CN102460928B

CN102460928B - 开关模式电源中的电流测量

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Publication number: CN102460928B
Application number: CN200980159733.7A
Authority: CN
Inventors: T·霍尔姆伯格; M·卡尔森
Original assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Current assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Priority date: 2009-06-03
Filing date: 2009-06-03
Publication date: 2015-11-25
Anticipated expiration: 2029-06-03
Also published as: US8676525B2; WO2010139358A1; EP2438671B1; US20120078556A1; EP2438671A1; CN102460928A

Abstract

描述一种确定开关模式电源中的电流的方法。该方法使用线性最小二乘以使具有至少两个系数的方程所定义的线条拟合所测量电流值，线条的系数使用关系式c＝AI_m来得到，其中c是系数的向量，I_m是所测量电流值的向量，以及A是将c与I_m相关的矩阵。该方法包括：存储(S1)表示至少一个预先计算的矩阵A的值；接收(S2)所测量电流值；以及使用表示矩阵A的所存储值和所接收电流值来计算(S4)线条的每个系数的相应初始值。该方法还包括，对于每个所测量电流值：使用线条的方程和系数的所计算初始值来计算(S6)所估计电流；确定(S7)所测量电流值与所估计电流值之间的差，以便生成差值；以及将差值与阈值进行比较(S8)，如果差值大于阈值，则使用表示矩阵A的所存储值和差值来计算(S9)系数的更新值。使用系数的更新值来确定开关模式电源中的电流的值。

Description

开关模式电源中的电流测量

技术领域

一般来说，本发明涉及开关模式电源的领域(有时称为开关模式供电(switchmodesupplies)或者开/关模式电源(switchingmodepowersupplies))，更具体来说，涉及开关模式电源中电流的确定。

背景技术

开关模式电源(SMPS)是一种众所周知类型的电力转换器，因其尺寸小、重量轻和高效率而在例如个人计算机和便携式电子装置(诸如蜂窝电话)中具有各种不同应用。SMPS通过以高频率(通常为数十至数百kHz)开关诸如功率MOSFET之类的开关元件，来实现这些优点，其中开关的频率或占空比使用反馈信号来调整，以便将输入电压转换成预期输出电压。SMPS可采取整流器(AC/DC转换器)、DC/DC转换器、换频器(AC/AC)或逆变器(DC/AC)的形式。

由于许多原因而希望提高确定SMPS中的电流所能采用的精度。例如，日益先进和计算密集的信号和通信处理算法的出现已经激起对用于实现它们的新的低电压CMOS技术的需要。这对电源提出新的挑战性要求，例如更严格的电压容差范围以及提供增加的电流电平的能力。为了满足这些要求，需要通过提高如下所依靠的电流测量的精度，来改进SMPS的操作的各种方面(例如电流反馈控制、连续和不连续导通模式的检测、电流保护和系统识别)。准确电流测量还允许同步整流电力转换器中的准确二极管仿真，因而提高其低负载效率。

现在将参照图1和图5来描述采取开关模式DC/DC电源形式的SMPS中采用的已知电流估计方法。

图1是将输入电压V_in转换成预期输出电压V_out的开关模式DC/DC电源10的简化电路图。电源10包括电感器20、电容器30、二极管40、功率晶体管50和脉宽调制(PWM)控制器60。PWM控制器以适当频率(例如30kHz)将电压脉冲70施加到功率晶体管50的栅极。PWM控制器通过以从电感器中的电流的测量得到的反馈信号为基础调整脉冲的占空比D(由D＝T_ON/T_S来定义，其中T_ON是脉冲的时长，以及T_S是开关周期)，来调节输出电压V_out，在图1的示例中，使用电阻器80来测量电流。

在这个布置中，电感器20中的电流(i)按照如图5所示的一般锯齿形方式随时间(t)改变，从而在晶体管接通时的时段DT_S期间从最小值I_min增加到最大值I_max，之后在晶体管断开时的时段(1-D)T_S期间降低到I_min。PWM控制器60在开关周期T_S期间多次重复测量该电流，并且使用在导通时段DT_S或截止时段(1-D)T_S期间所得到的样本来计算电流值。但是，晶体管的开关能够引起瞬变，该瞬变在从导通时段转变到之后的截止时段或者从截止时段转变到下一个导通时段之后不久测量的电流值中引入误差。为此，优选的是，当执行电流计算时忽略紧接在转变之后的消隐时段T_B中得到的样本。在当前示例中，计算基于在截止时段期间在时间(1-D)T_S-T_B上得到的多个所测量电流样本值。

在已经得到电流样本的情况下，则需要对电流样本进行处理以计算总电流值。对于这样做存在多种已知技术。例如，在“ZL2005CurrentProtectionandMeasurement”(ZilkerlabsApplicationNoteAN15，www.zilkerlabs.com)中描述了为了电流保护而使用取样电流值的统计健壮中值，其中数字滤波器用于提高通过PMBus的电流监测的精度。但是，这种方法引入随消隐时间和占空比而改变的偏移误差。因此，这种方法的精度和等待时间不是很好。

发明内容

本发明的实施例利用最小二乘回归来估计电流。这种统计方法具有简洁以及存在显式解的优点。

线性最小二乘回归用于估计电感器中的电流使得有可能使用过取样比(即，取样频率与开关频率的比率)与电流ADC中的位数之间的折衷，并且提高测量的精度。在实施例中，操作是数据无关的，并且适合于通过硬件、软件或者硬件和软件的混合的实现。此外，提供一种用于计算线性最小二乘回归的有效算法。实际上，测试已经表明，仅在1或2次迭代之后，所计算结果具有与最佳现有统计方法相同的精度。

在最小二乘回归算法中，异常值将影响结果。为了降低异常值的影响，本发明的实施例采用一种可迭代地运行若干次的算法。假如异常值相对所测量数据的总数是少数时，上述算法在很大程度上中和异常值的影响。该算法极适合于硬件实现，因为它是数据无关的，并且仅使用易实现的运算。它也是可流水线化(pipelineable)的，并且可能在很大程度上并行化，以便达到高吞吐量要求。

按照本文以下所述的一个实施例的方法的优点在于，避免可能是复杂且计算密集的病态运算的逆矩阵计算。

另外，该方法具有优于快速最小绝对偏差算法的优点，在L.Yinbo和R.A.Gonzalo的“AMaximumLikelihoodApproachtoLeastAbsoluteDeviationRegression”(EURASIPJournalonAppliedSignalProcessing2004：12，第1762-1769页，HindawiPublishingCorp.)中论述了快速最小绝对偏差算法的一个示例。这些算法是迭代的，并且各迭代涉及计算加权中值，这基本上要求加权数据的分类。另外，在这些方案中，所要求精度所需的迭代次数是未知的。与此不同，本发明的一个实施例的方法避免数据的分类，数据的分类由于所要求运算的不可预测次数而是在硬件实现中难以处理的数据相关算法。

