CN113676095B - 电励磁双凸极电机驱动充电一体化系统的电流协同控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种电励磁双凸极电机驱动充电一体化系统的电流协同控制方法，所述电励磁双凸极电机驱动充电一体化系统采用级联变换器结构，并且将电励磁双凸极电机的励磁绕组复用为前级DC‑DC变换器的滤波电感，根据电励磁双凸极电机的定转子相对位置确定转子坐标系dq轴，采用矢量控制方式通过后级逆变器驱动电励磁双凸极电机；根据电流协同控制策略给出励磁电流给定值和电枢交轴电流给定值，并结合母线电压环调节输出功率以实现动态模式下的直流母线电压控制。本发明能够有效降低复用励磁绕组的电励磁双凸极电机的稳态系统铜损，提高电机调速动态性能，提高级联变换器系统的稳定性。

Description

电励磁双凸极电机驱动充电一体化系统的电流协同控制方法
技术领域
本发明属于电机系统及控制领域，具体涉及一种电励磁双凸极电机驱动充电一体化系统的电流协同控制方法。
背景技术
电动汽车产业近年来迅速发展，电动汽车的充电方式有三种：(1)车载充电方式，即利用的车载的充电器对蓄电池进行充电，且能在任何有插座的地方给蓄电池充电，便利性非常高，但是由于重量体积的限制，车载充电器一般功率等级较低，充电速度较慢，一般适用于夜间充电，降低了电动汽车的利用率；(2)充电桩充电，由于充电桩功率一般都在50kW以上，其重量体积均较大，且价格昂贵，需要特别的维护，随着电动汽车的增多，需要建设大量的充电站，存在基础设施投资过大等问题；(3)换电方式，即采取直接更换电池的方式，虽然该方式能够迅速补充电能，但是需要建设大量的换电站，并且目前电动汽车的电池国内目前尚不具备统一的标准，推广难度大，建设成本高。目前的车载充电方式一般采用额外的车载充电器，受限于其自身的成本和电动汽车本身有限的空间，使得现有车载充电器的容量受到限定，难以实现电动汽车的方便快速充电，影响到电动汽车使用的便利性。然而，电动汽车驱动电机用的功率变换器自身具有功率双向流动的能力，并且容量与蓄电池相匹配，若能利用驱动变换器结合电机绕组构成车载充电器给蓄电池充电，实现功率变换器的驱动功能和充电功能集成化，不仅能够充分利用电动汽车的电控部件，还可以有效降低成本，减少重量体积，使得电动汽车不依赖于充电桩，能够快速便利充电。因此，电动汽车驱动充电功能一体化成为新能源汽车行业发展中的一项较为关键的技术。
目前，电动汽车驱动电机一般分为永磁电机和无永磁体电机，其中中国和日本主要使用永磁电机，包括永磁同步电机(PMSM)和无刷直流电机(BLDC)，欧美车企使用较多的是感应电机(IM)和开关磁阻电机(SRM)。其中PMSM在启动性能、峰值效率、转矩脉动等方面均有着无可比拟的优势，但是其结构一般较复杂，设计难度较大。BLDC由于采用方波控制，其控制方式简单，并且其结构简单，拥有良好的高速性能，但是相比较PMSM存在明显的转矩波动问题。PMSM和BLDC均属于永磁电机，由于永磁体的存在，均存在着造价较高，高温振动环境下永磁体容易失磁的问题。IM特点是结构简单且价格便宜，但存在着损耗较大的问题，通常适合大功率的商用电动车。SRM结构更加简单且容错率高，但是由于转矩脉动和噪声问题，通常也都应用于大型商用电动汽车，并且由于功率密度相对较低，也一定程度限制了SRM的使用范围。
电励磁双凸极电机(DSEM)与开关磁阻电机结构类似，其定转子都是凸极式结构，但是同时具有励磁绕组和电枢绕组，采用直流绕组励磁大大降低电机的制造成本，并且励磁电流可控，非常容易实现弱磁升速，其高可靠性也是用于电动汽车驱动电机的一大优势。申请号为CN201711445250.6的发明专利提出了基于分裂励磁绕组的电励磁双凸极电机的驱动充电一体化系统，采用级联变换器的形式将励磁绕组作为前级DCDC变换器的滤波电感，但是恒定励磁控制限制了输入功率，特别是在轻载条件下还会产生较大的铜损，并没有很好地利用电励磁双凸极电机励磁电流灵活可控的优势。
