统，并在该调速系统中对电流如何分配提出了方法。

背景技术

由于传统汽车带来能源紧缺、二氧化碳过度排放、空气污染等当代人类社会资源环境问题，因此，国内外很多汽车产品生产企业寻觅低碳化发展道路。新能源汽车应运而生，成为低碳经济催生出的新产业增长点。

在新能源汽车的发展战略中，世界大多数国家的未来战略目标基本锁定混合动力、纯电动和氢燃料电池三种新能源汽车。而这三种新能源汽车都是用电池作为动力，由于电池容量有限，因此对纯电动汽车来说，其续航能力就成为制约电动汽车发展的一个关键因素，提高电动汽车的续航能力，不仅要从新的大容量电池研发着手，同时电动汽车驱动用电机结构性能的改善和电机调速系统性能的优化，对电动汽车节能和续航能力的提升，都有非常重要的作用。因此，电动汽车对驱动用的电机及控制系统，不同于普通的工业和民用环境，一般有以下几个方面的要求：

1、基速以下大转矩以适应快速启动、爬坡、加速、频繁启动等要求，基速以上小转矩、恒功率、宽范围以适应高速行驶和超车要求。

2、整个调速范围内的效率最优化，以谋求电池一次充电后的续航距离尽可能长。

3、电机及电机控制装置结构坚固、体积小、重量轻、免维护或少维护、抗颠簸震动。

4、汽车要适应各种路面，而路面状况复杂多变，平路表现为恒转矩负载，路面凹凸不平时则为不规则扰动，上下坡又表现为势能负载，因此，要求驱动控制系统适应能力特别强。

目前，电动汽车上所采用的电机主要是永磁同步电机和无刷直流电机，这2类电机都可以较好地满足了电动汽车对效率、功率密度等众多指标的要求。但是在这2类电机中，产生气隙磁场的永磁体对外加磁势的磁阻很大，电机气隙磁场难以调节致使其调速范围受限。

HESM是在永磁同步电机和电励磁同步电机的基础上发展起来的，内部包含永磁体磁势和电励磁磁势两个磁势源。永磁体产生的磁势为主磁势，励磁绕组产生的磁势为辅助磁势。因此这种电机既具有永磁同步电机效率高、转矩/质量比大的特点，同时又具有电励磁同步电机调磁方便、调磁容量大的优点，使电机具备很宽的调速范围，非常适用于电动汽车驱动。

近年来，国内外学者、专家对HESM的理论研究及本体设计做了大量研究工作，取得了很多有意义的成果。国内已经有不少关于HESM的专利。如专利号为200510040938.7的专利“混合励磁无刷爪极电动机”、专利号为200510112091.9的专利“双馈电混合励磁轴向磁场永磁电机”、专利号为“200510112090.4”的专利“旁路式混合励磁电机”等，这些专利介绍不同混合励磁电机结构、功能及调磁特性。但是，对该类电机的驱动系统研究相对较少也不太深入。目前已有的文献大多是从控制理论，动态仿真的角度来进行研究，尚未见对一般HESM给出完整的基于矢量控制的总铜耗最小的最优效率控制方案。

发明内容

本发明要解决的技术问题是为电动汽车提供一种低速大转矩及宽调速范围的新型调速系统，该调速系统在整个调速范围应用电枢和励磁绕组总铜耗最小的电流优化控制算法，所设计的电机调速系统，不仅满足了电动汽车低速大转矩与宽调速范围的要求，而且有效降低电机功耗，实现电机效率的最优化。

为实现上述目的，本发明的新型调速系统，采用了如下技术方案：

一种适用于电动汽车驱动用的新型调速系统，它从HESM电机主电路中采集相电流i_A，i_B和励磁电流i_f，从HESM电机上采集实时转速n_r，将采集到的相电流变换后得到d-q轴电流i_d与i_q，d-q轴电流i_d、i_q分别与电流分配器中得到d轴参考电流i_dref、q轴参考电流i_qref比较并做PID运算后，经过反派克变换及空间矢量电压脉宽调制后，输出脉冲信号控制电枢驱动模块相应功率管的导通与关断，励磁电流i_f与励磁参考电流i_fref经过励磁驱动信号产生模块输出控制励磁驱动模块相应功率管的导通与关断，所述的HESM电机为双定子结构，电枢绕组设置在外定子上，内定子安装励磁绕组；电机转子为爪极形式，爪极上永磁磁钢与导磁铁芯交错放置，且永磁磁钢与导磁铁芯的面积之比为2∶1。

