CN102461106B - 用于传输和接收实施原型滤波器的多载波信号的方法,以及相应的传输和接收装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种传输由时间连续的多载波符号形成的多载波信号的传输方法，所述多载波信号包括：由称为前同步码符号的至少三个连续多载波符号形成的至少一个前同步码(P)，所述至少一个前同步码包括复值数据元素，每个复值数据元素与所述信号的载波相关；以及称为数据符号的多载波符号(D)，所述多载波符号包括实值数据元素，每个实值数据元素与所述信号的载波相关。根据本发明，所述方法包括载波成形步骤，所述步骤包括：使用第一原型滤波器过滤所述前同步码符号的载波；以及使用不同于所述第一原型滤波器的第二原型滤波器过滤所述数据符号的载波。

Description

用于传输和接收实施原型滤波器的多载波信号的方法,以及相应的传输和接收装置

技术领域

本发明涉及数字通信。 

更确切地说，本发明涉及进行过OFDM/OQAM(正交频分复用/偏移正交调幅)或BFDM/OQAM(双正交频分复用/OQAM)型调制的多载波信号的传输和接收，在这些调制方法中，由原型滤波器完成载波成形且其中在传输之前插入前同步码。具体而言，本发明是关于如何建构传输器或接收器中所实施的这种原型滤波器。 

本发明适用于在点对点(单播)或多点对多点(多播，即，SISO或MIMO)传输中进行的有线通信(xDSL、PLC、光通信，等)以及无线通信(DAB、DVB-T、WLAN、非导引性光通信(non-guided optical communication)，等)。可以发现，本发明特别适用于电力线载波(PLC)传输。 

背景技术

多载波传输技术具有诸多优点，尤其是在有线和无线多路径信道的情况下。 

因此，OFDM型调制特别适用于对抗多路径信道中的衰落效应。但是，这些OFDM调制技术的缺点在于，所产生信号的频率局部化效果很差。 

因此提出了替代性的解决方案，并由此出现了通过滤波器(针对离散信号)或原型滤波器已知的函数(针对连续信号)来对信号成形的多载波调制技术，从而通过正交性来获得更好的频率局部化。例如，这些调制技术有传统上用于射频通信的OFDM/OQAM或BFDM/OQAM型调制，如特别在代表本申请案的2008年1月17日公开的专利申请案WO 2008/007019中所述的。可以回忆，OFDM/OQAM信号可以表示成离散形式，如下： 

其中： 

-a_m，n是即将在时间点n处在载波m上传输的实值数据元素； 

-M是载波频率的数量； 

-g是调制器使用的原型滤波器； 

-D＝L_g-1，其中L_g为原型滤波器g的长度； 

-N＝M/2为离散时间偏移； 

-φ_m，n是所选择的相位项，用来执行实部/虚部交替从而实现正交性，或更确切地说是双正交性，例如，等于 其中φ₀是任意的；以及 

-j²＝-1。 

但是，这些OFDM/OQAM或BFDM/OQAM调制技术的一个缺点在于，只有要传输的数据元素的实值才能实现正交性或双正交性条件。如此一来，只有将值转换成实值才能实现正交性这一事实更是加大了频道估计的难度。 

实际上，为估计给定载波上的频道的复合增益，适当的做法是求出在所述载波上所接收的信号的复合投影。目前，未设保护区间的问题以及根据这类调制只有实值可以实现正交性的问题表示，即使是在理想的频道上仍然存在本质的载波内干扰和载波间干扰。实际上，基于原型滤波器的转换值而接收到的信号投影的虚部并不是零。这一项由一个干扰项来表示，这个项会被加到解调后的信号上，并且是信道估计中必须用到的。 

在各具体项中，如果数据元素a_m，n是在频率/时间位置(m，n)处发送的，那么以下信号是在不考虑噪声的情况下在接收侧获得的： 

$y_{m,n}^{\left(c\right)}\≈H_{m,n}^{\left(c\right)}(a_{m,n}+{\mathrm{ja}}_{m,n}^{\left(i\right)}),$

其中 表示信道系数 表示指数为n的符号周围的余量干扰，其中各载波的指数表示为m。 

迄今为止，通过前同步码进行估计的方法设法通过以下两种方式来优化前同步码的结构：使所产生的前同步码可用于取消接收侧的干扰，如2002年3月28日所公开的专利申请案WO 02/25883中所述的；或与此相反，使所产生的前同步码增加接收侧的此种干扰的功率，如上文提到的专利申请案WO 2008/007019所述的。 

这第二种方法也叫IAM或干扰近似法，可以更好地进行频道估计。实际上，在给定的传输功率下，这种IMA方法的预期增益与关于每个所传输的数据元素产生的虚拟干扰成比例地增加。干扰的增加在一定程度上是有益的。 

根据这第二种方法以及上文提到的专利申请案WO 2008/007019所述，接收器使用余量干扰 的近似值。例如，如果假设频率-时间位置(m₀，n₀)周围(其中不包括位置(m₀，n₀))邻区大小为3×3，表示为 那么虚数部分 可以近似表示为： 

$a_{m_0,n_0}^{\left(i\right)}\≈\underset{(p,q)\∈{\mathrm{\Ω}}_{\mathrm{1,1}}^{*}}{\mathrm{\Σ}}{a}_{m_0+p,n_0+q}{\⟨g\⟩}_{m_0+p,n_0+q}^{m_0,n_0}$

其中 等于 与 的标积。 

如果存在噪声η，则频道估计由下式产生： 

${\hat{H}}_{m_0,n_0}^{\left(c\right)}=H_{m_0,n_0}^{\left(c\right)}+\frac{{\mathrm{\η}}_{m_0,n_0}}{(a_{m_0,n_0}+{\mathrm{ja}}_{m_0,n_0}^{\left(i\right)})}.$

为了放大或提高所接收到的前同步码的功率，提议使用特殊的前同步码结构，例如，称作IAM1的结构，由C.勒雷(C.Lélé)、P.西奥罕(P.Siohan)、R.勒高鲍(R.Legouable)和J.P.贾佛廷(J.P.Javaudin)描述于“电力线上基于前同步码的OFDM/OQAM信道估计技术”(Preamble-based channel estimation techniques for OFDM/OQAM over the powerline，ISPLC 2007，2007年3月)中。 

例如，图1所示的序列包括： 

-由参考符号为p_m，0、p_m，1和p_m，2的三个前同步码符号形成的前同步码IAM1，其中m为载波频率的指数，且0、1、2为时间指数，每个前同步码符号包括M个导频，至少有一个执行多载波信号的接收的接收器是知道这些导频在传输侧的值和位置的。 

-数据符号。 

前同步码IAM1采取这样的结构，因此有： 

-p_m，0＝p_m，2＝0， 

-p_4k，1＝p_4k+1，1＝1，以及 

-p_4k+2，1＝p_4k+3，1＝-1， 

其中k＝0，...，M/4-1，且M是每个多载波符号中的载波的数量。 

因此，在第m个频率接收到的符号p_m，1的导频，其中时间指数1干扰受抑制(也叫 做“伪导频”)，可写成： 

$b_{m,1}\≈p_{m,1}+j\left({2p}_{m+\mathrm{1,1}}{\⟨g\⟩}_{m+\mathrm{1,1}}^{m,1}\right)$