同时具有励磁绕组和电枢绕组的电机系统还包括磁通切换电机、变磁阻电机、混合励磁电机等，这类电机灵活可控的励磁电流能够用来对电机系统驱动性能进行优化。比如通过励磁电流谐波注入来降低变磁阻电机输出转矩中的六次谐波分量，提高电机系统稳态性能；或针对变磁阻电机输出转矩中的多次谐波分量分别注入对应频率励磁电流谐波以实现更低的转矩脉动；也有学者提出不同转速下混合励磁电机的励磁电流和电枢电流的协同控制策略，实现了低速时的最大转矩电流比(MTPA)控制和高速时的弱磁控制。因此，考虑到电励磁双凸极电机励磁电流和电枢电流具有同样的灵活性，且与级联变换器相互耦合的功率密切相关，基于电励磁双凸极电机的驱动充电一体化系统在驱动模式下能够从电流协同控制的角度进一步优化电机性能和系统稳定性，具有很好的研究意义。
发明内容
发明目的：为了解决现有技术中存在的问题，本发明提供一种电励磁双凸极电机驱动充电一体化系统的电流协同控制方法，在系统动稳态时采用不同的电流协同控制策略，提高电机驱动模式下的动稳态性能。
技术方案：本发明提供一种电励磁双凸极电机驱动充电一体化系统的电流协同控制方法，具体包括以下步骤：
(1)构建电励磁双凸极电机驱动充电一体化系统；所述系统采用级联变换器结构，并且将电励磁双凸极电机的励磁绕组复用为前级DC-DC变换器的滤波电感；
(2)根据电励磁双凸极电机的定转子相对位置确定转子坐标系dq轴，建立电励磁双凸极电机数学模型，采用矢量控制方式通过后级逆变器驱动电励磁双凸极电机，获得电磁转矩的平均值；
(3)根据电流协同控制策略给出励磁电流给定值和电枢交轴电流给定值，并结合母线电压环调节输出功率以实现动态模式下的直流母线电压控制。
进一步地，所述步骤(2)实现过程如下：
转子齿中心线与定子齿中心线重合的位置为电机的d轴，超前d轴机械角度(90/Pr)°的位置为q轴，其中，Pr为电机等效极对数；
根据建立的dq坐标系下的电励磁双凸极电机数学模型，获得其转矩方程为：
其中，Lfd为励磁绕组和电枢绕组之间的互感变换到转子坐标系直轴上的感值，if为励磁电流，iq为电枢交轴电流，id为电枢直轴电流，Lfq为励磁绕组和电枢绕组之间的互感变换到转子坐标系直轴上的感值，θr为电机机械角；
采用控制id＝0控制方式下，电励磁双凸极电机励磁绕组和电枢绕组之间的互感主要存在5、7次谐波,所述电励磁双凸极电机的输出转矩的表达式为：
其中，Mf1、Mf5、Mf7分别为自然坐标系下励磁绕组和电枢绕组间互感的基波、5次谐波、7次谐波所对应的转子旋转坐标系下的幅值，θe为电机电角度，θm1、θm5、θm7为励磁绕组和电枢绕组间互感基波、5次谐波、7次谐波的初相角；
忽略电磁转矩中的交流分量后得到电磁转矩的平均值为：
进一步地，步骤(3)所述的协同控制策略为根据系统运行状态分别给出励磁电流给定值和电枢交轴电流给定值，当系统中电励磁双凸极电机运行转速误差小于阈值n0时，判断系统运行于稳态模式，根据最小铜损控制策略得到励磁电流给定值和电枢交轴电流给定值；当转速误差大于阈值n0时判断为系统运行于动态模式，根据最大励磁控制策略得到励磁电流给定值和电枢交轴电流给定值，实现系统动态稳态性能提升，并改善系统稳定性。
进一步地，所述结合母线电压环调节输出功率以实现动态模式下的直流母线电压控制实现过程如下：
系统运行于动态模式时，根据母线电压误差判断系统瞬时输入输出功率差，将母线电压误差经PI控制器输出，将交轴电流给定值减去PI控制器输出作为新的交轴电流给定值，实现对输出功率的调节以减小系统瞬时输入输出功率差导致的母线电压波动，维持系统稳定。
进一步地，所述根据最小铜损控制策略得到励磁电流给定值和电枢交轴电流给定值实现过程过程如下：
确定铜损最小时约束条件，系统工作在稳态模式下，电机绕组的铜损为：