所述的相电流i_A，i_B依次在Clarke模块和Park模块中进行Clarke变换和Park变换，得到两相旋转直角坐标系下的d轴电流i_d和q轴电流i_q；将实测转速n_r与给定转速n_ref进行比较，比较值在速度控制器中进行PID运算，得到电磁转矩参考值T_eref；将电磁转矩参考值T_eref、直流母线电压实时检测值U_dc、实测转速n_r送入电流分配器中，电流分配器对电枢电流和励磁电流进行最优分配，输出d轴参考电流i_dref、q轴参考电流i_qref和励磁参考电流i_fref；

其中，d轴参考电流i_dref和q轴参考电流i_qref分别与d轴电流i_d和q轴电流i_q进行比较，并将比较值分别送入d轴电流控制器和q轴电流控制器中进行PID运算，得到d轴电压U_d和q轴电压U_q，d轴电压U_d和q轴电压U_q在Ipark模块中经过Ipark变换，得到静止两相坐标系下的电压信号，该电压信号传递到SVPWM模块中经过空间电压矢量变换后，输出控制脉冲信号来控制电枢驱动模块中相应功率管的导通与关断；

励磁参考电流i_fref与实测的励磁电流i_f传递到励磁电流驱动信号产生模块，励磁电流驱动信号产生模块输出脉冲信号到励磁驱动模块中，来控制励磁驱动模块中相应功率管的导通与关断。

电枢驱动模块的3个输出端分别连接到HESM的3相绕组上，控制HESM电机的电枢电流；励磁驱动模块的2个输出端分别连接到HESM电机的励磁绕组两端，控制励磁绕组电流，使HESM做增磁或弱磁运行。

在从HESM电机上采集的实测转速nr之前，确定HESM电机转子的初始位置：光电编码器与HESM电机的转子同轴安装，随转子转动时输出两组六路脉冲信号；其中一组脉冲信号是相位相差60电角度的U，V，W信号，各脉冲宽度为180电角度，这组信号在电机启动时用于转子磁极粗略定位，该组信号输入到信号处理单元，信号处理单元根据捕捉到的UVW值，控制电机启动，电机开始运行后，在转过小于或等于一周的时间内，会捕捉到光电编码器输出的复位脉冲信号，根据所述的复位脉冲信号得到电机转子的初始位置；光电编码器输出的另一组脉冲信号包含1路复位信号和2路正交编码脉冲信号，这一组信号也输入到信号处理单元中，信号处理单元对2路正交编码脉冲信号进行计数并计算处理，实时算出电机转子的准确位置即转子转过的电角度theta和实时转速n_r。

一种电流分配器的电流分配方法，它根据HESM电机所处的速度区域，分别采用不同的控制策略，使HESM电机在各区域均能保持效率最优的运行状态：

(1)中低速区控制：当电机转速小于或等于弱磁基速时，HESM处于中低速运行区域，该区域采用的控制算法是：在基于转子磁场定向的矢量控制基础上，采用电机电枢与励磁绕组总铜耗最小的电流最优控制；

(2)高速区控制：当电机转速高于弱磁基速时，HESM处于高速运行区域，在该区域采用的控制算法是：在给定的反电势基值E_base下，且在保持电机反电势基本恒定的基础上，实施d轴电流与励磁电流共同弱磁调速并确保d轴电流与励磁电流总铜耗最小的电流最优控制。

采用上述技术方案的本发明，适用于电动汽车驱动的HESM为并联磁路结构电机，这种HESM的特点是转子磁极分割，电机内永磁体与励磁绕组产生的气隙磁通是并联关系，励磁绕组产生的磁通大部分不通过永磁体而是通过与永磁体并联的铁芯进入气隙，这样就降低了调磁回路的磁阻，提升了励磁电流调节气隙磁场的能力；此外这类结构电机另一优点是，无论励磁绕组通电流后产生的磁通对气隙磁通起增强或是减弱的作用，电机转子磁钢均不存在永久去磁的风险。除上述优点，结合d轴电枢电流进行弱磁调速时，由于所产生的磁通路径与励磁绕组电流产生的磁通相同，同样具有很好的气隙磁场调节能力及不会导致永磁体发生永久去磁风险。

本发明的新型调速系统，根据电机特性，将调速区域划分为两个区域：中低速运行区实施增磁或无励磁控制方式，电机在不过流的情况下获得较大电磁转矩，电枢电流和励磁电流的分配采用总铜耗最小的电流优化控制方式进行；高速运行区在基于保持电机反电势基本恒定的情况下，采用铜耗最小的弱磁控制方法对励磁电流和d轴电流进行协调控制，可扩展恒功率区和提升电机的最高转速，使电机获得远高于额定转速的高速运行能力。