按照本发明，使用线性最小二乘以使具有至少两个系数的方程所定义的线条拟合所测量电流值来确定开关模式电源中的电流，线条的系数使用关系式c＝AI_m来得到，其中c是系数的向量，I_m是所测量电流值的向量，以及A是将c与I_m相关的矩阵。存储表示至少一个预先计算的矩阵A的值，并且接收所测量电流值，各值表示在不同时间在开关模式电源中流动的值。表示矩阵A的所存储值和所接收的测量电流值用于计算线条的每个系数的相应初始值。对于每个所测量电流值：

-使用线条的方程和系数的所计算初始值来计算所估计电流；

-确定所测量电流值与所估计电流值之间的差，以便生成差值；以及

-将差值与阈值进行比较，以及如果差值大于阈值，则使用表示矩阵A的所存储值和差值来计算系数的更新值。使用系数的更新值来确定开关模式电源中的电流的值。

本发明还提供一种用于计算开关模式电源中的电流的设备。该设备包括电流计算器，电流计算器配置成使用线性最小二乘以使具有至少两个系数的方程所定义的线条拟合测量电流值来确定开关模式电源中的电流，线条的系数使用关系式c＝AI_m来得到，其中c是系数的向量，I_m是所测量电流值的向量，以及A是将c与I_m相关的矩阵。在设备中还提供用于存储表示至少一个预先计算的矩阵A的值的存储器。电流计算器配置成：

-接收所测量电流值，各值定义在不同时间在开关模式电源中流动的电流；

-使用表示矩阵A的所存储值和所接收的测量电流值来计算线条的每个系数的相应初始值；

对于每个所测量电流值：

-使用线条的方程和系数的所计算初始值来计算所估计电流；

-将差值与阈值进行比较，以及如果差值大于阈值，则使用表示矩阵A的所存储值和差值来计算系数的更新值；以及

使用系数的更新值来确定开关模式电源中的电流的值。

本发明还提供具有如上所述用于计算其中的电流的设备的开关模式电源。

本发明还提供一种包括携带计算机程序指令的计算机可读存储介质或信号的计算机程序产品，其中计算机程序指令在由处理器来运行时使处理器执行如上所述的方法。

附图说明

现在将仅作为举例、参照附图详细说明本发明的实施例，附图包括：

图1是常规开关模式DC/DC电源的示意图；

图2A是按照本发明的一个实施例的开关电源的示意图；

图2B示出图2A所示的信号处理单元的组件；

图3是示出实施例的电组件值的误差的影响的波特图；

图4是示出开关周期期间图2A的电感器两端的电压和电感器中的电流的示意图；

图5是在开关周期上的电流波形和控制信号的图示；

图6和图7是示出在实施例中为了计算SMPS中的电流而执行的处理操作的流程图；

图8是实施例的所计算电流值的标准偏差对比占空比的图表；

图9是实施例的作为ADC分辨率和过取样比的函数的所计算电流值的标准偏差的图表；以及

图10示出实施例中的所计算电流的精度如何随计算算法的迭代次数的变化而变化。

具体实施方式

图2A是按照本发明的第一实施例的开关模式DC/DC电源100的示意图。电源包括晶体管SW1和SW2，晶体管SW1和SW2优选地为功率MOSFET。晶体管SW1和SW2的开关由PWM控制器110来控制。PWM控制器110配置成优选地以20kHz与1MHz之间的范围之内的频率将电压脉冲施加到晶体管SW1和SW2的栅极，并且响应从信号处理单元140所接收的反馈信号而改变开关的占空比。备选地，代替PWM控制器110，能够使用频率调制控制器(未示出)，频率调制控制器调制生成固定时长的脉冲所用的频率。晶体管SW1的源极引出线在V_in连接到DC电压线，而晶体管SW2的源极连接到参考点、例如地。各晶体管的漏极连接到输出滤波器，输出滤波器在这个示例中包括电感为L的电感器120和电阻为R_L的本征DC电阻(DCR)121以及电容为C_f的电容器130，它们如图2A所示连接。

在图2A的电路中，如同大多数开关DC/DC转换器拓扑中一样，输出滤波器中电感器120中的电流是有兴趣测量的。电感器120中的电流可使用与电感器串联的电阻性电流分流器来测量，如图1所示。但是，这使转换器的功率效率降级。因此，优选的是使用利用电感器中的不可避免寄生电阻的“无损”方法，例如“ASimpleCurrent-SenseTechniqueEliminatingaSenseResistor”(LinfinityApplicationNoteAN-7，Rev.1.1，07/1998)中所述的方法。DCR电阻R_L上的电压与大方波重叠。这个方波能够采用RC电路去除，RC电路包括与电容为C的电容器160串联的电阻为R的电阻器150，电容器160与电感器并联连接，如图2A所示。

电容器160上的电压降V_C能够表达为电感器电流i_L的函数，如下所示：

V_{C} (s) = R_{L} \frac{(1 + sL / R_{L})}{1 + sCR} i_{L} (s) = R_{T} (s) i_{L} (s),

方程1

其中，R_T(s)定义为等效跨阻，以及s为频率。通过将两个时间常数设置为相等，即L/R_L＝CR，得到极点/零点相消，从而得出：

V_C(s)＝R_Li_L(s)方程2

因此，跨阻R_T(s)＝R_L变为纯电阻的而与频率无关，从而允许简单地确定i_L。但是，零点/极点相消对组件变化敏感，这通过下列设计示例来说明。

采用L＝1μH的典型电感器且R_L＝1mΩ，方程2的简化结果可通过选择C＝1μF和R＝1kΩ来取得。电阻应当足够大，以便避免大附加功率损耗。使用电感器和电容器的20％的标准容差以及电阻器的1％容差来说明零点/极点相消灵敏度。阻抗R_T(s)的幅值的所产生最大变化和最小变化(单位为dBΩ)以及对应最大相位变化和最小相位变化如图3的波特图所示。

在1kHz之上时，阻抗改变高达±3.5dB，但是这些静态变化能够通过校准来消除。然而，通过改变外部条件所引起的随时间的变化将在电流测量中引入误差。这些变化必须按照另一种方式来处理。在S.Saggini等人的“DigitalAutotuningSystemforInductorCurrentSensinginVoltageRegulationModuleApplications”(IEEETrans.onPowerElectronics，Vol.23，No.5，2008年9月)中，提供一种用于补偿这些变化的数字自动调谐系统。这种算法能够在本发明实施例中用于更进一步提高电流确定精度。

又参照图2A，电源100包括：取样器170，取样器170用于得到与SMPS中流动的电流相关的电压(在这里为电压差V_C)的样本，以便输入到信号处理单元140。在本实施例中，取样器170包括用于放大电压差V_C的差分放大器180以及用于数字化由差分放大器180输入其中的信号的模数转换器(ADC)190。由于差分放大器的输入具有作为参考的(可能高的)输出电压V_out，所以优选的是，差分放大器具有高共模抑制比(CMRR)。

放大器180优选地设计用于如下最大电流：

\hat{I} = I_{DC \max} + \frac{I_{ripplepk - pk}}{2} + I_{headroom}

方程3

其中，I_DCmax是电感器/转换器应当连续提供的最大电流，以及I_headroom给出电流瞬态的余量、例如I_DCmax的50％。

由于电压降R_Li_L小，所以纹波电流的峰-峰幅度能够通过如下微分方程来确定

v (t) = L \frac{d}{dt} i (t) .