其中 对应于滤波器g_m+1，1[k]与g_m，1[k]的标积。 

令 则伪导频的功率可表示如下： 

$E\left[\right|b_{m,1}^2\left|\right]={2\mathrm{\σ}}_a^2(1+4{\mathrm{\β}}_0^2),$

其中 对应于数据元素a_m，n方差。 

也提议使用其他具有相同长度(三个前同步码，即，3M个导频)的前同步码结构，从而使伪导频功率的表达式更加合适，如C.勒雷(C.Lélé)、P.西奥罕(P.Siohan)和R.勒高鲍(R.Legouable)在文件“基于前同步码的信道估计中OFDM/OQAM下CP-OFDM的2db超越”(2db better than CP-OFDM with OFDM/OQAM for preamble-based channel estimation，ICC 2008，2008年5月)中所提议的。 

可以发现，在所有的情况下，频道质量与参数β₀直接相关。因此，最佳值(即，参数β₀的最大值)是在使用时间和频率的局部化效果良好的正交滤波器下获得的。 

因此，典型的原型滤波器使用IOTA(等方性正交传输算法)函数，离散化并被截为长度4M；或者长度为M的原型滤波器(称作TFL，时间频率局部化)，这些滤波器在确定的标准下通过以下时间/频率局部化参数来对具有实值的信号进行优化： 

$\mathrm{\ξ}=\frac{1}{4\mathrm{\π}\sqrt{m_2{M}_2}},$

其中m₂和M₂分别为二阶时间矩和频率矩，由M.I.达罗斯罗维基(M.I. )定义于文件“离散时间信号的二阶时间矩和频率矩的生成以及不确定性限制”(Product of second moments in time and frequency for discrete time signals and the uncertainty limit，信号处理，第67卷)中。 

其中： 

可以发现，离散信号的时间频率局部化参数ξ具有ξ≤1的上限。 

所有这些技术都可以用于获得增加“伪导频”功率并因此增加接收侧所产生的干扰水平的前同步码结构。前同步码的载波随后通过使用通常分别用于OFDM/OQAM或BFDM/OQAM调制中的正交或双正交原型滤波器而成形。 

不幸地是，这种试图通过产生前同步码来增加接收侧干扰功率并由此前同步码进行估计的方法存在一项缺点，即，对于给定的前同步码结构，无法保证让“伪导频”获得最大能量。 

此外，只能实现实值正交性这一事实加大了频道估计的难度。 

因此，需要一种新颖技术用于传输和/或接收包括前同步码并且进行过OFDM/OQAM或BFDM/OQAM型调制的多载波信号，这种技术至少可以克服上述缺点中的一些缺点，尤其是可以准确地估计传输频道。 

发明内容

本发明提议克服现有技术的所有这些缺点的新颖解决方案，其形式为一种传输由时间连续的多载波符号形成的多载波信号的方法，所述多载波信号包括： 

-由称为前同步码符号的至少三个连续多载波符号形成的至少一个前同步码，所述至少一个前同步码携载复值数据元素，每个复值数据元素与所述信号的载波相关，以及 

-称为数据符号的多载波符号，所述多载波符号携载实值数据元素，每个实值数据元素与所述信号的载波相关，以及 

其特征在于，所述传输方法包括使所述载波成形的步骤，所述步骤实施以下操作： 

-通过第一原型滤波器过滤携载对应于所述前同步码符号的所述复值数据元素的载波，以使所述前同步码符号成形，以及 

-通过不同于所述第一原型滤波器的第二原型滤波器过滤携载对应于所述数据符号的所述实值数据元素的载波，以使所述数据符号成形。 

因此，本发明涉及传输包括前同步码的多载波信号，其中载波由例如OFDM/OQAM或BFDM/OQAM型的原型滤波器来成形。 

可想到，由此而论，数据信号携载实值数据元素。因此，OFDM/OQAM的频谱效 率与未设任何保护区间的传统OFDM的频谱效率相同。实际上，如果v₀表示多路传输的两个相邻载波之间的间隔，并且τ₀表示两个实值数据元素之间的时间间隔，那么在载波间间隔v₀的情况下，传输的是： 

-在OFDM/OQAM中，每时隙τ₀每载波一个实值； 

-在未设保护区间的传统OFDM中，每2×τ₀时隙一个复值(即两个实值)。 

根据本发明，则可使用不同的原型滤波器完成前同步码符号和数据符号的成形。 

具体而言，前同步码符号可由未指定的第一原型滤波器来成形，即所述滤波器不必为正交或双正交滤波器。 

这样，在背景技术中，虽然实值正交性限制了前同步码符号，从而限制了原型滤波器的选择，但此限制条件将不再存在。相反，第一原型滤波器不必为正交滤波器。 

数据符号通常使用例如IOTA或TFL型的第二正交或双正交原型滤波器来成形。这表明在第二原型滤波器的时间/频率间隔中转换的值是相互正交或双正交的，从而改良了多载波信号的频率局部化。 

因此，使用两种不同的原型滤波器，确定其中一种原型滤波器用于前同步码，以获得对传输信道的有效估计，另一种用于正交或双正交的有效载荷数据，以确保有效载荷的有效传输。 

确实，发明人已注意到，根据与传输有效载荷数据有关且与信道估计无关的标准而选择使用唯一原型滤波器，这种现有技术的解决方案不一定能实现最佳信道估计。因此，对于获得有效信道估计而言，原型滤波器的作用不可忽视。 

根据本发明的一个特定方面，前同步码包括由携载零值的数据元素组成的两个前同步码结束符号，所述结束符号与由携载值为1或-1的导频p_i组成的至少一个前同步码中心符号成帧，其中i∈[0，M-1]是与导频p_i相关的载波的指数，M是与前同步码中心符号相关的载波的数量，即，对于k＝0，...，M/4-1： 

-p_4k＝p_4k+1＝1以及 

-p_4k+2＝p_4k+3＝-1。 

参考背景技术进行说明的这种特殊前同步码结构也称为IAM1，其可尤其增加接收侧的余量干扰。这种结构可与未必是正交的原型滤波器(第一原型滤波器)进行的成形结合，从而简化和提高接收侧所实施的信道估计过程的性能。 

根据一个变体，前同步码包括携载纯虚值的至少一个导频。 

当然，前同步码符号的数量可大于或等于三个。但是对信道估计而言，认为具有三 个多载波符号的前同步码是最有效的。 

根据本发明的一项特定实施例，第一原型滤波器g[k]采用以下离散形式： 

$g\left[k\right]=\frac{F\left(0\right)}{2^K}\frac{\mathrm{\Γ}(K+1)}{\mathrm{\Γ}(K/2+1-k\·T_r)\mathrm{\Γ}(K/2+1+k\·T_r)}$

其中： 

-K＝L_g-1，其中L_g为所述第一原型滤波器的长度； 

-F(0)为常数； 

-Γ(·)为γ函数；以及 

-T_r为时间分辨率参数。 

γ函数是所属领域一般技术人员所熟知的。对于整数 可采用如下表示方式： 

-[Γ(k)]^-1＝0 k≤0； 

-Γ(k)＝(k-1)！k≠0且 其中！为因子算符。 

这种第一原型滤波器仅在前同步码的传输持续时间内使用，且经确定以获得有效的传输信道估计。这种第一原型滤波器不必为正交或双正交滤波器，但可最大化参考背景技术所定义的参数β₀(也称为第一参数)。 

