CN102458027A - 点灯电路的控制方法及其所适用的点灯电路 - Google Patents

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Abstract

本发明公开一种点灯电路的控制方法及其适用的电灯电路，该控制方法用以控制点灯电路输出激发电压，其中点灯电路用以激发放电灯管，点灯电路包含变压器以及开关元件，开关元件与变压器的初级绕组电连接，点灯电路的控制方法包含：(a)接收控制信号以控制开关元件的阻抗，控制信号根据预定的激发电压的波形输出特性设定；(b)依据控制开关元件的阻抗控制变压器的初级绕组中的初级侧电流或初级绕组两端的初级侧电压；以及(c)使变压器的次级绕组依据初级侧电流或初级侧电压而产生激发电压，以激发放电灯管。本发明的点灯电路的体积及生产成本都可减少。此外，可使点灯电路准确地激发放电灯管。

Description

点灯电路的控制方法及其所适用的点灯电路
技术领域
本发明涉及一种控制方法，尤其涉及一种点灯电路的控制方法及其所适用的点灯电路。
背景技术
高强度气体放电灯管(High Intensity Discharge Lamp：HID Lp)由于具有光度强、寿命长、体积小、光效率高、演色性佳等特点，因此被广泛地应用于各种户外、室内或是汽车等照明设备中。
一般而言，高强度气体放电灯管会连接在耐压程度为例如5千伏特(KV)的一灯座中，且高强度气体放电灯管需要搭配一电子安定器(ballast)来使用。请参阅图1，其为公知电子安定器的电路方框图。如图1所示，公知电子安定器9用以在高强度气体放电灯管Lp处于启动暂态时，激发高强度气体放电灯管Lp，并在高强度气体放电灯管Lp处于稳态工作时，提供稳定的电流给高强度气体放电灯管Lp，公知电子安定器9主要包含一电源电路90以及一点灯点路91，其中电源电路90包含一交流/直流转换器900、一直流/直流转换器901以及一逆变器902。交流/直流转换器900接收一交流电压Vac，并转换为一第一直流电压V1’，直流/直流转换器902将第一直流电压V1’转换为一第二直流电压V2’，逆变器902将第二直流电压V2’转换为一工作交流电压Vw’，以当高强度放电灯管Lp处于稳态工作时，提供给高强度气体放电灯管Lp。
请参阅图2，并配合图1，其中图2为图1所示的点灯电路的电路结构示意图。如图1及图2所示，点灯电路91接收电源电路90所提供的电能，例如交流/直流转换器900所输出的第一直流电压V1’或直流/直流转换器901所输出的第二直流电压V2’，并将所接收的电能转换为高电平的激发电压Vs’，以当高强度气体放电灯管Lp处于暂态工作，通过激发电压Vs’激发高强度气体放电灯管Lp，点灯电路91主要包含一开关元件M以及一变压器T’，其中开关元件M与变压器T’的初级绕组Nf’串联连接，且开关元件M的控制端接收一脉冲信号(未图示)。变压器T’的次级绕组Ns’与高强度气体放电灯管Lp电连接，当脉冲信号为使能电平而驱使开关元件M导通时，变压器T便将初级绕组Nf’由电源电路90所接收的电能作转换，并于次级绕组Ns’上产生高电平的激发电压Vs’，以激发高强度气体放电灯管Lp，当高强度气体放电灯管被激发后，脉冲信号便会转变为禁能电平或停止输出至开关元件M的控制端，借此使开关元件截止。