方程4

求解电流得出如下积分方程：

i (t) = \frac{1}{L} &Integral; v (t) dt

方程5

电感器上的电压的时间函数是方波，如图4所示。

分别对于导通时段和截止时段求解方程5，得出如下纹波电流峰-峰值

I_{ripplepk - pk} = \frac{V_{in} - V_{out}}{L} D T_{s} = \frac{V_{out}}{L} (1 - D) T_{s}

方程6

在稳态期间，占空比能够采用D＝V_out/V_in来近似计算。需要对所使用的输入电压范围和输出电压范围来计算方程6，以便查找最大纹波电流I_ripplepk-pk。

例如，如果假定f_s＝300kHz的开关频率，I_DCmax＝20A的最大电流，50％的余量，输入电压范围V_in＝5-15V，以及输出电压范围V_out＝0-5V，则最大纹波电流变成I_ripplepk-pk＝14A，以及最大电流变成按照方程1，最大电流对应于最大电压。在包括组件容差的情况下，最大阻抗变成，|R_T(s)|_max＝-56.5dBΩ，如图3所示。这产生电容器上的最大电压V_Cmax＝55.5mV。在将ADC的最大输入电压取作V_ADCmax＝1V的情况下，正常操作的差分放大器增益为：

G_{normal} = \frac{V_{ADC \max}}{V_{C \max}} = 25 dB

方程7

ADC190配置成将输入其中的信号数字化，以便生成各表示在不同时间在电感器中流动的电流的样本电流值。ADC具有N位的分辨率，其中在注意到如下竞争要求的情况下选择N：一方面使N小以便确保各样本的数字化时间对于所选取样率充分小，而另一方面使N大以便使ADC量化噪声为最小，这将增加电流测量的不定性。如果ADC具有N位并且采用了对称输入范围{-V_R，V_R}，量化步长变为：

Q = \frac{2 V_{R}}{2^{N}} = \frac{V_{R}}{2^{N - 1}}

方程8

最大量化误差为Q/2。ADC190可连续或者以其定时和时长受到控制器110的控制的突发进行取样，因而允许取样器170输出在整个周期T_S或者仅在T_S的特定部分期间所得到的电流样本值。表示所测量电流值的信号从ADC190馈送到与其连接的信号处理单元140。

差分放大器180和ADC190能够易于由本领域的技术人员通过采取满足特定SMPS的要求的形式的硬件来实现，使得这些组件和其它相关设计标准的更详细描述是不必要的。

图2B示出信号处理单元140的配置。在这个实施例中，信号处理单元140包括处理器141以及存储计算机可读指令的指令存储装置142，计算机可读指令在由处理器141运行时使处理器141执行下文中描述的处理操作以便计算电流值。指令存储装置142可包括预加载有计算机可读指令的ROM。备选地，指令存储装置142可包括RAM或相似类型的存储器，并且计算机可读指令能够从计算机程序产品(例如诸如CD-ROM等的计算机可读存储介质146)或者携带计算机可读指令的计算机可读信号147输入其中。

信号处理单元140还包括：矩阵存储装置143，用于存储电流计算中使用的一个或多个预先计算的矩阵，下面进行描述；以及工作存储器144，用于在计算期间存储输入电流样本值和数据。信号处理单元140还包括输入/输出部分145，用于接收所测量电流值并且输出由处理器所计算的电流的值，例如电感器中的所估计最大电流I_max、所估计最小电流I_min，或者I_max和I_min的平均数。所计算电流能够由控制器110根据需要用于反馈控制、连续和不连续导通模式的检测、电流保护等。

虽然差分放大器180、ADC190和信号处理单元140在图2A中示为分开的组件，但是这些组件中的一个或多个组件可在单个集成电路(IC)中实现，单个集成电路可形成控制器110的IC的一部分。例如，单个IC可提供控制器110的功能性、信号处理单元140的功能性以及可选地提供ADC190的功能性。相应地，这个单IC能够与开关模式电源的其余组件分开地被制造和销售。

在本实施例中，处理器141、指令存储装置142和工作存储器144共同构成用于确定SMPS中的电流值的电流计算器148。

现在将参照图5-7来描述本实施例中由电流计算器148所执行以计算开关模式电源的电流值的处理操作。

图5中示意示出典型电流波形i(t)和控制信号。标记为“PWM”的信号示出由PWM控制器110施加到晶体管SW1的电压脉冲，而标记为“Blank”的信号示出消隐信号，消隐信号可由电流计算器148用于从所接收测量电流值之中排除一个或多个所测量电流值以便其计算SMPS中的电流估计。消隐信号可由控制器110生成或者由电流计算器在内部生成。

如上所述，因电源电路中的寄生电感和电容引起的失常可要求使用消隐时段T_B。也就是说，优选地不使用在这个时段期间所得到的样本，因为可能通过开关噪声而使它们在统计上无意义。在从导通时段到截止时段(或者反过来)的转变期间的停机时间可将误差引入电流测量中，这使电流偏离理想三角波形。

在实施例中，过取样比为M。换言之，每个开关周期T_S得到M个电流样本。图5中，“n”表示样本索引。编号开始于第一使用样本的0，这在图5中是在经过导通时段和后续消隐时段T_B之后的时间序列中出现的第一个样本。在本实施例中，在占空比小于50％的情况下，在截止时段期间得到的样本优选地用于计算中，下面参照图6和图7来对此进行描述。消隐时段T_B优选地选择为T_SO的整数倍n_b，T_SO是由T_SO＝T_S/M所定义的取样间隔。开关周期中未使用的样本的数量则表示为：