具体而言，这种第一原型滤波器在时域频域中的局部化效果良好，且保证公式  $a_{m_0,n_0}^{\left(i\right)}\≈\underset{(p,q)\∈{\mathrm{\Ω}}_{\mathrm{1,1}}^{*}}{\mathrm{\Σ}}{a}_{m_0+p,n_0+q}{\⟨g\⟩}_{m_0+p,n_0+q}^{m_0,n_0}$ 提供的近似值有效。 

根据第一变体，所述传输方法包括根据第一参数β₀和第二参数β_I来确定第一原型滤波器g[k]的时间分辨率参数T_r的确定步骤，即： 

- ${\mathrm{\β}}_0=\left|\underset{k}{\mathrm{\Σ}}{g}^2\left[k\right]\cos \left(2\mathrm{\π}\frac{k}{M}\right)\right|$ 以及 

- ${\mathrm{\β}}_I=\left|\underset{p}{\mathrm{\Σ}}{j}^p\underset{k}{\mathrm{\Σ}}{g}^2\left[k\right]\cos \left(2\mathrm{\π}\frac{\mathrm{pk}}{M}\right)\right|,$

其中j²＝-1，M是每个多载波符号中的载波的数量，且L_g＝M。 

根据此第一变体，所述确定步骤最大化第一参数β₀且/或最小化第二参数β_I。 

根据第二变体，所述传输方法包括根据第一参数β₀和第二参数β_I的线性组合来确定第一原型滤波器g[k]的时间分辨率参数T_r的确定步骤，所述线性组合等于 wβ₀-(1-w)β_I， 

即： 

-w是加权因子，即0≤w≤1； 

- ${\mathrm{\β}}_0=\left|\underset{k}{\mathrm{\Σ}}{g}^2\left[k\right]\cos \left(2\mathrm{\π}\frac{k}{M}\right)\right|;$ 以及 

- ${\mathrm{\β}}_I=\left|\underset{p}{\mathrm{\Σ}}{j}^p\underset{k}{\mathrm{\Σ}}{g}^2\left[k\right]\cos \left(2\mathrm{\π}\frac{\mathrm{pk}}{M}\right)\right|;$

其中j²＝-1，M是每个多载波符号中的载波的数量，且L_g＝M。 

根据此第二变体，所述确定步骤最大化线性组合wβ₀-(1-w)β_I。 

本发明的另一个方面涉及一种计算机程序，其包括在由处理器执行时用于实施本文中上述传输方法的指令。 

实际上应注意，可以多种方式实施本发明的方法，尤其是以有线形式或软件形式。 

在另一项实施例中，本发明涉及一种用于传输由时间连续的多载波符号形成的多载波信号的传输装置，所述多载波信号包括： 

-由称为前同步码符号的至少三个连续多载波符号形成的至少一个前同步码，所述至少一个前同步码携载复值数据元素，每个复值数据元素与所述信号的载波相关，以及 

-称为数据符号的多载波符号，所述多载波符号携载实值数据元素，每个实值数据元素与所述信号的载波相关。 

根据本发明，所述传输装置包括使载波成形的构件，所述构件包括： 

-第一原型滤波器，其用于过滤携载对应于所述前同步码符号的所述复值数据元素的载波，以使所述前同步码符号成形，以及 

-不同于所述第一原型滤波器的第二原型滤波器，其用于过滤携载对应于所述数据符号的所述实值数据元素的载波，以使所述数据符号成形。 

这种传输装置尤其适于实施本文中的上述传输方法。例如，这种传输装置是传输/接收对中的传输器或PLC调制解调器。 

当然，此装置可包括涉及本发明的传输方法的不同特性。 

本发明也涉及一种由时间连续的多载波符号形成的多载波信号，所述多载波信号包括： 

-由称为前同步码符号的至少三个连续多载波符号形成的至少一个前同步码，所述 至少一个前同步码携载复值数据元素，每个复值数据元素与所述信号的载波相关，以及 

-称为数据符号的多载波符号，所述多载波符号携载实值数据元素，每个实值数据元素与所述信号的载波相关。 

根据本发明，携载复值数据元素的载波由第一原型滤波器来成形，所述复值数据元素对应于此类信号的前同步码符号，且携载对应于数据符号的实值数据元素的载波由不同于第一原型滤波器的第二原型滤波器来成形。 

此类信号尤其可使用本文中的上述传输方法进行发送。当然，此类信号可包括涉及本发明的传输方法的不同特性。 

本发明的另一个方面涉及一种用于接收由时间连续的多载波符号形成的多载波信号的接收方法，所述多载波信号包括，在传输侧： 

-由称为前同步码符号的至少三个连续多载波符号形成的至少一个前同步码，所述至少一个前同步码携载复值数据元素，每个复值数据元素与所述信号的载波相关，以及 

-称为数据符号的多载波符号，所述多载波符号携载实值数据元素，每个实值数据元素与所述信号的载波相关。 

根据本发明，此接收方法包括用于使接收到的载波成形的步骤，所述步骤实施以下操作： 

-通过第一原型滤波器过滤与前同步码符号相关的所述接收到的载波，以及 

-通过不同于第一原型滤波器的第二原型滤波器过滤与数据符号相关的所述接收到的载波。 

应注意，由于在传输信道中的变换，数据元素会受到干扰(载波间或载波内干扰)。因此，在传输侧上具有实值的数据元素可能在接收侧上显示复值。 

此类接收方法尤其适于接收根据上文所述的传输方法进行发送的多载波信号。 

此接收方法的特性和优点与传输方法的特性和优点相同。因此，将不再详述此接收方法的特性和优点。 

具体而言，接收侧所实施的第一原型滤波器与传输侧所实施的第一原型滤波器相同。实际上，为执行信道估计，接收器必需准确知道前同步码符号的数据元素的值和位置。 

接收侧所实施的第二原型滤波器不必与传输侧所实施的第二原型滤波器相同。 

本发明也涉及对嵌入传输器和接收器中的原型滤波器进行构建。 

本发明的另一个方面涉及一种计算机程序，其包括在由处理器执行时用于实施本文 上述接收方法的指令。 

实际上应注意，可以多种方式实施本发明的方法，尤其是以有线形式或软件形式。 

在另一项实施例中，本发明涉及一种用于接收由时间连续的多载波符号形成的多载波信号的接收装置，所述多载波信号包括，在传输侧： 

-由称为前同步码符号的至少三个连续多载波符号形成的至少一个前同步码，所述至少一个前同步码携载复值数据元素，每个复值数据元素与所述信号的载波相关，以及 

-称为数据符号的多载波符号，所述多载波符号携载实值数据元素，每个实值数据元素与所述信号的载波相关。 

根据本发明，此类接收装置包括使载波成形的构件，所述构件包括： 

-第一原型滤波器，其用于过滤与前同步码符号相关的接收到的载波，以及 

-不同于所述第一原型滤波器的第二原型滤波器，其用于过滤与数据符号相关的接收到的载波。 

这种接收装置尤其适于实施本文中的上述接收方法。例如，这种接收装置是传输/接收对中的接收器或PLC调制解调器，或机顶盒等。 

当然，此装置可包括根据本发明的接收方法的不同特性。 

附图说明

通过下文对一项特定实施例的描述，并借助于简单的说明性而非详尽的实例，本发明的其他特性及优点将更加清楚，在这些附图中： 

-图1参考现有技术说明了特定前同步码结构； 

-图2A和图2B所示为根据本发明的一项实施例的实施两个不同的原型函数的OFDM/OQAM传输所执行的主要步骤； 

-图3所示为根据本发明的多载波信号的结构； 

-图4所示为根据本发明的一项实施例的实施两个不同的原型函数的OFDM/OQAM接收所执行的主要步骤； 

-图5A至图5C所示为在时间分辨率参数T_r的不同值以及相关的干扰掩蔽(interference mask)下，原型滤波器g[k]或g²[k]的脉冲响应； 

-图6所示为对表示最佳时间分辨率参数的原型滤波器进行的选择； 

-图7所示为相位项φ₀＝0时，本发明相对于背景技术解决方案和理想解决方案的性能； 

-图8和图9所示分别为根据本发明的一项特定实施例的实施两种不同的原型滤波器的传输装置和接收装置的结构。 

具体实施方式

5.1一般原理 

本发明的一般原理是，多载波信号的载波的特定成形包括由至少三个前同步码符号构成的至少一个前同步码，以及数据符号。此类前同步码例如放在帧的开头，所述帧由至少一个前同步码符号和一组数据符号组成。 