虽然公知电子安定器9的点灯电路91确实通过激发电压Vs’激发高强度气体放电灯管Lp，然而由于公知点灯电路91的开关元件M所接收的脉冲信号为方波，又脉冲信号由禁能(disable)电平转换为使能(enable)电平所花费的时间极短，因此虽然开关元件M的状态切换时间根据开关元件M本身效能不同有一定差异，然而对应于脉冲信号由禁能电平转换为使能电平的时间极短而一般在几十纳秒(图中未示出)，但开关元件M在使能电平的导通时间一般为几十微秒甚至更长，因此开关元件M相对地由截止状态切换为导通状态一般会认为是瞬时的，如此一来，导致激发电压Vs’，如图3所标示的S2，会因为开关元件M由截止状态瞬间切换为导通状态而具有相当大的电压震荡A2’，且激发电压的电压峰值A1’也可能达例如6KV左右，进而超过一安全电压预设值，例如对应于灯座的耐压程度而为5KV，，故高强度气体放电灯管Lp的寿命便会减短，且用来供高强度气体放电灯管Lp设置的灯座也有熔毁的情况发生。同时此电压震荡A2’可能导致无法提供足够的激发能量，从而使得高强度气体放电灯管Lp无法顺利启动。此外，在实际应用中，由于连接在公知电子安定器9与灯座之间的输出线长度随应用场合而定，而此输出线的寄生电容会影响激发电压Vs’的电压峰值A1’及电压震荡A2’，因此会影响点灯效果或引起安全性问题。
虽然目前部分点灯电路，例如图4所示的点灯电路8，额外设置一电容C’来与放电灯管Lp并联连接，或是如图5所示的点灯电路7，则额外设置一电感L’来与变压器T’的初级绕组Nf’串联连接，以通过电容C’或电感L’降低激发电压Vs’的电压峰值及电压震荡，然而额外增加元件却又导致对应的电子安定器或点灯电路具有体积变大及生产成本增加的缺陷。
因此如何发展一种可改善上述公知技术缺陷的点灯电路的控制方法及其所适用的电子安定器，实为目前迫切需要解决的问题。
发明内容
本发明的主要目的为提供一种点灯电路的控制方法及其所适用的点灯电路，解决公知点灯电路因开关元件由截止状态瞬间切换为导通状态，使得公知点灯电路所输出的激发电压具有较高的电压峰值及较大的电压震荡，而需要额外设置电容或电感来减小激发电压的电压峰值及电压震荡，导致公知点灯电路或电子安定器具有较大体积及较高生产成本的缺陷，同时解决公知点灯电路因开关元件由截止状态瞬间切换为导通状态，导致公知点灯电路所输出的激发电压其波形的参数并无法准确达到所要的目标值，使得点灯电路无法准确地激发放电灯管等缺陷。
本发明的另一目的为提供一种点灯电路的控制方法及其所适用的电子安定器，其通过控制模块输出控制信号来控制开关元件的阻抗，使经由开关元件传送至第一端点与初级绕组间的导通电压由低电平拉升至高电平所花费的时间对应地延长了上升时间，借此调整激发电压的波形特性，以准确地激发放电灯管，且本发明的点灯电路的体积及生产成本因无须额外设置电容或电感来降低激发电压的电压峰值及电压震荡，故本发明的点灯电路的体积及生产成本都可减少。
为达上述目的，本发明的较佳实施方式为提供一种点灯电路的控制方法，用以控制点灯电路输出激发电压，其中点灯电路用以激发放电灯管，点灯电路包含变压器以及开关元件，开关元件与变压器的初级绕组电连接，点灯电路的控制方法包含：(a)接收控制信号以控制开关元件的阻抗，控制信号根据预定的激发电压的波形输出特性设定；(b)依据控制开关元件的阻抗控制变压器的初级绕组中的初级侧电流或初级绕组两端的初级侧电压；以及(c)使变压器的一次级绕组依据初级侧电流或初级侧电压而产生激发电压，以激发放电灯管。
为达上述目的，本发明的另一较佳实施方式为提供一种点灯电路，用以接收控制信号而输出激发电压激发放电灯管，点灯电路包含：一开关元件，接收控制信号，且由控制信号控制开关元件的阻抗；以及变压器，具有初级绕组以及次级绕组，初级绕组与开关元件电连接，依据控制开关元件的阻抗控制变压器的初级绕组中的初级侧电流或初级绕组两端的初级侧电压，次级绕组依据初级侧电流或初级侧电压而产生激发电压，以激发放电灯管；其中，控制信号依据预定的激发电压的波形输出特性来设定。
为达上述目的，本发明的再一较佳实施方式为提供一种点灯电路的控制方法，用以控制点灯电路输出激发电压，点灯电路包含变压器以及开关元件，开关元件与变压器的初级绕组电连接，点灯电路的控制方法包含：(a)输出控制信号控制开关元件的运行，以使开关元件导通过程中在饱和区运行上升时间，并使上升时间与开关元件的整体导通时间的比值等于或大于1％；(b)经由开关元件控制变压器的初级绕组中的初级侧电流或初级绕组两端的初级侧电压；以及(c)使变压器的次级绕组依据初级侧电流或初级侧电压而产生激发电压，以激发放电灯管。