附图说明

图1为本发明中HESM电机的径向剖视图。

图2为本发明中HESM电机的转子立体图。

图3为本发明的原理图。

图4为本发明中电流分配器的原理图。

图5为本发明HESM电机启动过程实验电流波形。

图6为本发明HESM弱磁运行稳态电流实验波形图。

图7为本发明HESM电机在不同转速下的最大输出转矩图。

图8为本发明HESM电机在不同转速下最大输出功率的波形图。

具体实施方式

如图1、图2所示，一种适用于电动汽车驱动用的新型调速系统，它从HESM电机主电路中采集相电流i_A，i_B和励磁电流i_f，从HESM电机上采集实时转速n_r，将采集到的相电流变换后得到d-q轴电流i_d与i_q，i_d、i_q分别与电流分配器中得到d轴参考电流i_dref、q轴参考电流i_qref比较并做PID运算后，经过反派克变换及空间矢量电压脉宽调制后，输出脉冲信号控制电枢驱动模块相应功率管的导通与关断，励磁电流i_f与励磁参考电流i_fref经过励磁驱动信号产生模块输出控制励磁驱动模块相应功率管的导通与关断。在本发明中，HESM电机1为双定子结构，设置在外壳104内，外壳104两端设置端盖106。上述的双定子结构是指电机定子由外定子和内定子构成，外定子包括定子铁芯103和电枢绕组109，内定子由励磁绕组支架110和励磁绕组108构成；设置在轴107上的电机转子105为爪极形式，爪极上永磁磁钢101与导磁铁芯102交错放置，且永磁磁钢101与导磁铁芯102的面积之比为2∶1。

调速系统的工作原理如图2所示，带磁极定位信号增量式光电编码器2与HESM电机1的转子同轴安装，随转子转动时输出2组6路脉冲信号，其中1组脉冲信号是相位相差60电角度的U，V，W信号，各脉冲宽度为180电角度，这组信号在电机启动时用于转子磁极粗略定位，该信号输入到信号处理单元17，信号处理单元17根据捕捉到的UVW值，采用类似无刷直流电机一次导通两相的步进运行方式，控制电机启动，电机开始运行后，在转过小于或等于一周的时间内，会捕捉到光电编码器输出的复位脉冲信号，捕捉到复位脉冲之后，电机转子的初始位置也就确定了，电机的运行状态就从步进运行方式跳出，进入矢量控制运行模式。光电编码器输出的另一组脉冲信号包含1路复位信号和2路正交编码脉冲信号，这一组信号也输入到信号处理单元17中，信号处理单元17对2路正交编码脉冲信号进行计数并计算处理，实时算出电机转子的准确位置即转子转过的电角度theta和实时转速nr，光电编码器的复位信号有2个作用，其一如上所述用于电机启动时控制模式切换，其二用于对计数器清零，电机每转一圈发出一个脉冲，通过中断程序清零计数器，避免电机运行过程中累积误差。

3个霍尔电流传感器18对HESM的相电流和励磁电流进行测量，得到A相和B相电流i_A和i_B及励磁电流i_f，相电流i_A和i_B连接到Clarke模块16的输入端，经过三相静止坐标系到两相静止坐标系的克拉克变换后，得到电流i_α和i_β，i_α和i_β传递到Park模块15，根据转子磁场定向进行旋转坐标变换，得到d轴电流i_d和q轴电流i_q。

从信号处理模块17得到的实时计算转速，与给定参考转速相减，比较值送入到速度控制器13中进行PID运算，得到电磁转矩参考值T_eref，T_eref与给定参考转速n_ref、实测转速n_r、直流母线电压实时检测值U_dc、励磁电流i_f和d轴电流i_d送入电流分配器12中，电流分配器12对电枢电流和励磁电流进行最优分配，输出电枢与励磁电流参考值i_fref、i_dref及i_qref。i_qref和i_dref分别与i_q和i_d相减，所得结果分别传递到d轴电流控制器10和q轴电流控制器中进行PID运算，得到d、q轴电压U_d和U_q，U_d和U_q送入Ipark模块9，经过Ipark模块9做反派克变换后，将两相旋转坐标系下的电压值变换到静止直角坐标系下的电压u_α，u_β，u_α，u_β传递到SVPWM模块7，经过电压空间矢量脉宽调制后，输出控制脉冲信号PWM1～6，这6路脉冲信号控制电枢驱动模块(4)相应功率管的导通与关断。励磁电流参考值i_fref与实测值i_f传递到I_f Driver PWM模块8，由该模块得到4路脉冲信号PWM7～10，该4路脉冲信号输入到励磁驱动模块5中，控制励磁驱动模块对应的4个功率管的导通与关断。电枢驱动模块4的3个输出端分别连接到HESM的3相绕组上，控制HESM的电枢电流；励磁驱动模块5的2个输出端分别连接到HESM的励磁绕组两端，控制励磁绕组电流，使HESM做增磁或弱磁运行。