载波的此特定成形包括，将不同的原型滤波器(针对离散信号)或一个原型函数(针对连续信号)运用到对应于前同步码符号和数据符号的载波。这些原型滤波器可嵌入传输器和相应的接收器中。 

因此，根据本发明，第一原型滤波器(或原型函数)用于、专门用于传输未必正交的前同步码(前同步码符号)，且与现有技术相比，所述前同步码可增加接收侧产生的干扰水平。 

第二原型滤波器(或原型函数)用于传输正交的有效载荷数据(数据符号)并且可以使多载波信号的数据符号更好地实现频率局部化。 

使用这两种不同的原型滤波器尤其可改善对传输信道的估计，从而提高传输增益。 

5.2OFDM/OQAM调制的应用 

下文描述了使用OFDM/OQAM调制实施本发明的实例，对于OFDM/OQAM调制而言，前同步码符号在调制步骤输出端插入。应注意，这些前同步码符号也可在调制步骤开始之前插入信号中。当然，本发明可用于实施多载波调制的任何传输系统，对于多载波调制而言，载波受原型函数控制，且信道估计受前同步码控制。 

具体而言，如图2A所示，根据本发明的一项特定实施例的传输方法包括可以传送多载波信号s′[k]的OFDM/OQAM调制传统步骤，多载波信号s′[k]包括一组包含在表示为b的二元形式的初始有效载荷数据中的数据符号。 

例如，此调制步骤21包括以下常规操作：将有效载荷数据b转换为复值数据元素，将复值数据元素分解为实值数据元素a_m，n(对应于复值数据元素的实数部分和虚数部分)，相位校正和振幅校正(执行复数乘法便可能涉及到特定的相位项以及用于有效载荷数据的表示为第二原型滤波器的原型滤波器的长度)，通过傅里叶逆变换将频域转换为时域，以已知的多相形式实施第二原型滤波器。 

换言之，携载对应于数据符号的实值数据元素a_m，n的载波由第二原型滤波器来成形。 

例如，第二原型函数为IOTA函数或TFL函数或具有正交特性的任何其他原型函数。 

在并行/串行转换后，可在调制器的输出端获得OFDM/OQAM信号，所述OFDM/OQAM信号以离散形式表示为s′[k]，或者所述OFDM/OQAM信号在数字/模拟转换器中经过变换后以连续形式表示为s′(t)。 

根据本发明的一项特定实施例的传输过程也包括前同步码插入步骤22。在传统方法中，此前同步码插入帧中的数据符号之前。 

此前同步码由至少三个前同步码符号形成，其中每个前同步码符号携载复值数据元素(本文中术语“复数”也应理解为纯实值或纯虚值)。对应于这些前同步码符号的携载复值数据元素c_m，n的载波由不同于第二原型滤波器的第一原型滤波器来成形。 

例如，此第一原型滤波器g[k]也称为改良型达罗斯罗维基( )滤波器，其采取以下离散形式： 

$g\left[k\right]=\frac{F\left(0\right)}{2^K}\frac{\mathrm{\Γ}(K+1)}{\mathrm{\Γ}(K/2+1-k\·T_r)\mathrm{\Γ}(K/2+1+k\·T_r)}$

其中： 

-K＝L_g-1，其中L_g为第一原型滤波器的长度； 

-F(0)为常数； 

-Γ(·)为γ函数；以及 

-T_r为时间分辨率参数。 

此滤波器用于传输前同步码，其未必正交。 

离散形式的多载波信号用s[k]表示(或者，连续形式的多载波信号用s(t)表示)，并且是在插入前同步码之后获得的。 

图2B所示为根据本发明的一项特定实施例的实施传输方法的另一个实例。 

因此，假设使用OFDM/OQAM调制器23来传送由持续时间τ₀的多载波符号形成的多载波信号s[k]。例如，此信号s[k]的帧包括前三个周期([0，3τ₀])上的三个前同步码符号和后续周期([4τ₀，...])上的数据符号。 

OFDM/OQAM调制器23实施傅里叶逆变换和原型滤波的传统步骤。 

但是根据本发明，此类OFDM/OQAM调制器的原型滤波器的系数为： 

-用于对前三周期([0，3τ₀])上由前同步码数据p形成的三个前同步码符号成形的任何未指定的第一原型滤波器F₁(例如，改良型达罗斯罗维基滤波器)的系数， 

-或者，用于对后续周期([4τ₀，...])上由有效载荷数据b形成的数据符号成形的第二正交原型滤波器F₂(例如，IOTA或TFL滤波器)的系数。 

因此，此类OFDM/OQAM调制器可以实现从第一滤波器F₁交换到第二滤波器F₂(然后，如果有若干前同步码插入了多载波信号中，那么是否需要重新交换到第一滤波器，等等)，从而首先调制前同步码数据p然后再调制有效载荷数据b。 

图3为包括时间连续的多载波符号的信号s′[k]的帧结构的更精确图示，其中每个多载波信号的持续时间为τ₀，图中包括： 

-由包括复值数据元素c_m，n的至少三个前同步码符号p_m，0、p_m，1和p_m，2形成的至少一个前同步码P，其中各前同步码符号与信号的载波相关，以及 

-包括数据符号d_m，3、d_m，4和d_m，4等的数据元素D，所述数据元素D包括实值数据元素a_m，n，其中每个数据符号与信号的载波相关， 

图中指数m对应于载波的频率指数，指数n对应于时间指数。 

前同步码符号的数据元素也称为导频，至少有一个将要接收多载波信号的接收器是知道导频在传输侧的值和位置的。可以回忆，在由前同步码进行估计的情况下，接收器必须知道前同步码的准确内容，即导频在时间/频率空间中的位置以及导频的值。 

在接收侧实施的步骤实质上相同。 

具体而言，如图4所示，根据本发明的一项特定实施例的接收方法包括，接收侧，多载波信号在传输信道中变换(表示为y(t))后，对前同步码P进行提取的步骤41，用于将所接收的前同步码符号与所接收的数据符号分离。 

然后，所接收的前同步码符号也由第一原型滤波器成形。换言之，用于传输前同步码(适用于前同步码符号)且因此用于信道估计部分的原型滤波器在传输侧和接收侧是相同的。 

对于所接收的数据符号而言，它们经过了不同的处理操作。具体而言，根据此特定实施例，接收方法包括传统的OFDM/OQAM解调步骤42，用于由前同步码P实施传输信道估计，并且可以实现从所接收的数据符号和对传输信道的估计中获得对以b表示的二元形式的初始有效载荷数据的估计。 