本发明通过控制模块输出一控制信号来控制开关元件的阻抗，使经由开关元件传送至第一端点与变压器的初级绕组间的导通电压由低电平拉升至高电平的时间延长一上升时间，借此调整激发电压的波性特性，例如减小激发电压的电压峰值及减少激发电压的电压震荡，使得本发明的点灯电路无须再额外设置与放电灯管并联连接的电容或是与变压器的初级绕组串联连接的电感便可使放电灯管的寿命增加并可满足灯座的耐压要求，故本发明的点灯电路的体积及生产成本都可减少。此外，可通过控制该上升时间的长度来调整激发电压的波形特性，进而使点灯电路准确地激发放电灯管。
附图说明
图1：其为公知电子安定器的电路方框图。
图2：其为图1所示的点灯电路的电路结构示意图。
图3：其为公知点灯电路所输出的激发电压的局部放大的电压及时序波形图。
图4：其为另一公知点灯电路电连接于高强度气体放电灯管的电路结构示意图。
图5：其为再一公知点灯电路电连接于高强度气体放电灯管的电路结构示意图。
图6：其为本发明较佳实施例的电子安定器的电路结构示意图。
图7：其为图6所示的电子安定器的部分详细电路结构示意图。
图8：其为本发明另一较佳实施例的电子安定器的部分电路结构示意图。
图9：其为图7或图8所示的点灯电路当开关元件导通时的等效电路图。
图10：其为图7及图8所示的电子安定器的电压时序图。
图11：其为本发明的点灯电路与公知点灯电路的信号时序比较示意图。
图12：其为图6所示的激发电压的局部放大电压及时序波形图。
图13及图14：其分别为图9所示的等效输出电容为10纳法拉，即对应于灯座未接输出线或输出线很短的情形时，激发电压的电压峰值对应导通电压由禁能电平转换为使能电平所增加的上升时间的波形图及激发电压的脉冲宽度对应导通电压由禁能电平转换为使能电平所增加的上升时间的波形图。
图15及图16：其分别为图9所示的等效输出电容为20纳法拉，即对应于输出线约1.5米的情形时，激发电压的电压峰值对应导通电压由禁能电平转换为使能电平所增加的上升时间的波形图及激发电压的脉冲宽度对应导通电压由禁能电平转换为使能电平所增加的上升时间的波形图。
图17及图18：其分别为图9所示的等效输出电容为30纳法拉，即对应于输出线约3米的情形时，激发电压的电压峰值对应导通电压由禁能电平转换为使能电平所增加的上升时间的波形图及激发电压的脉冲宽度对应导通电压由禁能电平转换为使能电平所增加的上升时间的波形图。
图19至图21：其分别显示电连接于图6所示的电子安定器及灯罩之间的输出线的寄生电容为0皮法拉(pF)、100皮法拉以及200皮法拉时，激发电压的电压及时序波形图。
图22：其为本发明点灯电路所输出的激发电压的电压及时序波形图。
上述附图中的附图标记说明如下：
S2：公知激发电压
1：电子安定器
10、900：交流/直流转换器
11、901：直流/直流转换器
12、902：逆变器
91、8、7、、13：点灯电路
130、M：开关元件
132：复位电路
15：控制模块
150：控制电路
151：驱动电路
152：微控制单元
14、90：转换电路
Vac：交流电压
V1’、V1：第一直流电压
V2’、V2：第二直流电压
Vw’、Vw：工作交流电压
Vip：内脉冲信号
Vp：脉冲信号
Vc：控制信号
Vs’、Vs：激发电压
Vin：输入侧电压
Vsafe：预设安全值
Va’、Va：导通电压
Vds：端电压
Vcc1～Vcc2：第一电压源～第二电压源
Ids：导通电流
T’、T：变压器
Nf’、Nf：初级绕组
Ns：次级绕组
C’：电容
C：滤波电容
C1：第一电容
Cp：寄生电容