如图3所示，电流分配器12是本发明所述的新型调速系统的一个核心功能模块，该模块在基于磁场定向与分区控制基础上，根据电机所处的速度区域，分别采用不同的控制算法，使电机在各速度区域都能保持电枢与励磁绕组总铜耗最小的电流分配最优化控制模式。具体控制策略类似于普通永磁同步电机控制系统，可以把HESM的调速范围分为2个区域来进行分区控制，区域I(n_r≤n_Bdec)为弱磁基速以下中低速运行区域，实施增磁或无励磁控制方式，电机可以在不过流的情况下获得较大电磁转矩，电枢电流和励磁电流的控制采用总铜耗最小的电流最优分配模式进行；区域II(n_r＞n_Bdec)为弱磁基速以上的高速运行区，该区域在基于保持电机反电势基本恒定的情况下，采用铜耗最小的弱磁控制方法对励磁电流和d轴电流进行协调控制，可扩展恒功率区和提升电机的最高转速，使电机获得远高于额定转速的高速运行能力。

下面进一步分析电机的分区控制原理，不失一般性，对于普通的HESM，根据矢量控制原理，采用d-q轴坐标系，可得到HESM的几个基本方程。

电路方程：

$\left[\begin{array}{c}{u}_d\\ u_q\\ u_f\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ccc}{R}_s+s{L}_d& -{\mathrm{\ω}}_e{L}_q& s{M}_{\mathrm{sf}}\\ {\mathrm{\ω}}_e{L}_d& R_s+s{L}_q& {\mathrm{\ω}}_e{M}_{\mathrm{sf}}\\ s{M}_{\mathrm{sf}}& 0& R_f+s{L}_f\end{array}\right]\×\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\\ i_f\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}0\\ {\mathrm{\ω}}_e{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{pm}}\\ 0\end{array}\right]---\left(1\right)$

转矩方程：

$T_e=\frac{3}{2}p(i_q{\mathrm{\ψ}}_d-i_d{\mathrm{\ψ}}_q)$

$=\frac{3}{2}p[i_q{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{pm}}+i_d{i}_q(L_d-L_q)+M_{\mathrm{sf}}{i}_f{i}_q]---\left(2\right)$

功率方程：

$P_{\mathrm{in}}=P_s+P_f$

$=\frac{3}{2}(u_d{i}_d+u_q{i}_q)+u_f{i}_f$

$=\frac{3}{2}{\mathrm{\ω}}_e(i_q{\mathrm{\ψ}}_d-i_d{\mathrm{\ψ}}_q)+\frac{3}{2}(s{\mathrm{\ψ}}_d{i}_d+s{\mathrm{\ψ}}_q{i}_q)+[\frac{3}{2}{R}_s(i_d^2+i_q^2)+R_f{i}_f^2]$

$P_e=T_e{\mathrm{\ω}}_r$

$=\frac{3}{2}p{\mathrm{\ω}}_r[i_q{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{pm}}+i_d{i}_q(L_d-L_q)+M_{\mathrm{sf}}{i}_f{i}_q]---\left(3\right)$

上式中，输入功率方程第一项为电磁功率，等于P_e，第二项为磁场储能的变化量，第三项为电机铜耗，包括励磁损耗。

反电势方程

E_d＝ω_eL_qi_q

E_q＝ω_e(ψ_pm+i_dL_d+i_fM_sf)    (4)

在式(1)～(4)中，各符号的含义如下：u_d、u_q、i_d、i_q分别为电枢d、q轴电压和电流分量；ψ_d、ψ_q、ψ_pm分别为d、q轴磁链与永磁磁链；u_f、i_f分别为励磁电压与电流；R_s、R_f分别为电枢和励磁绕组电阻；L_d、L_q、M_sf分别为电枢d、q轴电感及电枢与励磁绕组之间的互感；L_s、L_f分别为电枢和励磁绕组电感；ω_e、ω_r分别为电角速度和机械角速度；p为电机的极对数；T_e为电磁转矩；P_s、P_f分别为电枢绕组输入功率和励磁绕组输入功率；E_d、E_q分别为反电势的d、q轴分量。