例如，此解调步骤42包括以下常规操作：由前同步码P估计传输信道，过滤第二 原型函数所接收的数据符号，通过直接傅里叶变换将时域变换为频域，相位校正和振幅校正(执行复数乘法便可能涉及到特定的相位项以及第二原型滤波器的长度)，提取实数部分，然后将两步中各组的实型数据重组以形成一条复数数据且重建有效载荷数据 

可想到，在对前同步码的OFDM/OQAM信道估计期间，传输器和接收器知道前同步码的数据元素(导频)以及在传输侧使用的原型滤波器，并且通过用公式来近似对应于在时间/频率位置所产生的干扰的虚数部分(例如  $a_{m_0,n_0}^{\left(i\right)}\≈\underset{(p,q)\∈{\mathrm{\Ω}}_{\mathrm{1,1}}^{*}}{\mathrm{\Σ}}{a}_{m_0+p,n_0+q}{\⟨g\⟩}_{m_0+p,n_0+q}^{m_0,n_0},$ 如参考背景技术所述)，可使接收器获得对传输信道的估计。本文上述文件WO2008/007019中具体描述了通过前同步码进行信道估计的技术。 

因此，可根据多路传输的每个载波进行信道估计。系统参数(符号的持续时间、帧的长度，等)的选择确保信道相对于符号时间τ₀缓慢变化。然后假设对于帧而言，信道几乎是恒定的(其中帧由至少一个前同步码符号和一组数据符号组成)。然后，可针对前同步码符号或帧中的所有数据符号的符号应用确定的信道估计。 

应注意，根据此项实施例，用于传输数据(适用于数据符号)且因此用于有效载荷部分的原型滤波器在传输侧和接收侧是相同的，例如在实施线性相位滤波器的OFDM/OQAM传输的情况下。但是，此特性并非必需的，并且传输和接收有效载荷时使用的滤波器可以不同，例如，在BFDM/OQAM传输的情况下便是如此。 

最后，如传输侧所示，可在OFDM/OQAM解调器中实施多相过滤和傅里叶变换步骤。 

根据本发明，此类OFDM/OQAM解调器的原型滤波器的系数为：用于对前三周期([0，3τ₀])上的三个前同步码符号重新成形的任何未指定的第一原型滤波器F₁(例如，改良型达罗斯罗维基滤波器)的系数，或者是可使数据符号在后续周期([4τ₀，...])上重新成形的第二正交原型滤波器F₂(例如，IOTA或TFL滤波器)的系数。 

因此，此类OFDM/OQAM解调器可以实现从第一滤波器F₁交换到第二滤波器F₂(然后，如果有若干前同步码插入多载波信号中，那么是否需要重新交换到第一滤波器，等等)，从而首先解调前同步码的符号然后再解调数据符号。 

5.3第一原型滤波器的建构 

下文中，将阐释用于确定适合OFDM/OQAM调制的原型函数的特定实施例。 

在此项特定实施例中，假设前同步码具有参考背景技术所述的和图1所示的IAM1结构。 

具体而言，此实例中的前同步码由以下项形成：两个结束符号，所述两个结束符号由数据元素形成，其中每个数据元素携载零值；以及一中心符号，所述中心符号由携载值1或-1的导频信号p_i形成，其中i∈[0，M-1]为与导频p_i相关的载波的指数，M为与中心符号相关的载波的数量，因此，对于k＝0，...，M/4-1： 

-p_4k＝p_4k+1＝1以及 

-p_4k+2＝p_4k+3＝-1。 

因此，如上所述的前同步码具有持续时间3τ₀。 

因此，参考背景技术阐述的公式仍然适用。 

应注意，也可使用根据本发明的其他前同步码结构，如上文引用的文件“基于前同步码的信道估计中OFDM/OQAM下CP-OFDM的2db超越”(2db better than CP-OFDM with OFDM/OQAM for preamble-based channel estimation)中所提议的结构。 

具体而言，应注意，前同步码序列可使用包括纯虚值的导频的。实际上，在准确估计传输信道中严格实施前同步信号符号的正交性和双正交性并不是必不可少的条件。 

上文引用的M.I.达罗斯罗维基(M.I. )的文件“离散时间信号的二阶时间矩和频率矩的生成以及不确定性限制”(Product of second moments in time and frequency for discrete time signals and the uncertainty limit)中提议了从时间/频率局部化的角度优化离散滤波器，其形式为： 

$\mathrm{\γ}\left[k\right]=\frac{F\left(0\right)}{2^K}\frac{\mathrm{\Γ}(K+1)}{\mathrm{\Γ}(K/2+1-k)\mathrm{\Γ}(K/2+1+k)}$

对于任何K值，要求K＞1/2，其中： 

-F(0)是常数，例如等于1； 

-Γ(·)是γ函数。 

根据本文件，当K→+∞时，此离散时间滤波器趋近于高斯函数。此外，此滤波器可用于达到时间/频率局部化的上限(ξ＝1)。 

提议根据此特定实施例改良此传统滤波器，从而获得用于传输前同步码的原型滤波器，也称为第一原型滤波器。当K＝L_g-1时执行此操作，其中L_g是第一原型滤波器的长度。 

为防止对即将传输的有效载荷(数据符号)产生干扰，可假设L_g＝M，其中M是 每个多载波符号的载波数量。为获得第一原型滤波器，也引入时间分辨率参数T_r。 

$g\left[k\right]=\frac{F\left(0\right)}{2^K}\frac{\mathrm{\Γ}(K+1)}{\mathrm{\Γ}(K/2+1-k\·T_r)\mathrm{\Γ}(K/2+1+k\·T_r)}$

使用此类时间分辨率参数T_r可加重原型滤波器的时间局部化和频率局部化。换言之，此参数T_r可改变时间分辨率，从而偏重于时间局部化或频率局部化。 

因此，当T_r＝1时，即获得传统的达罗斯罗维基滤波器。 

当T_r(T_r＜1)减小时，二阶时间矩m₂增大，而二阶频率矩M₂减小。因此，图5A所示为在时间分辨率参数T_r的不同值下，原型滤波器g[k]的脉冲响应。 

然后，设法求出可以使第一参数β₀达到最优的第一原型滤波器时间分辨率参数T_r的最优值。时间分辨率参数T_r尤其可以加重有效进行时间/频率局部化的需求，以及获得较大的β₀值的需求。 

换言之，原型滤波器力求专用于传输前同步码，所述原型滤波器接近于理想原型滤波器，以便在OFDM/OQAM中通过前同步码来进行精确估计。从数学角度来看，这相当于求出可能的最短支撑函数(用于避免对有效载荷数据产生干扰)，且在所述支撑函数中，表示为β₀的与模糊度函数相关的参数具有最大可能值。 

当根据原型滤波器g[k]表示第一参数β₀时，可得出： 

其中^*对应于共轭算子，且A_g[τ，μ]是由以下函数得出的模糊度函数： 

因此，A_g[0，1]也可表示为： 

其中假设与滤波器g[k]相关的原型函数为实值偶校验函数。 

当选择滤波器长度等于M时，可通过以下表达式表示第一参数β₀： 

${\mathrm{\β}}_0=\left|j{A}_g\left[\mathrm{0,1}\right]\right|=\left|\underset{k}{\mathrm{\Σ}}{g}^2\left[k\right]\cos \left(2\mathrm{\π}\frac{k}{M}\right)\right|.$