方程9

最后一个样本索引为M-n_S-1，并且根据样本数量(换言之，导通时段中的样本数量)的占空比为在这里，通常符号用于表示上限函数(ceilingfunction)。如果占空比大于50％，则计算优选地对于在导通时段期间而不是截止时段期间在消隐时段外部得到的样本值来执行。但是，如果占空比使得

n_b+1＜n_d＜M-n_b-1，方程10

则导通时段和截止时段中消隐时段外部的样本可用于计算电流估计。对于某个占空比范围，能够通过求平均来组合这些估计以降低不定性，下面将对此进行说明。

如果假定电感器120上的电压几乎恒定，则按照方程5的电流是时间的仿射函数。抑制样本间隔T_SO，这个函数能够在本例中表达为

i(n)＝c₀+c₁n+e(n)，方程11

其中c₀和c₁是向量c的实的数和分量，使得c^T＝[c₀c₁]，以及e(n)是往往称作噪声的扰动。

虽然在本实施例中，i(n)对于n是线性的，但是i(n)可以更一般地表达为常数和各作为n的不同函数(例如n的二次多项式)的一项或多项之和，并且因而定义无需是笔直的线条。因此，本文所引用的“线条”通过具有至少两个系数的方程来定义，并且因而包含方程11所定义的直线以及不是笔直的(即，弯曲的)线条。但是，i(n)对于系数c应当是线性的。

所测量电流的样本值被放入列向量I_m中，并且得到下列方程组：

Xc＝I_m-e_m，方程12

其中，样本索引矩阵X定义为：

X = [\begin{matrix} 1 & 0 \\ 1 & 1 \\ . & . \\ . & . \\ . & . \\ 1 & M - n_{s} - 1 \end{matrix}]

方程13

以及误差e(n)由向量e_m来表达。如果存在超过两个样本，即M-n_S＞2，则方程12变成往往不可能求解的超定方程组。通过选择c作为最小二乘估计

c＝(X^TX)^-1X^TI_m＝AI_m方程14

e_m的l₂范数变为最小。重要的是要注意，由于矩阵A＝(X^TX)^-1X^T由占空比D、消隐时间n_b和过取样比M来确定，所以它不是数据相关的，并且因而能够预先计算并且存储在矩阵存储装置143中。A矩阵通常称作X的Moore-Penrose伪逆。

电流计算器148可配置成响应占空比D的变化而改变消隐时间T_B，使得M-n_S没有发生变化，并且因而使得所需的X和A矩阵的大小没有发生变化。其优点在于，仅需要存储与单个A矩阵的元素对应的较少数量的值。

但是，在本实施例中，T_B设置成固定值，该固定值被选择成基本等于开关噪声的时长，因而确保仅排除可能出错的样本，以便使计算中使用的样本数量为最大。开关噪声的时长受到功率链组件、PCB布局以及输入和输出电压的影响。将T_B设置成适当固定值具有允许找到拟合参数c₀和c₁的更好估计的优点。在这种情况下，必须预先计算小于M/2的数量的不同A矩阵并且将其存储在矩阵存储装置143中。本实施例的一个重要优点在于，预先计算A矩阵供后续使用，因为这些计算涉及查找在数值上可能是病态的矩阵的逆。当预先计算A矩阵的集合时，优选地使用具有全精度的、用于计算不同A矩阵的适当方法。

最小二乘算法对异常值极为敏感。在本实施例中，存在来自ADC190的、最大误差为Q/2的均匀分布量化噪声，其中Q是ADC中的量化步长。另外要注意，当电容器中的电压不是完全恒定时，电流与时间不是完全仿射的。模拟表明，有利的是将具有至少2Q的偏差的样本值当作异常值，即：

|I_m(n)-X_nc|＞2Q方程15

但是，这个界限必须按照关于实际测量系统噪声特征(signature)的噪声情况来调整。

对异常值所呈现的问题的明显解决方案是在重新计算c的更准确最小二乘值时简单地排除异常值。但是，在联机情况下，这会要求对样本的每个修改选择计算唯一A矩阵。这具有需要的、病态的、计算密集且实现比较复杂的逆矩阵计算的严重缺陷。由于存储几乎无数A矩阵所需的存储器的大小，因而通过预先存储所有可能的A矩阵来避免这些问题会是不切实际的。本发明人已经设计对最小二乘算法的极有效补充，用于增加统计健壮性，这克服了这些问题，现在将参照图6和图7中的流程图对此进行描述。

参照图6，在步骤S1，表示多个预先计算的矩阵A的值存储在矩阵存储装置143中。使用电流形状的假定模型i(n)(例如方程11)来计算这些值。所述A矩阵中的每个A矩阵具有不同大小，使得它可与具有对应大小(即，用于保持所测量电流值的元素的数量)的电流向量I_m相乘。矩阵元素值可由电流计算器来计算或者在外部计算并且输入到信号处理单元。

在步骤S2，电流计算器148从取样器170接收所测量电流值，每个所接收值表示在SMPS的开关周期期间的不同时间在SMPS中流动的电流。在本实施例中，所接收值由工作在突发模式的取样器170来得到，并且因而对应于仅在开关周期T_S的一部分期间测量的电流值。更具体来说，由于在本实施例中，D小于50％，并且优选的是忽略在紧接在通-断转变之后的消隐时段T_B期间得到的样本值，所以取样器得到仅在紧接在下一个断-通转变之前的时段(1-D)T_S-T_B期间的样本值。当然，如果D大于50％，则电流计算器可接收由取样器170仅在紧接在通-断转变之前的时段DT_s-T_B期间所得到的样本值。备选地，取样器可在导通时段和截止时段或者在仅各时段的部分期间进行取样，并且为电流计算器提供对应的样本值集合。取样器可在连续开关周期期间或者在由一个或多个开关周期分隔的间隔期间得到样本。所接收样本值存储在工作存储器144中的阵列I_m中。

作为一个备选方案，取样器170可按照连续模式进行取样，以便在不同时间连续得到各表示在SMPS中流动的电流(即，图2A的实施例中电感器120中的电流)的所测量电流值。在这种情况下，电流计算器148可以仅选择在开关周期期间得到的所接收值的一部分。例如，如果D小于50％，并且优选的是忽略在通-断转变之后的消隐时段T_B期间得到的样本值，则电流计算器可以选择仅在紧接在下一个断-通转变之前的时段(1-D)T_S-T_B期间的值。当然，如果D大于50％，则电流计算器可选择由取样器仅在紧接在通-断转变之前的时段DT_S-T_B期间所得到的样本值。备选地，电流计算器可选择在导通时段和截止时段期间或者仅每个所述时段的部分期间得到的值。如同本实施例中那样，这些备选实施例中的所选样本值存储在工作存储器144中的阵列I_m中。