基于以上4个基本方程，下面详细介绍图2所示电流分配器的分区控制原理：

1.中低速区(n_r ≤n_Bdec)

根据HESM的电磁特性，由HESM的转矩方程(2)，可得到电磁转矩给定值

$T_{\mathrm{eref}}=\frac{3}{2}{\mathrm{pi}}_{\mathrm{qref}}[{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{pm}}+i_{\mathrm{dref}}(L_d-L_q)+M_{\mathrm{sf}}{i}_{\mathrm{fref}}]---\left(5\right)$

式中，T_eref为速度控制器输出量，i_dref、i_qref和i_fref都是未知的，为使HESM获得最优效率，这里以电机总铜耗最小的效率优化方法作为约束条件，来求解这三个电流给定值。

由功率方程(3)中，可得到电机铜耗方程

$P_{\mathrm{cu}}=\frac{3}{2}{R}_s(i_d^2+i_q^2)+R_f{i}_f^2---\left(6\right)$

在负载转矩一定的情况下，采用拉格朗日乘数法求P_cu的最小值。结合式(5)、(6)，并令i_dref＝i_d，i_qref＝i_q，i_fref＝i_f得到拉格朗日函数

$L(i_{\mathrm{dref}},i_{\mathrm{qref}},i_{\mathrm{fref}},\mathrm{\λ})=P_{\mathrm{cu}}+\mathrm{\λ}\left\{\frac{3}{2}{\mathrm{pi}}_{\mathrm{qref}}\right[{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{pm}}+i_{\mathrm{dref}}(L_d-L_q)+M_{\mathrm{sf}}{i}_{\mathrm{fref}}]-T_{\mathrm{eref}}]---\left(7\right)$

对上式分别求i_dref、i_qref及i_fref的偏导数，并令其为0，消去λ，可得铜耗最小时i_dref、i_qref与i_fref的关系式

$i_{\mathrm{dref}}=\frac{2R_f(L_d-L_q)}{3M_{\mathrm{sf}}{R}_s}{i}_{\mathrm{fref}}$

$i_{\mathrm{qref}}=\±\sqrt{\frac{2R_f}{3R_s}[1+\frac{2R_f{(L_d-L_q)}^2}{3M_{\mathrm{sf}}^2{R}_s}]i_{\mathrm{fref}}^2+\frac{2R_f{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{pm}}}{3R_s{M}_{\mathrm{sf}}}{i}_{\mathrm{fref}}}---\left(8\right)$

上式中，当T_eref为正时i_qref取正值，否则取负值，将式(8)代入式(5)，整理得

${[1+\frac{2R_f{(L_d-L_q)}^2}{3M_{\mathrm{sf}}^2{R}_s}]}^3{i}_{\mathrm{fref}}^4+\frac{3{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{pm}}}{M_{\mathrm{sf}}}{[1+\frac{2R_f{(L_d-L_q)}^2}{3M_{\mathrm{sf}}^2{R}_s}]}^2{i}_{\mathrm{fref}}^3+3\frac{{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{pm}}^2}{M_{\mathrm{sf}}^2}[1+\frac{2R_f{(L_d-L_q)}^2}{3M_{\mathrm{sf}}^2{R}_s}]i_{\mathrm{fref}}^2+$

$\frac{{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{pm}}^3}{M_{\mathrm{sf}}^3}{i}_{\mathrm{fref}}-\frac{2R_s}{3p^2{R}_f{M}_{\mathrm{sf}}^2}{T}_{\mathrm{eref}}^2=0---\left(9\right)$

式(9)是个一元四次方程，难以直接求解，实际控制中采用迭代法计算，令x_n＝i_fref， $g=T_{\mathrm{eref}}^2,$ $k_0=\frac{2R_s}{3p^2{R}_f{M}_{\mathrm{sf}}^2},$ $k_1=\frac{{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{pm}}^3}{M_{\mathrm{sf}}^3},$ $k_2=3\frac{{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{pm}}^2}{M_{\mathrm{sf}}^2}[1+\frac{2R_f{(L_d-L_q)}^2}{3M_{\mathrm{sf}}^2{R}_s}],$ $k_3=\frac{3{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{pm}}}{M_{\mathrm{sf}}}[1+$ ${\frac{2R_f{(L_d-L_q)}^2}{3M_{\mathrm{sf}}^2{R}_s}]}^2,$ $k_4={[1+\frac{2R_f{(L_d-L_q)}^2}{3M_{\mathrm{sf}}^2{R}_s}]}^3,$ 由方程(9)可得函数