其中，if1为第一段励磁绕组电流，if2为第二段励磁绕组电流，Rf为每段励磁绕组电阻，Rs为每相电枢绕组电阻；
电机绕组铜损的为两个平方项之和，电磁转矩输出不变时两项乘积不变，因此电机铜损仅在两个平方项对应相等时最小：
电流分配前后的平均电磁转矩为：
其中，if *为励磁电流给定值，iq *为励磁电流给定值；
在最小铜损控制下的励磁电流给定为：
电励磁双凸极电机的电枢交轴电流给定值由后级电机驱动系统的转速调节器输出除以励磁电流给定后得到，以保证系统输出功率不变。
进一步地，所述稳态模式为电励磁双凸极电机驱动充电一体化系统最大输入功率恒大于输出功率：
其中，ωm为电机机械角速度；
电励磁双凸极电机驱动充电一体化系统中的电池电压Ub要求满足：
其中，if * (max)为励磁电流给定值最大值，ωm(max)为电机最大机械角速；即其他条件不变时，电池电压约束了电流协同控制方法下系统输出功率范围。
进一步地，所述根据最大励磁控制策略得到励磁电流给定值和电枢交轴电流给定值为最大励磁控制方式下，电励磁双凸极电机的励磁电流给定值为允许的最大电流值，q轴电枢电流给定值由转速调节器输出除以励磁电流给定后得到，能够在提高电励磁双凸极电机输出转矩的同时，增大系统中前级DC-DC变换器的最大输入功率，减小系统输入输出功率差导致的母线电压波动。
有益效果：与现有技术相比，本发明的有益效果：1、相比于传统电励磁双凸极电机的驱动控制策略，本发明提出的励磁电流和电枢电流协同控制策略能够有效降低系统稳态铜损和动态调节性能；2、相比于原有恒定励磁控制的电励磁双凸极电机驱动充电一体化系统的驱动模式控制策略，本发明所提出的电流协同控制策略能够调节系统瞬时输入输出功率差，扩展电机输出功率范围，提高系统稳定性。
附图说明
图1为电励磁双凸极电机驱动充电一体化系统电流协同控制控制框图；
图2为电励磁双凸极电机d、q轴位置示意图；
图3为电励磁双凸极电机系统驱动模式稳态仿真波形图，其中(a)为第一段励磁绕组电流波形图，(b)为第二段励磁绕组电流波形，(c)为母线电压波形图，(d)为电枢交轴电流波形图，(e)为三相电流波形图，(f)为转速波形图；
图4为不同负载条件下系统稳态铜损值波形图；
图5为电励磁双凸极电机加速过程仿真波形图，其中(a)为励磁电流波形图，(b)为A相电流波形图，(c)为母线电压波形图，(d)为转速波形图；
图6为电励磁双凸极电机降速过程仿真波形图，其中(a)为励磁电流波形图，(b)为A相电流波形图，(c)为母线电压波形图，(d)为转速波形图；
图7为电励磁双凸极电机加载过程仿真波形图，其中(a)为励磁电流波形图，(b)为A相电流波形图，(c)为母线电压波形图，(d)为转速波形图；
图8为电励磁双凸极电机卸载过程仿真波形图，其中(a)为励磁电流波形图，(b)为A相电流波形图，(c)为母线电压波形图，(d)为转速波形图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明作进一步详细说明。
本发明提供一种电励磁双凸极电机驱动充电一体化系统的电流协同控制方法，应用于复用励磁绕组的电励磁双凸极电机驱动充电一体化系统，该系统采用级联变换器结构，并且将电励磁双凸极电机的励磁绕组复用为前级DC-DC变换器的滤波电感，根据电励磁双凸极电机的定转子相对位置确定转子坐标系dq轴，采用矢量控制方式通过后级逆变器驱动电励磁双凸极电机；根据电流协同控制策略给出励磁电流给定值和电枢交轴电流给定值，并结合母线电压环调节输出功率以实现动态模式下的直流母线电压控制，在保证系统电磁转矩输出需求的同时提高系统稳定性和效率。电流协同控制器根据转速误差判断系统动稳态状态，稳态时采用最小铜损控制，降低系统铜损的同时平衡两级式变换器最大输入功率与输出功率，动态时采用最大励磁控制，提高系统动态响应，并结合母线电压环调节输出功率以实现动态模式下的直流母线电压控制。
电励磁双凸极电机驱动充电一体化系统架构与控制策略示意图如图1所示，具体实现过程如下：