在步骤S3，A矩阵由电流计算器148从矩阵存储装置143中存储的多个A矩阵之中选择。该选择根据电流阵列I_m中的所测量电流值的数量来执行。更具体来说，为了通过评估矩阵A和电流向量I_m的乘积来计算系数向量c，电流计算器选择具有对于从所接收样本值所得到的特定电流阵列I_m恰当的维的A矩阵。从方程9、13和14能够看到，在本实施例中，A的相关维是M、D、T_B和T_S的函数。当然，如果仅存储一个预先计算的A矩阵，则可省略步骤S3。

在步骤S4，电流计算器执行最小二乘计算以查找系数的初始向量c_initial，c_initial具有分别表示为c_0，1和c_1，2的系数c₀和c₁的初始值作为其元素。使用表示所选矩阵A的值以及电流阵列I_m中的所测量电流值，即通过评估乘积AI_m，来计算这些初始值。

在步骤S5，用作电流阵列I_m的元素的索引的计数器“y”设置成等于1。在步骤S6，使用由方程11所给出的线条i(n)的方程连同系数的所计算初始值c_0，1和c_1，1来评估在与样本索引y对应的时间电流的所估计值(I_est)。例如，对于y＝1，I_est＝c_0，1，而对于y＝2，I_est＝c_0，1+c_1，1，对于y＝3，I_est＝c_0，1+2c_1，1…对于y＝M-n_s，I_est＝c_0，1+(M-n_s)c_1，1。

在步骤S7，计算(在步骤S2所接收的)实际样本值I_m(y)与(在步骤S6所计算的)电流I_est的对应所估计值之间的差，以便给出差值e＝I_m(y)-I_est。

在步骤S8，将差值e与在这个实施例中按照方程15设置成2Q的阈值e_T(其中e_T＞0)进行比较。如果该差值大于阈值，则在步骤S9，将样本I_m(y)识别为异常值，并且系数的更新值使用表示所选矩阵A的所存储值和差值e来计算。换言之，评估逻辑语句：(e＞e_T)OR(e＜-e_T)，如果该语句为真(即，如果满足任一个不等式)，则使用表示所选矩阵A的所存储值和差值e来计算系数的更新值。系数c₀和c₁的更新值分别表示为c_0，2和c_1，2，并且可通过首先创建在步骤S4所计算的初始系数向量c_initial的复本来计算。具有系数的更新值、即c_0，2和c_1，2作为其元素的已更新向量c_updt则可通过从c_initial的复本中减去矩阵A的第y列与差e的乘积来计算。换言之，在本实施例中，c_updt设置成等于c_initial，并且然后评估c_updt＝c_updt-A(:，y)*e。这样，异常样本值对拟合系数的所计算值的不利影响迅速且有效地减轻，特别是无需重新计算矩阵A或者重复进行最小二乘计算。

此外，如果在步骤S8确定I_m阵列的第y个元素中样本值的差值大于阈值，则在步骤S9，优选的是除了计算系数的更新值之外，还用对应所估计电流值替代所述样本值。这可通过用所估计值替代I_m中的第y个样本值或者如同本实施例中那样通过创建I_m的复本(其中复本表示为I_mcorr)并且用对应所估计电流值替代I_mcorr中的第y个样本值来进行。

另外，如果在步骤S8确定I_m阵列的第y个元素中样本值的差值大于阈值，则还优选的是，使电流计算器在工作存储器144中存储关于第y个样本值是异常值的指示或记录，表示它具有大于阈值的差值。为此，可使用与I_m相同长度(即，相同数量的元素)的异常值阵列，其中如果将I_m中的第y个值识别为异常值则将异常值阵列的第y个元素设置成第一值(例如1)。另一方面，如果在步骤S8确定I_m阵列的第y个元素中的样本值的差值不大于阈值，则在步骤S10，存储第二值、诸如零，以使得样本值被识别为非异常值。备选地，指示或记录可最初设置成保持缺省值0，缺省值0在步骤S9对异常值改变成1，结果是步骤S10则能够省略，因为0值已经存在于指示或记录中。

在步骤S11，确定计数器值y是否小于阵列Im中的元素数量。如果是的话，则y在步骤S12递增1，并且重复进行步骤S6至S11。但是，如果y与电流阵列I_m的长度相同，使得已经处理I_m阵列中的所有元素，则循环终止。这样或者通过在步骤S11应用另一个适当条件(例如y等于I_m阵列的长度？如果不是的话，则在步骤12使y递增1，否则终止循环)，对I_m阵列中的每个样本值执行步骤S6至S11。一旦步骤S6至S11的重复全部处理，则得到对于原始I_m阵列中的所有异常值均经过校正的系数值的更新集合。

为了得到更好的结果，系数的改进估计的计算和异常值估计替代能够迭代地执行。换言之，对每个y值执行与步骤S6至S11相似的、对c产生比c_initial更好的估计的步骤能够被执行，并且在以后的迭代中，使用在前一个迭代中得到的c的估计来执行关于样本值是否为异常值的确定(以及随后进一步校正c以产生c的进一步改进估计并且用对应估计替代异常电流值)。因此，各迭代产生对于具有已修改异常值的数据所计算的最小二乘估计。由于这些原因，优选的是，该过程在已经处理I_m中的所有样本值之后进入图7中的步骤S13，以使得执行至少一个进一步迭代。

在图6的过程结束时得到的最小二乘系数估计c_updt的异常值估计替代和校正期间，先前(在步骤S8)没有被识别为异常值的样本可能落在异常值界限之外。这通过该过程的下一个迭代来处理，下面参照图7对此进行描述。

在图7的步骤S13，迭代计数器z设置成值1。在步骤S14，用作电流阵列I_mcorr的元素的索引的计数器“y”设置成等于1。在步骤S15，使用线条的方程连同系数的所计算更新值、即c_0，2和c_1，2来评估在与样本索引y对应的时间电流的第二所估计值I_est2。例如，对于y＝1，I_est2＝c_0，2，而对于y＝2，I_est2＝c_0，2+c_1，2，对于y＝3，I_est2＝c_0，2+2c_1，2…对于y＝M-n_s，I_est2＝c_0，2+(M-n_s)c_1，2。

在步骤S16，计算I_mcorr(y)与电流的对应第二所估计值I_est2之间的差，以给出第二差值e₂＝I_mcorr(y)-I_est2。

在步骤S17，确定值I_mcorr(y)是否为替代值，以及如果不是的话，则将第二差值e₂与在这个示例中按照方程15设置成2Q的第二阈值e_T2(其中e_T2＞0)进行比较。但是要注意，e_T和e_T2可以相同，也可以不相同。如果值I_mcorr(y)被识别为替代值(这可简单地通过检查异常值阵列中的对应条目有效地进行)或者第二差值大于第二阈值，则在步骤S18使用表示所选A矩阵的所存储值和第二差值e₂来计算系数的进一步更新值。换言之，评估逻辑语句(异常值阵列的第y个元素将I_mcorr(y)中的电流值标识为异常值)OR(e₂＞e_T2)OR(e₂＜-e_T2)，以及如果作为这个评估的结果这个语句为真(即，如果这三个条件的任一个成立)，则使用表示所选A矩阵的所存储值和第二差值e₂来计算系数的进一步更新值。但是，在逻辑语句为假的情况下，该过程进入步骤S19。