$F\left(x_n\right)=k_4{x}_n^4+k_3{x}_n^3+k_2{x}_n^2+k_1{x}_n^1-k_{0}g---\left(10\right)$

将式(10)对x_n求导

$F^{\′}\left(x_n\right)=4k_4{x}_n^3+3k_3{x}_n^2+2k_2{x}_n+k_1---\left(11\right)$

显然，当x_n＞0时，F(x_n)＞0。因此式(11)在x_n＞0时是单调递增的，由电机特性可知方程F(x_n)＝0在0到额定值I_fN之间有唯一解，可采用如下式(12)具有3阶收敛速度的两步牛顿迭代法求F(x_n)＝0的解x_n

$z_n=x_n-\frac{F\left(x_n\right)}{F^{\′}\left(x_n\right)}$

$x_{n+1}=z_n-\frac{F\left(z_n\right)}{F^{\′}\left(x_n\right)}---\left(12\right)$

x_n的初值可设置为0至额定励磁电流I_fN之间的任何值，为确保电机在任何运行状态下都能较快的求出x_n的值，可将x_n的初值设为I_fN/2，以后每次迭代运算的初值采用上一个运行周期的计算值，由于电机运行过程中速度、电流等参数值具有连续性，一般只需要1～2次迭代运算即可得到较精确解。将电机各参数代入式(10)～(12)，仿真和实验证明，x_n的初值即使在第一次计算取极值的最坏情况下，也只需要执行4次迭代运算，就可以得到x_n误差小于1％的近似解。因此使用DSP来控制HESM，实时性完全可以满足要求，计算出i_fref后代入式(8)，即可解得i_dref、i_qref。

在以上电流分配运算过程中，由于整个区域转速较低，增磁运行不会导致反电势过高，不需考虑电压极限环的限制。但是当电机速度超过额定转速n_N时，电机做恒功率运行，为防止电机过载，应限制电磁转矩给定值，结合式(3)、(6)可得n_N与转矩最大给定值T_refmax

$n_N=\frac{30P_N}{\mathrm{\π}{T}_N}=\frac{20P_N}{\mathrm{\π\ρ}{I}_{\mathrm{qN}}[{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{pm}}+M_{\mathrm{sf}}{I}_{\mathrm{sN}}+(L_d-L_q)I_{\mathrm{dN}}]}$

$T_{\mathrm{ref}\max }=\left\{\begin{array}{c}{T}_N,n_r\&le;n_N\\ T_N\frac{n_N}{n_r},n_N<n_r\&le;n_{\mathrm{Bdec}}\end{array}\right.---\left(13\right)$

T_N为HESM的额定电磁转矩。

2.高速区控制(n_r＞n_Bdec)：

由式(4)可知，当i_d＝i_f＝0时，HESM的n_r与E_q成线性关系。因此电机空载运行无励磁电流时的最高转速n_max与直流母线电压U_dc也为线性关系，弱磁基速n_Bdec受n_max限制，其值可由下式得到

n_max＝k_vU_dc+N₀

n_Bdec＝k_bn_max    (14)

式中，对于本发明所用的实验样机，最高转速电压比系数k_v＝5.69，偏置值N₀＝-13。弱磁基速系数k_b的取值为经验值，类似于PID控制中P、I、D参数的设置，为保证电机弱磁运行时有一定的转矩输出能力与较高的母线电压利用率，k_b可设为(0.7～0.9)之间，一般可取k_b＝0.75。

与中低速区相比，在该区进行调速时，电机反电势受到母线电压的限制，因此需要采用弱磁调速的方法进行控制。在弱磁调速过程中，为确保电机对母线电压的充分利用及电机运行的稳定性，应保持电机反电势基本恒定，即E_q≈E_base，E_base为电机转速达到弱磁基速n_Bdec时对应的空载反电势，其值接近

可由下式得到

E_base＝pn_Bdecψ_pmπ/30    (15)

因此，由式(4)，高速区的电机反电势与转速及电流的关系应有下式成立

$E_{\mathrm{qref}}={\mathrm{\&omega;}}_e({\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{pm}}+L_d{i}_{\mathrm{dref}}+M_{\mathrm{sf}}{i}_{\mathrm{fref}})$