然后设法最大化此第一参数β₀，这相当于最大化 项。此外，因为原型滤波器的长度等于M，所以 项对应于余弦掩蔽的周期，如图5B中p＝1时的虚线所示。 

具体而言，图5B所示为原型滤波器的平方g²[k]的四个实例(表示为 )，即，原型滤波器的平方g²[k]的几个可能的不同形状，具体由时间分辨率参数T_r的值决定。例如，函数 对应于T_r＝1时的传统达罗斯罗维基滤波器的平方。函数 和 对应于不同的时间分辨率参数Tr的改良达罗斯罗维基滤波器的平方，其中Tr以准任意的方式(quasi-arbitrarily)加以选择，以便证实  $\mathrm{Tr}\left(g_1^2\right[k\left]\right)>\mathrm{Tr}\left(g_2^2\right[k\left]\right)>\mathrm{Tr}\left(g_3^2\right[k\left]\right)>\mathrm{Tr}\left(g_4^2\right[k\left]\right).$ 例如， $\mathrm{Tr}\left(g_2^2\right[k\left]\right)=\mathrm{0,5},$ $\mathrm{Tr}\left(g_3^2\right[k\left]\right)=\mathrm{0,25},$ 以及 $\mathrm{Tr}\left(g_4^2\right[k\left]\right)=\mathrm{0,125}.$

此图5B清楚显示，原型函数g的展布范围较大或较小对第一参数β₀的影响，第一参数β₀对应于g²[k]与 的各项乘积的总和。 

如果为第一原型滤波器选择函数 则可获得第一参数β₀的最大值，因为滤波器的脉冲响应的全部能量集中在余弦掩蔽的波峰附近(以虚线表示)。相反，如果能量根据指数k分散到较大的范围中，那么第一参数β₀的值就会减小。在函数 这种极端情况下，滤波器的脉冲响应的能量甚至达到余弦掩蔽的负波带，这样就会明显减小第一参数β₀的值。 

但是，如果选择可能的最窄函数g²[k]，那么就会明显增加干扰。如此一来，如果受到的干扰过大，那么参考背景技术所引入的近似值 就会失效。 

应注意，干扰项在频率轴上占主导。因此，干扰项与 相关，其中|p|＞1。 

计算后得出， ${\⟨g\⟩}_{m+p,1}^{m,1}=j^p{A}_g[0,p],$ 其中j²＝-1。 

也引入对应于干扰的的第二参数(以β_I表示)，即： 

${\mathrm{\β}}_I=\left|\underset{p}{\mathrm{\Σ}}{j}^p{A}_g[0,p]\right|=\left|\underset{p}{\mathrm{\Σ}}{j}^p\underset{k}{\mathrm{\Σ}}{g}^2\left[k\right]\cos \left(2\mathrm{\π}\frac{\mathrm{pk}}{M}\right)\right|$

其中p＝±2，±3，...。 

与第一参数β₀的情况下使用的方法相同，可获得干扰掩蔽 图5C再次使用图5B所示曲线和此余弦掩蔽的可用实例，其中p等于不同值：M_p＝1，M_p＝2以及M_p＝3。 

很明显，如果原型函数的平方g²[k]具有较窄的形状，例如 那么第一参数β₀就可以有效达到最大值，但同时第二干扰参数β_I也会达到最大值。 

因此，即使将伪导频的功率增大或增加到最大值，也无法获得对传输信道的有效估计，因为上述近似值 $b_{m,1}\≈p_{m,1}+j\left({2p}_{m+\mathrm{1,1}}{\⟨g\⟩}_{m+\mathrm{1,1}}^{m,1}\right)$ 会失效。 

另一方面，如果选择通过在较重要的指数k的范围内展布滤波器的能量来最小化第二干扰参数β_I，那么第一参数β₀的值也会减小。因此，必需为时间分辨率参数T_r找到折衷的办法。 

为使第一参数β₀的值足够大，有必要将原型函数的平方g²[k]的能量保留在p＝1时的余弦掩蔽(以M_p＝1表示)的正波带，如图5C所示。同时可充分展布原型函数的平方g²[k]。因为第二参数β_I的余弦掩蔽变得更密集，这表明掩蔽中有更多的余弦周期，所以掩蔽的负波部分的第二参数β_I将减小。 

简而言之，确定用于传输前同步码的原型滤波器在于找到可以让原型滤波器获得准确的时间和频率局部化的时间分辨率参数T_r，其中第一参数β₀和第二参数β_I可视为局部化参数。 

如上文所示，根据时间/频率局部化标准，达罗斯罗维基滤波器是最佳选择。因此，设法通过确定可用于在第一参数β₀和第二参数β_I之间获得适当折衷办法的时间分辨率参数T_r来改良此滤波器。 

根据第一变量，也称为MOE或最大外部能量(即p＝1时，掩蔽的正波部分之外的能量的最大化)，设法最大化第一参数β₀，且最小化第二参数β_I。 

具体而言，设法获得尽可能窄的函数g²[k]，但同时获得最广泛的展布范围，以使函数g²[k]的大部分能量保留在p＝1时的余弦掩蔽(以M_p＝1表示)的正波带。 

如图6所示，函数 满足这些条件。如图6中所示，变量E_out对应于p＝1时的余弦掩蔽(M_p＝1)的正波部分之外的能量。 

例如，根据此第一变量的时间分辨率参数T_r通过实施以下所述的算法获得。假设T_r＝1以初始化此算法，然后减小时间分辨率参数T_r的值直到变量E_out的值小于预定阈值。 

在初始状态，提供以下内容：T_r＝1， ε＝10^-3以及ξ_T＝10^-3，其中： 

-δ是时间分辨率参数的减量的步长； 

-ε是对应于M_p＝1的掩蔽的正波部分之外所容许的能量的最大值； 

-ξ_T是时间-频率局部化参数。 

然后生成表示为 的滤波器： 

$\frac{F\left(0\right)}{2^K}\frac{\mathrm{\Γ}(K+1)}{\mathrm{\Γ}(K/2+1-k\·T_r)\mathrm{\Γ}(K/2+1+k\·T_r)},$ 其中T_r＝1。 

只要 $E_{\mathrm{out}}\left({\mathrm{MD}}_{T_r}\right)<\mathrm{\&epsiv;},$ 便执行以下步骤： 

-T_r＝T_r-δ； 

-生成滤波器 其中T_r＝T_r-δ； 

-如果 $1-\mathrm{\&xi;}\left({\mathrm{MD}}_{T_r}\right)>{\mathrm{\&xi;}}_T:$

○那么T_r＝T_r+δ，此算法结束。 

根据第二变量，也称为MWCβ或“最大加权组合β”标准，设法确定时间分辨率参数T_r的值中最大化第一参数β₀和第二参数β_I的线性组合的那一个。 

然后设法解答以下的最大化问题： 

限制条件为ξ(T_r)∈]1-ξ_T，1] 

其中w是第一参数β₀和第二参数β_I的加权因子，即0≤w≤1。 

可通过模拟获得加权参数w的值，以得出最低错误率。经验表明，w＝0,95时提供准优化性能。但是，初始化选择的差异即便很大也可提供良好结果。 

对于此最大化问题而言，表示为Δmax的参数设置标准可选择为任意大负值。 

例如，根据此第二变量的时间分辨率参数T_r通过实施以下所述的算法获得。 

在初始状态，取T_r＝1， w＝0，95，ξ_T＝10^-3和Δ^max为任意大负值，例如 Δ^max＝-10³。 

然后生成表示为 的滤波器： $\frac{F\left(0\right)}{2^K}\frac{\mathrm{\&Gamma;}(K+1)}{\mathrm{\&Gamma;}(K/2+1-k\&CenterDot;T_r)\mathrm{\&Gamma;}(K/2+1+k\&CenterDot;T_r)},$ 其中T_r＝1。 