系数c₀和c₁的进一步更新值分别表示为c_0，3和c_1，3，并且可通过首先创建在图6所示过程结束时所得到的已更新系数向量c_updt的复本来计算。具有系数的更新值、即c_0，3和c_1，3作为其元素的进一步更新向量c_updt2则可通过从c_updt的复本中减去A矩阵的第y列与第二差值e₂的乘积来计算。换言之，在本实施例中，c_updt2设置成等于c_updt，并且然后评估c_updt2＝c_updt2-A(:，y)*e₂。这样，对于系数的更新值c_updt所定义的线条被识别为异常值但是对于c_initial所定义的线条不是异常值的任何样本值的不利影响迅速且有效地减轻，特别是无需重新计算矩阵A或者重复进行最小二乘计算。

如果第二差值大于第二阈值，或者如果值I_mcorr(y)被识别为替代值，则优选的是，除了计算系数的进一步更新值之外，还用对应第二所估计值I_est2来替代所述样本值I_mcorr(y)。这可通过用第二所估计值替代I_mcorr中的第y个样本值或者通过创建I_mcorr的复本并且用对应第二所估计值替代I_mcorr的复本中的第y个样本值来进行。

在步骤S19，电流计算器确定电流计数器值y是否小于阵列I_mcorr中的元素数量。如果是的话，则y在步骤S20递增1，并且重复进行步骤S15至S19。但是，如果y与电流阵列I_mcorr的长度相同，使得已经处理I_mcorr阵列中的所有元素，则循环终止。这样或者通过在步骤S19应用另一个适当条件(例如y等于I_mcorr阵列的长度？如果不是的话，则使y递增1，否则转到步骤S21)，对I_mcorr阵列中的每个样本值执行步骤S15至S19。一旦步骤S15至S19的重复全部被处理，则得到对于I_mcorr阵列中的所有异常值都经过校正的系数值的进一步更新集合c_updt2。

另一方面，如果作为步骤S19的结果，确定已经处理I_mcorr阵列中的所有条目，则该过程进入步骤S21，其中电流计算器148确定迭代计数器z是否已经达到在本实施例中为2但可能更一般为大于1的任何整数的预定界限z_max。如果z尚未达到预定值，则在步骤S22，使迭代计数器z递增1，并且然后重复进行步骤S14至S21。但是，如果z等于预定界限，则过程进入步骤S23。虽然在本实施例中，用于确定是否重复进行S14至S21的标准是计数器z是否已经达到预定界限，但也可使用其它标准。例如，可执行进一步迭代，直到使用所计算系数所计算的电流值的误差(例如标准偏差)变为小于预定值，或者直到z＝z_max。

在步骤S23，使用已经计算的系数的最新值来计算SMPS中的电流(例如最大电流、最小电流和/或平均电流)的值。由于在本实施例中，电流在测量时段之外的时间达到其最大数和最小数，所以必须使用外推。最小电流的外推只是一个样本时段，因此

I_min＝c₀+c₁(M-n_s)方程16

按照下式在由n_b个样本组成的消隐时段上外推最大电流：

I_max＝c₀-c₁n_b方程17

由于三角电流波形，DC电流等于最小电流I_min和最大电流I_max的平均数，并且因此表达为

I_{DC} = \frac{I_{\min} + I_{\max}}{2} = c_{0} + \frac{c_{1}}{2} (M - n_{s} - n_{b})

方程18

由于DC电流估计是电流样本的加权和，所以只要电流样本的数量足够大，估计的误差按照中心极限定理就变为近似正态分布。峰值电流计算能够用于通过在电流变负时使晶体管SW2截止、即实现不连续导通模式的二极管仿真，来提高转换器的低负载效率。

以上参照图6和图7的流程图所述的处理操作还能够通过伪代码来描述，例如如下所示。

图6的操作能够表示为：

图7的操作能够表示为：

下面提供关于电流估计的不定性如何与占空比、过取样比、ADC分辨率和异常值相关的研究。

图8是在模拟中得到的作为占空比的函数的电流的所计算值的标准偏差的图表。在这里，输入电压为恒定12V，并且占空比在从20％至80％的范围。ADC的分辨率为N＝6位，并且已经使用M＝64的过取样比。各测量受到最大偏差为Q/2的均匀分布噪声污染。使用单周期测量的最坏情况误差是当占空比为50％时。这主要是由于误差随着电流估计计算中使用的样本数量减少而增加。如果占空比大于50％，则导通时段电流测量是优选的。通过求平均来组合来自导通时段和截止时段的测量对于在从40％至60％的范围之内的占空比提高精度。此后，为了简洁起见，仅考虑截止时段测量。

在ADC中使用的位数与取样率之间存在折衷。因此，感兴趣的是研究电流的量化误差与估计误差之间的关系。

在使用50％的最坏情况占空比以及V_in＝10V和V_out＝5V的情况下，电流测量不定性对比过取样比M和ADC分辨率如图9所示。选择6位的分辨率和64的过取样比，这产生±30mA的±3σ精度。

已经实现上述实施例并且模拟其性能。图10是在未经异常值校正的情况下所计算的、在使用实施例的方法所计算的最小二乘异常值校正的情况下所计算的以及通过在最小二乘计算中完全省略异常值所计算的电流估计的标准偏差的图表。作为异常值的每个样本的概率的函数来绘制标准偏差。在模拟中，假定异常值沿两个方向偏离，并且具有3Q与8Q之间的范围之内的随机幅度。异常值对电流测量不定性具有极大影响。异常值概率的小的增加对应于误差的大增加。在新的最小二乘估计中省略异常值是减小误差的有效方法，但是要求许多矩阵处理，包括计算逆。本实施例的方法在第一迭代之后已经产生仅略微更差的不定性。在两次和三次迭代之后，结果与使用在异常值的概率高达5％和10％的情况下省略异常值的方法所得结果几乎一致。

[修改和变更]

能够对上述实施例进行许多修改和变更。

例如，在上述实施例中，电流计算器148包括具有处理器141的可编程处理设备，处理器141按照指令存储装置142中存储的软件指令来执行电流计算操作。但是大家会理解，电流计算器可按照其它方式来配置。例如，电流计算器148可包括专用于执行电流计算的不可编程硬件(例如ASIC)。