$=p\frac{\mathrm{\&pi;}{n}_r}{30}({\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{pm}}+L_d{i}_{\mathrm{dref}}+M_{\mathrm{sf}}{i}_{\mathrm{fref}})$

$=E_{\mathrm{base}}---\left(16\right)$

与低速区类似，采用总铜耗最小原理进行弱磁控制，可得电机高速运行区铜耗方程

$P_{\mathrm{cu}}=\frac{3}{2}{i}_{\mathrm{dref}}^2{R}_s+i_{\mathrm{fref}}^2{R}_f---\left(17\right)$

在式(17)中，与低速区不同，该式不包括q轴电流分量i_qref产生的铜耗，i_qref直接由速度控制器Speed PID(13)输出的T_eref确定：

i_qref＝k_iT_eref    (18)

k_i为转矩电流比系数，为一常数。结合式(16)、(17)，采用拉格朗日乘数法求P_cu为最小时的电流值

$L(i_{\mathrm{dref}},i_{\mathrm{fref}},\mathrm{\&lambda;})=P_{\mathrm{cu}}+\mathrm{\&lambda;}[p\frac{\mathrm{\&pi;}{n}_r}{30}({\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{pm}}+L_d{i}_{\mathrm{dref}}+M_{\mathrm{sf}}{i}_{\mathrm{fref}})-E_{\mathrm{base}}]---\left(19\right)$

对上式分别求i_dref与i_fref的偏导数，并令其为0，消去λ，可得铜耗最小时i_dref与i_fref的关系式，然后与式(16)结合，可解得

$i_{\mathrm{dref}}=\frac{60E_{\mathrm{base}}{L}_d{R}_f-2\mathrm{p\&pi;}{n}_r{L}_d{R}_f{\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{pm}}}{2\mathrm{p\&pi;}{L}_d^2{R}_f{n}_r+3\mathrm{p\&pi;}{R}_s{M}_{\mathrm{sf}}^2{n}_r}$

$i_{\mathrm{fref}}=\frac{3R_s{M}_{\mathrm{sf}}}{2L_d{R}_f}{i}_{\mathrm{dref}}---\left(20\right)$

如图5所示，为负载1Nm时HESM的启动电流波形，HESM的给定转速为2800rpm，大于电机的弱磁基速(1270rpm)。为提高电机的启动转矩，考虑到励磁绕组电感较大，启动电枢电流前0.5s给电机施加一个正向额定励磁电流命令进行增磁。随着电机转速升高励磁电流减小，当转速达到nBdec后，开始弱磁调速，if与id随转速升高继续负向增加。

如图6所示，为HESM弱磁运行稳态电流波形，电机转速为2800rpm，负载转矩为1Nm，励磁电流if为-0.8A，基本保持恒定；相电流为正弦波，幅值为4A，波形比较平滑，谐波较小。

如图7所示，为HESM是否施加励磁电流调磁运行情况下的转速与对应最大输出转矩的实验结果。如无励磁电流并采用i_d＝0的矢量控制，HESM输出的最大转矩为9.5Nm，当施加励磁电流结合铜耗最小的效率优化方法进行增磁控制运行时，最大转矩达到13Nm；无励磁电流调磁的HESM的特性相当于普通PMSM，调速范围较窄，最高转速为1650rpm；当励磁电流参与弱磁调速后，空载时最高转速达到4800rpm。该实验结果表明，相对于普通PMSM，HESM具有低速大转矩和宽调速特性。

如图8所示，为HESM在有、无励磁电流参与调速下的转速与最大输出功率实验结果。无励磁调速时，恒功率区对应转速为700rpm～1300rpm，转速超过1300rpm后，输出功率迅速下降，转速达到1650rpm后，基本已无转矩和功率输出能力。当施加励磁电流时，由于其在不同速度区间的增磁与弱磁作用，恒功率区扩大至500rpm～3100rpm，转速超过3100rpm后，虽然不能保持恒功率，但电磁功率下降较慢，转速达4800rpm时，电磁功率约200W。该实验结果表明，通过励磁电流与电枢电流的最优配置调磁，有效地提高了HESM在中低速和高速运行区的负载能力。

虽然在此根据具体的实施方案对本发明进行了描述，但是对于本领域技术人员来说，各种其他的变化和修改以及其他应用是显而易见的。因此本发明不受说明书中特定公开的限制。

Claims (5)