只要 $w{\mathrm{\&beta;}}_0\left({\mathrm{MD}}_{T_r}\right)-(1-w){\mathrm{\&beta;}}_1\left({\mathrm{MD}}_{T_r}\right)>{\mathrm{\&Delta;}}_{\max },$ 便执行以下步骤： 

- ${\mathrm{\&Delta;}}_{\max }=w{\mathrm{\&beta;}}_0\left({\mathrm{MD}}_{T_r}\right)-(1-w){\mathrm{\&beta;}}_I\left({\mathrm{MD}}_{T_r}\right)$

-T_r＝T_r-δ； 

-生成滤波器 其中T_r＝T_r-δ； 

-如果 $1-\mathrm{\&xi;}\left({\mathrm{MD}}_{T_r}\right)>{\mathrm{\&xi;}}_T:$

○那么T_r＝T_r+δ，此算法结束。 

最后，参考图7，所示的模拟结果用于比较根据背景技术和根据本发明的不同传输系统的性能，图中通过这些系统生成的比特误码率(BER)进行了比较，其中比特误码率是比率E_b/N₀(单位为dB)的函数。 

具体而言，图7用于比较下列系统的性能： 

-现有技术的两种传输系统： 

○使用OFDM调制和表示为CP-OFDM的循环前缀的传输系统；以及 

○针对前同步码(前同步码符号)和有效载荷(数据符号)，使用上文中所引用的文件“电力线上基于前同步码的OFDM/OQAM信道估计技术”(Preamble-based channel estimation techniques for OFDM/OQAM over the powerline)中定义的正交原型滤波器TFL1(表示为OQAM-TFL1)的OFDM/OQAM系统。 

-根据本发明的两种传输系统： 

○使用以下两种原型滤波器的、表示为MOE的OFDM/OQAM系统：根据MOE标准针对前同步码(前同步码符号)进行优化的第一原型滤波器，其中时间分辨率参数T_r＝0,4062；以及针对有效载荷(数据符号)进行优化的第二正交原型滤波器； 

○使用以下两种原型滤波器的、表示为MWCβ的OFDM/OQAM系统：根据MWCβ标准针对前同步码(前同步码符号)进行优化的第一原型滤波器，其中加权因子w＝0,95，时间分辨率参数T_r＝0,46875；以及针对有效载荷(数据符号)进行优化的第二正交原型滤波器；以及 

-显示理想信道估计的、表示为OQAM理想CE的OFDM/OQAM传输系统。 

此模拟实例中的OFDM/OQAM传输系统使用参考背景技术所定义的和图1所示的前同步码结构IAM1，且其中OFDM/OQAM信号的相位项等于零(φ₀＝0)。 

模拟参数如下： 

-M＝128，QPSK星座； 

-没有进行信道编码； 

-CP-OFDM传输的循环前缀长度设为M＝8； 

-CPL信道模型，如Y·H·玛(Y.H.Ma)、P·L·叟(P.L.So)和E·古纳万(E.Gunawan)的文件“脉冲噪声和多路径效应下宽带电力线通信的ofdm系统的性能分析”(Performance analysis of ofdm systems for broadband power line communications under impulsive noise and multipath effects)(第20卷，第2期，第674-682页，2005年4月)中所述。 

从图7中可看出，本发明中提议的两种算法用于确定MOE传输系统和MWCβ传输系统中的第一原型滤波器所使用的最佳时间分辨率参数T_r，与错误率为10^-2时的OQAM-TFL1传输系统相比，所述两种算法提供近似相同的性能和约1.2dB的增益。 

与CP-OFDM传输系统相比，增益范围为3dB，其中一部分增益 源于未使用循环前缀。此外，与OFDM/OQAM的理想估计相比，MOE传输系统和MWCβ传输系统仅造成约0.2dB的增益损失。 

因此，本发明的解决方案所获得的性能十分接近理想性能，且本发明的解决方案与现有技术相比可显著提高增益。 

5.4传输装置和接收装置的结构 

最后，参考图8和图9，图示为传输装置和接收装置的简化结构，其中每个装置实施根据上文所述实施例的两个不同的原型滤波器(一个用于使前同步码成形，另一个用于使有效载荷成形)。 

如图8所示，此类传输装置包括存储器81，所述存储器81包括缓冲存储器；例如配备有微处理器μP且受计算机程序83驱动的处理单元82；以及计算机程序83；所述传输装置实施根据本发明的传输方法。 

在初始状态，计算机程序83的代码指令例如加载到RAM中，然后由处理单元82的处理器执行。处理单元82输入携载对应于前同步码符号的复值数据元素和对应于数据符号的实值数据元素的载波。处理单元82的微处理器根据计算机程序83的指令实施 上文所述的传输方法的步骤，从而使多载波信号的载波成形。为实现此目的，传输装置除包括缓冲存储器81外，还包括使载波成形的构件，所述构件包括第一原型滤波器，其用于过滤携载对应于前同步码符号的复值数据元素的载波，以及第二原型滤波器，其用于过滤携载对应于数据符号的实值数据元素的载波。这些构件由处理单元82的微处理器进行驱动。因此，处理单元82将成形的多载波信号传输到至少一个接收装置。 

如图9所示，此类接收装置包括存储器91，所述存储器91包括缓冲存储器；例如配备有微处理器μP且受计算机程序93驱动的处理单元92；以及计算机程序93；所述接收装置实施根据本发明的接收方法。 

在初始状态，计算机程序93的代码指令例如加载到RAM中，然后由处理单元92执行。处理单元92输入已受到对应于多载波信号的前同步码符号和数据符号的干扰的载波。处理单元92的微处理器根据计算机程序93的指令实施上文所述的接收方法的步骤，从而使接收到的载波成形。为达到此目的，接收装置除包括缓冲存储器91外，还包括使载波成形的构件，所述构件包括第一原型滤波器，其用于过滤与前同步码符号相关的接收到的载波，以及第二原型滤波器，其用于过滤与数据符号相关的接收到的载波。这些构件由处理单元92的微处理器进行驱动。 

Claims (7)

1.一种用于传输由时间连续的多载波符号形成的多载波信号的传输方法，所述多载波信号包括：

-由称为前同步码符号的至少三个连续多载波符号形成的至少一个前同步码(P)，所述至少一个前同步码携载复值数据元素，每个复值数据元素与所述信号的载波相关，以及

-称为数据符号的多载波符号(D)，所述多载波符号携载实值数据元素，每个实值数据元素与所述信号的载波相关，且

其特征在于，所述传输方法包括使所述载波成形的步骤，所述步骤实施以下操作：

-通过第一原型滤波器(F₁)过滤携载对应于所述前同步码符号的所述复值数据元素的载波，以使所述前同步码符号成形，以及

-通过不同于所述第一原型滤波器的第二原型滤波器(F₂)过滤携载对应于所述数据符号的所述实值数据元素的载波，以使所述数据符号成形，

其中所述第一原型滤波器g[k]采取以下离散形式：

$g\left[k\right]=\frac{F\left(0\right)}{2^K}\frac{\mathrm{\&Gamma;}(K+1)}{\mathrm{\&Gamma;}(K/2+1-k\&CenterDot;T_r)\mathrm{\&Gamma;}(K/2+1+k\&CenterDot;T_r)}$