虽然在上述实施例中，在图6的步骤S1中计算和存储多个A矩阵，但是本发明对此不作要求，以使得在步骤S1中也可改为存储单个A矩阵。但是，表示多个预先计算的A矩阵的值的存储为电流计算器提供对不同长度的电流阵列I_m执行计算的灵活性。这为电流计算器提供能够通过在其计算中在主要条件(占空比、开关噪声特性等)下使用与可用的一样多的取样电流值、在较小误差下计算电流值的估计(例如SMPS电路的部分(例如滤波电感器)中的所估计最大电流I_max、所估计最小电流I_min或I_max和I_min的平均数)的另一个优点。

在图6和图7的流程图以及上述伪代码中，处理操作按照特定顺序执行。但是，其中许多操作的顺序能够改变。例如，对I_m阵列中的各样本I_m(y)迭代地执行步骤S6至S10，使得这些步骤在对下一个样本执行它们之前对一个样本执行。但是，作为代替，可对所有样本执行步骤S6，之后接着对所有样本执行步骤S7，之后接着对所有样本执行步骤S8，依此类推。类似地，在图7中，步骤S15至S18在对下一个样本执行它们之前对各样本执行。但是，作为代替，可对所有样本执行步骤S15，之后接着对所有样本执行步骤S16，之后接着对所有样本执行步骤S17，依此类推。

虽然已经描述采取dc/dc电源形式的一个实施例，但是大家会理解，本发明的技术可适用于其它类型的开关模式电源。

Claims

1.一种使用线性最小二乘以使具有至少两个系数的方程所定义的线条拟合所测量电流值来确定开关模式电源(100)中的电流的方法，所述线条的系数使用关系式c=AI_m来得到，其中c是所述系数的向量，I_m是所述所测量电流值的向量，以及A是将c与I_m相关的矩阵，所述方法包括：

存储(S1)表示至少一个预先计算的矩阵A的值；

接收(S2)所测量电流值(I_m(y))，所述所测量电流值中的每个所测量电流值表示在不同时间在所述开关模式电源(100)中流动的电流；

使用所存储的表示所述矩阵A的值和所接收的所测量电流值(I_m(y))来计算(S4)所述线条的每个系数的相应初始值；

对于每个所测量电流值：

　　-使用所述方程和所述系数的所计算初始值来计算(S6)所估计电流值(I_est)；

　　-确定(S7)所述所测量电流值(I_m(y))与所估计电流值(I_est)之间的差，以便生成差值(e)；以及

　　-将所述差值(e)与阈值e_T进行比较(S8)，以及如果所述差值大于所述阈值，则使用所存储的表示所述矩阵A的值和所述差值(e)来计算所述系数的更新值；以及

使用所述系数的所述更新值来确定(S23)所述开关模式电源(100)中的电流的值。

2.如权利要求1所述的方法，其中：

存储表示多个预先计算的A矩阵的值，使得每个所存储A矩阵具有不同大小，以及

所述方法还包括从所述多个预先计算的A矩阵中选择(S3)用于处理所接收的所测量电流值(I_m(y))的A矩阵，使得所述选择根据所测量电流值的数量来执行。

3.如权利要求1或2所述的方法，其中，使用所述系数的所述更新值来确定所述开关模式电源(100)中的电流的值包括：

将具有大于所述阈值e_T的差值(e)的每个所测量电流值(I_m(y))用对应所估计电流值(I_est)来替代，以便生成包含所测量电流值和替代电流值的电流值I_mcorr(y)的经校正集合；

对于所述经校正集合中的各电流值：

　　-使用所述方程和所述系数的所述更新值来计算(S15)第二所估计电流值(I_est2)；

　　-确定(S16)该电流值I_mcorr(y)与所述第二所估计电流值(I_est2)之间的差，以便生成第二差值(e₂)；以及

　　-如果所述电流值I_mcorr(y)是替代电流值，或者如果所述第二差值(e₂)大于第二阈值e_T2，则使用所存储的表示所述矩阵A的值和所述第二差值(e₂)来计算(S18)所述系数的进一步更新值；以及

使用所述系数的所述进一步更新值来确定(S23)所述开关模式电源(100)中的电流的值。

4.如权利要求3所述的方法，还包括：

对于具有大于所述阈值e_T的差值(e)的每个所测量电流值，存储关于所述所测量电流值具有大于所述阈值的差值的指示，以及

如果对正在处理的电流值Imcorr(y)存储所述指示，或者，如果确定所述第二差值(e₂)大于所述第二阈值e_T2，则对正在处理的电流值Imcorr(y)计算所述系数的进一步更新值。

5.如权利要求3所述的方法，其中，所述阈值e_T等于所述第二阈值e_T2。

6.一种用于计算开关模式电源(100)中的电流的设备，所述设备包括：

包括处理器(141)的电流计算器，所述处理器(141)配置成使用线性最小二乘以使具有至少两个系数的方程所定义的线条拟合所测量电流值来按照存储在指令存储装置(142)中的软件指令来确定所述开关模式电源(100)中的电流，所述线条的系数使用关系式c=AI_m来得到，其中c是所述系数的向量，I_m是所述所测量电流值的向量，以及A是将c与I_m相关的矩阵；以及

存储器(143)，用于存储表示至少一个预先计算的矩阵A的值，

其中所述电流计算器配置成：

接收所测量电流值(I_m(y))，所述所测量电流值中的每个所测量电流值定义在不同时间在所述开关模式电源中流动的电流；

使用所存储的表示所述矩阵A的值和所接收的所测量电流值(I_m(y))来计算所述线条的每个系数的相应初始值；

对于每个所测量电流值：

　　-使用所述方程和所述系数的所计算初始值来计算所估计电流值(I_est)；

　　-确定所述所测量电流值(I_m(y))与所估计电流值(I_est)之间的差，以便生成差值(e)；以及

　　-将所述差值(e)与阈值e_T进行比较，以及如果所述差值大于所述阈值，则使用所存储的表示所述矩阵A的值和所述差值(e)来计算所述系数的更新值；以及

使用所述系数的更新值来确定所述开关模式电源(100)中的电流的值。

7.如权利要求6所述的设备，其中：

所述存储器(143)设置成存储表示多个预先计算的A矩阵的值，每个所存储A矩阵具有不同大小，以及

所述电流计算器还配置成从所述存储器中存储的所述多个预先计算的A矩阵中选择用于处理所述所测量电流值(I_m(y))的A矩阵，使得所述选择根据所测量电流值的数量来执行。