1.一种适用于电动汽车驱动用的新型调速系统，它从HESM电机主电路中采集相电流i_A，i_B和励磁电流i_f，从HESM电机上采集实时转速n_r，将采集到的相电流变换后得到d-q轴电流i_d与i_q，d-q轴电流i_d、i_q分别与电流分配器中得到d轴参考电流i_dref、q轴参考电流i_qref比较并做PID运算后，经过反派克变换及空间矢量电压脉宽调制后，输出脉冲信号控制电枢驱动模块相应功率管的导通与关断，励磁电流i_f与励磁参考电流i_fref经过励磁驱动信号产生模块输出控制励磁驱动模块相应功率管的导通与关断，其特征在于：所述的HESM电机(1)为双定子结构，电枢绕组(109)设置在外定子上，内定子安装励磁绕组(108)；电机转子(105)为爪极形式，爪极上永磁磁钢(101)与导磁铁芯(102)交错放置，且永磁磁钢(101)与导磁铁芯(102)的面积之比为2∶1。

2.根据权利要求1所述的适用于电动汽车驱动用的新型调速系统，其特征在于：所述的相电流i_A，i_B依次在Clarke模块和Park模块中进行Clarke变换和Park变换，得到两相旋转直角坐标系下的d轴电流i_d和q轴电流i_q；将实测转速n_r与给定转速n_ref进行比较，比较值在速度控制器中进行PID运算，得到电磁转矩参考值T_eref；将电磁转矩参考值T_eref、直流母线电压实时检测值U_dc、实测转速n_r送入电流分配器中，电流分配器对电枢电流和励磁电流进行最优分配，输出d轴参考电流i_dref、q轴参考电流i_qref和励磁参考电流i_fref；

其中，d轴参考电流i_dref和q轴参考电流i_qref分别与d轴电流i_d和q轴电流i_q进行比较，并将比较值分别送入d轴电流控制器和q轴电流控制器中进行PID运算，得到d轴电压U_d和q轴电压U_q，d轴电压U_d和q轴电压U_q在Ipark模块中经过Ipark变换，得到静止两相坐标系下的电压信号，该电压信号传递到SVPWM模块中经过空间电压矢量变换后，输出控制脉冲信号来控制电枢驱动模块中相应功率管的导通与关断；

励磁参考电流i_fref与实测的励磁电流i_f传递到励磁电流驱动信号产生模块，励磁电流驱动信号产生模块输出脉冲信号到励磁驱动模块中，来控制励磁驱动模块中相应功率管的导通与关断。

3.根据权利要求2所述的适用于电动汽车驱动用的新型调速系统，其特征在于：电枢驱动模块的3个输出端分别连接到HESM的3相绕组上，控制HESM电机的电枢电流；励磁驱动模块的2个输出端分别连接到HESM电机的励磁绕组两端，控制励磁绕组电流，使HESM做增磁或弱磁运行。

4.根据权利要求1所述的适用于电动汽车驱动用的新型调速系统，其特征在于：在从HESM电机上采集的实测转速n_r之前，确定HESM电机转子的初始位置：光电编码器与HESM电机的转子同轴安装，随转子转动时输出两组六路脉冲信号；其中一组脉冲信号是相位相差60电角度的U，V，W信号，各脉冲宽度为180电角度，这组信号在电机启动时用于转子磁极粗略定位，该组信号输入到信号处理单元，信号处理单元根据捕捉到的UVW值，控制电机启动，电机开始运行后，在转过小于或等于一周的时间内，会捕捉到光电编码器输出的复位脉冲信号，根据所述的复位脉冲信号得到电机转子的初始位置；光电编码器输出的另一组脉冲信号包含1路复位信号和2路正交编码脉冲信号，这一组信号也输入到信号处理单元中，信号处理单元对2路正交编码脉冲信号进行计数并计算处理，实时算出电机转子的准确位置即转子转过的电角度theta和实时转速n_r。

5.一种如权利要求1中电流分配器的电流分配方法，其特征在于：它根据HESM电机所处的速度区域，分别采用不同的控制策略，使HESM电机在各区域均能保持效率最优的运行状态：

(1)中低速区控制：当电机转速小于或等于弱磁基速时，HESM处于中低速运行区域，该区域采用的控制算法是：在基于转子磁场定向的矢量控制基础上，采用电机电枢与励磁绕组总铜耗最小的电流最优控制；

(2)高速区控制：当电机转速高于弱磁基速时，HESM处于高速运行区域，在该区域采用的控制算法是：在给定的反电势基值E_base下，且在保持电机反电势基本恒定的基础上，实施d轴电流与励磁电流共同弱磁调速并确保d轴电流与励磁电流总铜耗最小的电流最优控制。

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