电励磁双凸极电机需要根据定转子的相对位置来确定电励磁双凸极电机的d轴和q轴位置，转子齿中心线与定子齿中心线重合的位置为电机的d轴，超前d轴机械角度(90/Pr)°的位置为q轴。其中，Pr为电机等效极对数。根据建立的dq坐标系下的电励磁双凸极电机数学模型，获得其转矩方程为：
其中，Lfd为励磁绕组和电枢绕组之间的互感变换到转子坐标系直轴上的感值，if为励磁电流，iq为电枢交轴电流，id为电枢直轴电流，Lfq为励磁绕组和电枢绕组之间的互感变换到转子坐标系直轴上的感值，θr为电机机械角。
12/10极电励磁双凸极电机，超前d轴机械角度9°的位置为q轴，d、q轴位置示意图如图2所示。
采用控制id＝0控制方式下，电励磁双凸极电机励磁绕组和电枢绕组之间的互感主要存在5、7次谐波,所述电励磁双凸极电机的输出转矩的表达式为：
其中，Mf1、Mf5、Mf7分别为自然坐标系下励磁绕组和电枢绕组间互感的基波、5次谐波、7次谐波所对应的转子旋转坐标系下的幅值，θe为电机电角度，θm1、θm5、θm7为励磁绕组和电枢绕组间互感基波、5次谐波、7次谐波的初相角。
忽略电磁转矩中的交流分量后得到电磁转矩的平均值为：
系统电流协同控制策略即根据系统运行状态分别给出励磁电流给定值和电枢交轴电流给定值，当系统中电励磁双凸极电机运行转速误差小于阈值n0时，判断系统运行于稳态模式，电流协同控制器根据最小铜损控制策略得到励磁电流给定值和电枢交轴电流给定值；当转速误差大于阈值n0时判断为系统运行于动态模式，电流协同控制器根据最大励磁控制策略得到励磁电流给定值和电枢交轴电流给定值，实现系统动态稳态性能提升，并改善系统稳定性。
若12/10极电励磁双凸极电机电枢绕组电阻Rs为0.2Ω，励磁绕组电阻Rf为0.4Ω。
最小铜损控制策略得到励磁电流给定值和电枢交轴电流给定值实现过程需确定铜损最小时约束条件。系统工作在稳态模式下，电机绕组的铜损为：
其中，if1为第一段励磁绕组电流，if2为第二段励磁绕组电流，Rf为每段励磁绕组电阻，Rs为每相电枢绕组电阻。
电机绕组铜损的为两个平方项之和，电磁转矩输出不变时该两项乘积不变，因此电机铜损仅在两个平方项对应相等时最小：
将电枢绕组电阻和励磁绕组电阻代入即得：
iq *＝1.63299if *
为保持系统的稳定运行，电机在励磁电流和电枢电流在分配控制前后需要保证电励磁双凸极电机的输出的平均电磁转矩不变，可以得到电流分配前后的平均电磁转矩为：
其中，if *为励磁电流给定值，iq *为励磁电流给定值。
可以计算得到在最小铜损控制下的励磁电流给定为：
电励磁双凸极电机的电枢电流给定值由后级电机驱动系统的转速调节器输出除以励磁电流给定后得到，以保证系统输出功率不变。
为保证系统稳定性，稳态工作模式下，系统最大输入功率恒大于输出功率：
其中，ωm为电机机械角速度。
励磁电流给定值与系统输出转矩直接相关，在稳态时最小铜损控制策略根据输出功率调节励磁电流，扩展了系统的输出功率范围。
为满足系统功率匹配，保证系统输入与输出功率平衡，系统中的电池电压Ub要求满足：
其中，为励磁电流给定值最大值，ωm(max)为电机最大机械角速度。
在系统运行于动态模式即最大励磁控制方式下，电流协同控制器给电励磁双凸极电机的励磁电流给定值为允许的最大电流值，q轴电枢电流给定值由转速调节器输出除以励磁电流给定后得到，能够在提高电励磁双凸极电机输出转矩的同时，增大系统中前级DC-DC变换器的最大输入功率，减小系统输入输出功率差导致的母线电压波动。
根据母线电压误差判断系统瞬时输入输出功率差，将母线电压误差经PI控制器输出，将交轴电流给定值减去该PI输出作为新的交轴电流给定值，实现对输出功率的调节以减小系统瞬时输入输出功率差导致的母线电压波动，维持系统稳定。