8.如权利要求6和7中任一项所述的设备，其中，所述电流计算器配置成按照下列操作、使用所述系数的更新值来确定所述开关模式电源(100)中的电流的值：

对于所述经校正集合中的各电流值：

　　-使用所述方程和所述系数的更新值来计算第二所估计电流值(I_est2)；

　　-确定该电流值I_mcorr(y)与所述第二所估计电流值(I_est2)之间的差，以便生成第二差值(e₂)；以及

　　-如果所述电流值I_mcorr(y)是替代电流值，或者如果所述第二差值(e₂)大于第二阈值e_T2，则使用所存储的表示所述矩阵A的值和所述第二差值(e₂)来计算所述系数的进一步更新值；以及

使用所述系数的所述进一步更新值来确定所述开关模式电源(100)中的电流的值。

9.如权利要求8所述的设备，其中，所述电流计算器配置成：

对于具有大于所述阈值e_T的差值(e)的每个所测量电流值(I_m(y))，在所述存储器(144)中存储关于所述所测量电流值具有大于所述阈值的差值的指示，以及

如果对正在处理的电流值Imcorr(y)存储所述指示，或者如果确定所述第二差值(e₂)大于所述第二阈值e_T2，则对正在处理的电流值Imcorr(y)计算所述系数的所述进一步更新值。

10.如权利要求8所述的设备，其中，所述阈值e_T等于所述第二阈值e_T2。

11.一种用于计算开关模式电源(100)中的电流的设备，所述设备包括：

电流计算器，包括不可编程硬件，所述不可编程硬件配置成使用线性最小二乘以使具有至少两个系数的方程所定义的线条拟合所测量电流值来确定所述开关模式电源(100)中的电流，所述线条的系数使用关系式c=AI_m来得到，其中c是所述系数的向量，I_m是所述所测量电流值的向量，以及A是将c与I_m相关的矩阵；以及

存储器(143)，用于存储表示至少一个预先计算的矩阵A的值，

其中所述电流计算器配置成：

接收所测量电流值(I_m(y))，所述所测量电流值中的每个所测量电流值定义在不同时间在所述开关模式电源中流动的所述电流；

对于每个所测量电流值：

12.如权利要求11所述的设备，其中：

所述电流计算器还配置成从所述存储器中存储的所述多个预先计算的A矩阵中选择用于处理所述所测量电流值(Im(y))的A矩阵，使得所述选择根据所测量电流值的数量来执行。

13.如权利要求11和12中任一项所述的设备，其中，所述电流计算器配置成按照下列操作、使用所述系数的更新值来确定所述开关模式电源(100)中的电流的值：

将具有大于所述阈值e_T的差值(e)的每个所测量电流值(I_m(y))用对应所估计电流值(Iest)来替代，以便生成包含所测量电流值和替代电流值的电流值I_mcorr(y)的经校正集合；

对于所述经校正集合中的各电流值：

14.如权利要求13所述的设备，其中，所述电流计算器配置成：

如果对正在处理的电流值Imcorr(y)存储所述指示，或者如果确定所述第二差值(e2)大于所述第二阈值e_T2，则对正在处理的电流值Imcorr(y)计算所述系数的所述进一步更新值。

15.如权利要求13所述的设备，其中，所述阈值e_T等于所述第二阈值e_T2。

16.一种具有如权利要求6至10中的任一项所述的设备的开关模式电源(100)。

17.一种使用线性最小二乘以使具有至少两个系数的方程所定义的线条拟合所测量电流值来确定开关模式电源(100)中的电流的装置，所述线条的系数使用关系式c=AI_m来得到，其中c是所述系数的向量，I_m是所述所测量电流值的向量，以及A是将c与I_m相关的矩阵，所述装置包括：

用于存储(S1)表示至少一个预先计算的矩阵A的值的部件；

用于接收(S2)所测量电流值(I_m(y))的部件，所述所测量电流值中的每个所测量电流值表示在不同时间在所述开关模式电源(100)中流动的电流；

用于使用所存储的表示所述矩阵A的值和所接收的所测量电流值(I_m(y))来计算(S4)所述线条的每个系数的相应初始值的部件；

　　-用于对于每个所测量电流值使用所述方程和所述系数的所计算初始值来计算(S6)所估计电流值(I_est)的部件；

　　-用于对于每个所测量电流值确定(S7)所述所测量电流值(I_m(y))与所估计电流值(I_est)之间的差以便生成差值(e)的部件；以及

　　-用于对于每个所测量电流值将所述差值(e)与阈值e_T进行比较(S8)的部件，以及

　　-用于在对于每个所测量电流值所述差值大于所述阈值的情况下使用所存储的表示所述矩阵A的值和所述差值(e)来计算所述系数的更新值的部件；以及

用于使用所述系数的所述更新值来确定(S23)所述开关模式电源(100)中的电流的值的部件。

18.如权利要求17所述的装置，所述装置包括：

用于存储表示多个预先计算的A矩阵的值使得每个所存储A矩阵具有不同大小的部件，以及

所述装置还包括用于从所述多个预先计算的A矩阵中选择(S3)用于处理所接收的所测量电流值(I_m(y))的A矩阵使得所述选择根据所测量电流值的数量来执行的部件。

19.如权利要求17或18所述的装置，其中，用于使用所述系数的所述更新值来确定所述开关模式电源(100)中的电流的值的部件包括：

用于将具有大于所述阈值e_T的差值(e)的每个所测量电流值(I_m(y))用对应所估计电流值(I_est)来替代以便生成包含所测量电流值和替代电流值的经校正电流值集合I_mcorr(y)的部件；

　　-用于对于所述经校正集合中的各电流值使用所述方程和所述系数的所述更新值来计算(S15)第二所估计电流值(I_est2)的部件；

　　-用于对于所述经校正集合中的各电流值确定(S16)该电流值I_mcorr(y)与所述第二所估计电流值(I_est2)之间的差，以便生成第二差值(e₂)的部件；以及

　　-用于在所述电流值I_mcorr(y)是替代电流值的情况下或者在所述第二差值(e₂)大于第二阈值e_T2的情况下使用所存储的表示所述矩阵A的值和所述第二差值(e₂)来计算(S18)所述系数的进一步更新值的部件；以及

用于使用所述系数的所述进一步更新值来确定(S23)所述开关模式电源(100)中的电流的值的部件。

20.如权利要求19所述的装置，还包括：

用于对于具有大于所述阈值e_T的差值(e)的每个所测量电流值存储关于所述所测量电流值具有大于所述阈值的差值的指示的部件，以及

用于在对正在处理的电流值Imcorr(y)存储所述指示的情况下或者在确定所述第二差值(e₂)大于所述第二阈值e_T2的情况下对正在处理的电流值Imcorr(y)计算所述系数的进一步更新值的部件。

21.如权利要求19所述的装置，其中，所述阈值e_T等于所述第二阈值e_T2。

22.一种具有如权利要求11-14中的任一项所述的设备的开关模式电源(100)。