其中：

K＝L_g-1，其中L_g为所述第一原型滤波器的长度，

F(0)为常数，

Γ(·)为γ函数，以及

T_r为时间分辨率参数，

并且，其中所述第二原型滤波器是正交滤波器或双正交滤波器。

2.根据权利要求1所述的传输方法，其特征在于，所述前同步码包括由携载零值的数据元素组成的两个前同步码结束符号(p_m，0、p_m，2)，结束符号(p_m，0、p_m，2)与由携载值1或-1的导频p_i组成的至少一个前同步码中心符号(p_m，1)成帧，其中i∈[0，M-1]是与所述导频p_i相关的载波的指数，且M是与所述前同步码中心符号相关的载波的数量，即，对于k＝0，...，M/4-1：

p_4k＝p_4k+1＝1以及

p_4k+2＝p_4k+3＝-1。

3.根据权利要求1所述的传输方法，其特征在于，所述传输方法包括根据第一参数β₀和第二参数β_I来确定所述第一原型滤波器g[k]的所述时间分辨率参数T_r的确定步骤，即：

${\mathrm{\&beta;}}_0=\left|\underset{k}{\mathrm{\&Sigma;}}{g}^2\right[k\left]\cos \left(2\mathrm{\&pi;}\frac{k}{M}\right)\right|$ 以及

${\mathrm{\&beta;}}_I=\left|\underset{p}{\mathrm{\&Sigma;}}{j}^p\underset{k}{\mathrm{\&Sigma;}}{g}^2\right[k\left]\cos \left(2\mathrm{\&pi;}\frac{\mathrm{pk}}{M}\right)\right|,$

其中j²＝-1，M是每个多载波符号中的载波的数量，且L_g＝M，其中p为整数，|p|＞1，

所述确定步骤可最大化所述第一参数β₀且/或最小化所述第二参数β_I。

4.根据权利要求1所述的传输方法，其特征在于，所述传输方法包括根据第一参数β₀和第二参数β_I的线性组合来确定所述第一原型滤波器g[k]的所述时间分辨率参数T_r的确定步骤，所述线性组合等于wβ₀-(1-w)β_I，

即：

w是加权因子，即0≤w≤1；

${\mathrm{\&beta;}}_0=\left|\underset{k}{\mathrm{\&Sigma;}}{g}^2\right[k\left]\cos \left(2\mathrm{\&pi;}\frac{k}{M}\right)\right|;$ 以及

${\mathrm{\&beta;}}_I=\left|\underset{p}{\mathrm{\&Sigma;}}{j}^p\underset{k}{\mathrm{\&Sigma;}}{g}^2\right[k\left]\cos \left(2\mathrm{\&pi;}\frac{\mathrm{pk}}{M}\right)\right|$

其中j²＝-1，M是每个多载波符号中的载波的数量，且L_g＝M，其中p为整数，|p|＞1，

所述确定步骤可最大化所述线性组合。

5.一种用于接收由时间连续的多载波符号形成的多载波信号的接收方法，其包括，在传输侧：

-由称为前同步码符号的至少三个连续多载波符号形成的至少一个前同步码(P)，所述至少一个前同步码携载复值数据元素，每个复值数据元素与所述信号的载波相关，以及

-称为数据符号的多载波符号(D)，所述多载波符号携载实值数据元素，每个实值数据元素与所述信号的载波相关，

其特征在于，所述接收方法包括使接收到的载波成形的步骤，所述步骤实施以下操作：

-通过第一原型滤波器(F₁)过滤与所述前同步码符号相关的所述接收到的载波，以及

-通过不同于所述第一原型滤波器的第二原型滤波器(F₂)过滤与所述数据符号相关的所述接收到的载波，

其中所述第一原型滤波器g[k]采取以下离散形式：

$g\left[k\right]=\frac{F\left(0\right)}{2^K}\frac{\mathrm{\&Gamma;}(K+1)}{\mathrm{\&Gamma;}(K/2+1-k\&CenterDot;T_r)\mathrm{\&Gamma;}(K/2+1+k\&CenterDot;T_r)}$

其中：

K＝L_g-1，其中L_g为所述第一原型滤波器的长度，

F(0)为常数，

Γ(·)为γ函数，以及

T_r为时间分辨率参数，

并且，其中所述第二原型滤波器是正交滤波器或双正交滤波器。

6.一种用于传输由时间连续的多载波符号形成的多载波信号的传输装置，所述多载波信号包括：

-由称为前同步码符号的至少三个连续多载波符号形成的至少一个前同步码(P)，所述至少一个前同步码携载复值数据元素，每个复值数据元素与所述信号的载波相关，以及

-称为数据符号的多载波符号(D)，所述多载波符号携载实值数据元素，每个实值数据元素与所述信号的载波相关，

其特征在于，所述传输装置包括使所述载波成形的构件，所述构件包括：

-第一原型滤波器(F₁)，其用于过滤携载对应于所述前同步码符号的所述复值数据元素的载波，以使所述前同步码符号成形，以及

-不同于所述第一原型滤波器的第二原型滤波器(F₂)，其用于过滤携载对应于所述数据符号的所述实值数据元素的载波，以使所述数据符号成形，

其中所述第一原型滤波器g[k]采取以下离散形式：

$g\left[k\right]=\frac{F\left(0\right)}{2^K}\frac{\mathrm{\&Gamma;}(K+1)}{\mathrm{\&Gamma;}(K/2+1-k\&CenterDot;T_r)\mathrm{\&Gamma;}(K/2+1+k\&CenterDot;T_r)}$

其中：

K＝L_g-1，其中L_g为所述第一原型滤波器的长度，

F(0)为常数，

Γ(·)为γ函数，以及

T_r为时间分辨率参数，

并且，其中所述第二原型滤波器是正交滤波器或双正交滤波器。

7.一种用于接收由时间连续的多载波符号形成的多载波信号的接收装置，所述多载波信号包括，在传输侧：

-由称为前同步码符号的至少三个连续多载波符号形成的至少一个前同步码(P)，所述至少一个前同步码携载复值数据元素，每个复值数据元素与所述信号的载波相关，以及

-称为数据符号的多载波符号(D)，所述多载波符号携载实值数据元素，每个实值数据元素与所述信号的载波相关，

其特征在于，所述接收装置包括使接收到的载波成形的构件，所述构件包括：

-第一原型滤波器(F₁)，其用于过滤与所述前同步码符号相关的所述接收到的载波，以及

-不同于所述第一原型滤波器的第二原型滤波器(F₂)，其用于过滤与所述数据符号相关的所述接收到的载波，

其中所述第一原型滤波器g[k]采取以下离散形式：

$g\left[k\right]=\frac{F\left(0\right)}{2^K}\frac{\mathrm{\&Gamma;}(K+1)}{\mathrm{\&Gamma;}(K/2+1-k\&CenterDot;T_r)\mathrm{\&Gamma;}(K/2+1+k\&CenterDot;T_r)}$

其中：

K＝L_g-1，其中L_g为所述第一原型滤波器的长度，

F(0)为常数，

Γ(·)为γ函数，以及

T_r为时间分辨率参数，

并且，其中所述第二原型滤波器是正交滤波器或双正交滤波器。