按照具体实施方式对电励磁双凸极电机驱动充电一体化系统及其对应工况进行Matlab/Simulink仿真。电励磁双凸极电机参数为：每段励磁绕组电阻值0.4Ω，每段励磁绕组电感值13mH，电枢绕组电阻值0.1Ω，电枢绕组电感值5.6mH。仿真工况为：蓄电池电压72V，母线电压120V，电机给定转速200rpm，负载转矩8.5N·m。对该工况下电流协同控制的系统动稳态特性进行了仿真验证，包括以下实施例。
系统运行于稳态时对级联变换器采用最小铜损控制，励磁电流给定值和电枢q轴电流给定值由电流协同控制器给出。图3中(a)至图3中(h)给出了电流协同控制方式下系统驱动模式稳态仿真波形。两段励磁电流大小相等，平均值约为3.18A，电流纹波约为0.1A。母线电压稳定跟随给定值120V，电压纹波约为0.2V。可见，前级DCDC变换器能够控制励磁电流和母线电压保持稳定，为后级逆变器提供输入功率。后级电励磁双凸极电机三相电流有效值为3.66A，且正弦度较好，坐标变换后的q轴电流平均值为5.17A。转速稳定在200rpm给定，系统铜损为16.13W。级联变换器能够有效控制电机稳定运行，且励磁电流和电枢q轴电流满足最小铜损约束的比例关系。不同负载条件下系统稳态铜损值如图4所示，可见系统铜损随负载转矩的增大而增大，轻载时最小铜损控制能够将系统铜损控制在较低水平。
图5和图6给出了电励磁双凸极电机加速和降速过程的仿真波形图。图5中(a)至图5中(d)中可以看出，电机加速前，系统采用最小铜损控制，励磁电流为3.86A，相电流有效值为4.47A。开始加速时励磁电流升至8A最大值以适应输出功率的增大，此时相电流升至13.33A。由于最大励磁电流控制以及前级DCDC变换器对输入功率的调节，母线电压在加速过程中跌落了1V，基本保持稳定，说明级联变换器在加速过程中不存在较大的瞬时输入输出功率差，具有较好的稳定性。经过120ms达到给定转速400rpm后，系统转为最小铜损控制。图6中(a)至图6中(d)电机减速过程前后同样采用最小铜损控制，开始减速时，励磁电流和电枢电流均降低至最小值，电机回馈能量导致母线电压升高约4.7V。经过260ms电机减速至200rpm，而由于逆变器控制中增设的电压环能够调节电枢电流以平衡输入输出功率差，因此母线电压可以控制在一定范围内波形而不影响系统稳定性。
电机加载过程波形如图7中(a)至图7中(d)所示。加载时转速波动不大因此系统一直控制在最小铜损运行状态，电枢电流和励磁电流同时升高以适应输出功率的提升。加载过程中转速跌落5rpm，经过220ms后恢复稳态。稳定时相电流有效值为6.05A，励磁电流为5.25A。卸载过程波形如图8中(a)至图8中(d)所示。由于输出功率的降低，转速升高5rpm，经过250ms后恢复稳态。卸载后电枢电流和励磁电流同时降低，在降低输出功率的同时保持系统铜损最小。卸载后相电流有效值为3.81A，励磁电流为3.31A。电机在加卸载过程中由于最小铜损控制，励磁电流随输出功率的增大而增大，即系统的最大输入功率随着输出功率变化，有利于功率耦合紧密的级联变换器的稳定运行。
由上可见，电流协同控制策略能够保持系统稳态时以最小铜损状态运行，调速过程中最大励磁控制能够平衡系统输入输出功率差，增设的母线电压环能够保持母线电压在允许的范围内稳定，提高系统的动态响应性能和稳定性。仿真结果能够验证所提出了电流协同控制策略的正确性和有效性。
以上所述仅是本发明的优选实施例，对于本领域的技术人员而言，在本发明的精神和原则范围内做出的若干等同替换和改进，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (3)

1.一种电励磁双凸极电机驱动充电一体化系统的电流协同控制方法，其特征在于，包括以下步骤：
(1)构建电励磁双凸极电机驱动充电一体化系统；所述系统采用级联变换器结构，并且将电励磁双凸极电机的励磁绕组复用为前级DC-DC变换器的滤波电感；
(2)根据电励磁双凸极电机的定转子相对位置确定转子坐标系dq轴，建立电励磁双凸极电机数学模型，采用矢量控制方式通过后级逆变器驱动电励磁双凸极电机，获得电磁转矩的平均值；
(3)根据电流协同控制策略给出励磁电流给定值和电枢交轴电流给定值，并结合母线电压环调节输出功率以实现动态模式下的直流母线电压控制；
所述步骤(2)实现过程如下：
转子齿中心线与定子齿中心线重合的位置为电机的d轴，超前d轴机械角度(90/Pr)°的位置为q轴，其中，Pr为电机等效极对数；
根据建立的dq坐标系下的电励磁双凸极电机数学模型，获得其转矩方程为：
其中，Lfd为励磁绕组和电枢绕组之间的互感变换到转子坐标系直轴上的感值，if为励磁电流，iq为电枢交轴电流，id为电枢直轴电流，Lfq为励磁绕组和电枢绕组之间的互感变换到转子坐标系直轴上的感值，θr为电机机械角；
采用控制id＝0控制方式下，电励磁双凸极电机励磁绕组和电枢绕组之间的互感主要存在5、7次谐波,所述电励磁双凸极电机的输出转矩的表达式为：
其中，Mf1、Mf5、Mf7分别为自然坐标系下励磁绕组和电枢绕组间互感的基波、5次谐波、7次谐波所对应的转子旋转坐标系下的幅值，θe为电机电角度，θm1、θm5、θm7为励磁绕组和电枢绕组间互感基波、5次谐波、7次谐波的初相角；
忽略电磁转矩中的交流分量后得到电磁转矩的平均值为：
步骤(3)所述的协同控制策略为根据系统运行状态分别给出励磁电流给定值和电枢交轴电流给定值，当系统中电励磁双凸极电机运行转速误差小于阈值n0时，判断系统运行于稳态模式，根据最小铜损控制策略得到励磁电流给定值和电枢交轴电流给定值；当转速误差大于阈值n0时判断为系统运行于动态模式，根据最大励磁控制策略得到励磁电流给定值和电枢交轴电流给定值，实现系统动态稳态性能提升，并改善系统稳定性；
所述根据最小铜损控制策略得到励磁电流给定值和电枢交轴电流给定值实现过程过程如下：
确定铜损最小时约束条件，系统工作在稳态模式下，电机绕组的铜损为：
其中，if1为第一段励磁绕组电流，if2为第二段励磁绕组电流，Rf为每段励磁绕组电阻，Rs为每相电枢绕组电阻；
电机绕组铜损的为两个平方项之和，电磁转矩输出不变时两项乘积不变，因此电机铜损仅在两个平方项对应相等时最小：
电流分配前后的平均电磁转矩为：
其中，if *为励磁电流给定值，iq *为励磁电流给定值；
在最小铜损控制下的励磁电流给定为：
电励磁双凸极电机的电枢交轴电流给定值由后级电机驱动系统的转速调节器输出除以励磁电流给定后得到，以保证系统输出功率不变；
所述根据最大励磁控制策略得到励磁电流给定值和电枢交轴电流给定值为最大励磁控制方式下，电励磁双凸极电机的励磁电流给定值为允许的最大电流值，q轴电枢电流给定值由转速调节器输出除以励磁电流给定后得到，能够在提高电励磁双凸极电机输出转矩的同时，增大系统中前级DC-DC变换器的最大输入功率，减小系统输入输出功率差导致的母线电压波动。
2.据权利要求1所述的电励磁双凸极电机驱动充电一体化系统的电流协同控制方法，其特征在于，所述结合母线电压环调节输出功率以实现动态模式下的直流母线电压控制实现过程如下：
系统运行于动态模式时，根据母线电压误差判断系统瞬时输入输出功率差，将母线电压误差经PI控制器输出，将交轴电流给定值减去PI控制器输出作为新的交轴电流给定值，实现对输出功率的调节以减小系统瞬时输入输出功率差导致的母线电压波动，维持系统稳定。
3.根据权利要求1所述的电励磁双凸极电机驱动充电一体化系统的电流协同控制方法，其特征在于，所述稳态模式为电励磁双凸极电机驱动充电一体化系统最大输入功率恒大于输出功率：
其中，ωm为电机机械角速度；
电励磁双凸极电机驱动充电一体化系统中的电池电压Ub要求满足：
其中，if *(max)为励磁电流给定值最大值，ωm(max)为电机最大机械角速；即其他条件不变时，电池电压约束了电流协同控制方法下系统输出功率范围。
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