Cs：等效输出电容
Q1～Q4：第一～第四晶体管开关
R1～R7：第一～第七电阻
L’：电感
Lf：初级侧电感
Lsk：等效次级侧漏感
Lpk：等效原边侧漏感
R：泄放电阻
Re1：第一等效电阻
Re2：第二等效电阻
D：二极管
D1：第一偏压二极管
D2：第二偏压二极管
Lp：放电灯管
G：接地端
ton：整体导通时间
tr：上升时间
A1’、A1：电压峰值
A2’、A2：电压震荡
A3’、A3：脉冲宽度
A4’、A4：激发上升时间
A5’、A5：激发下降时间
Ta：第一端点
具体实施方式
体现本发明特征与优点的一些典型实施例将在后段的说明中详细叙述。应理解的是本发明能够在不同的方式上具有各种的变化，然而其都不脱离本发明的范围，且其中的说明及附图在本质上当作说明之用，而非用以限制本发明。
请参阅图6，其为本发明较佳实施例的电子安定器的电路结构示意图。如图6所示，电子安定器1用于激发及供电给一放电灯管Lp，其中该放电灯管Lp可为但不限于一高强度气体放电灯管，且可应用于各种户外、室内或汽车等照明设备中。电子安定器1主要包含一交流/直流转换器(AC/DCconverter)10、一直流/直流转换器(DC/DC converter)11、一逆变器(inverter)12、一点灯电路(ignition circuit)13、一控制模块15以及一滤波电容C。其中，交流/直流转换器10与直流/直流转换器11及逆变器12可构成一转换电路14，且交流/直流转换器10用以将一交流电压Vac转换为一第一直流电压V1，并于本实施例中，交流/直流转换器10具有功率因数校正(PowerFactor Correction：PFC)的功能。
直流/直流转换器11与交流/直流转换器10电连接，用以将第一直流电压V1转换为第二直流电压V2。逆变器12与直流/直流转换器11以及放电灯管Lp电连接，用以将第二直流电压V2转换为放电灯管Lp运行时所需的一工作交流电压Vw，以当放电灯管Lp被激发后，提供给放电灯管Lp，此外，逆变器12可为但不限工作于低频区，例如于本实施例中，逆变器12的工作频率为150赫兹(Hz)，因此工作交流电压Vw也相对可为但不限于为一低频的方波交流电压。更甚者，于某些实施例中，以上各功能模块交流/直流转换器10，直流/直流转换器11，逆变器12可以相互整合或省略，此处不再详述。滤波电容C则与放电灯管Lp以及转换电路14的逆变器12电连接，其用以将逆变器12输出的电流进行滤波。
点灯电路13的电源输入端与转换电路14电连接，例如电连接于交流/直流转换器10以及直流/直流转换器11之间或直流/直流转换器11以及逆变器12之间而接收第一直流电压V1或第二直流电压V2，点灯电路13的输出端则与放电灯管Lp电连接，点灯电路13将第一直流电压V1的电能转换而产生一激发电压Vs，以通过激发电压Vs激发放电灯管Lp。于本实施例中，点灯电路13主要包含一变压器T、一开关元件130、一复位电路132、一泄放电阻R以及一第一电容C1。
变压器T具有一初级绕组Nf以及一次级绕组Ns，其中初级绕组Nf串联连接于第一电容C1及开关元件130之间，次级绕组Ns则与放电灯管Lp电连接，变压器T用以当开关元件130导通时，将初级绕组Nf所接收的电能以电磁方式传送至次级绕组Ns，以于次级绕组Ns上产生激发电压Vs。开关元件130串联连接于变压器T的初级绕组Nf以及一接地端G之间，开关元件130的控制端则与控制模块15电连接，开关元件130通过控制模块15的控制而进行导通或截止，于本实施例中，开关元件130可由一金属氧化物半导体场效应晶体管(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor：MOSFET)所构成，因此开关元件130的漏极(drain)与初级绕组Nf电连接，开关元件130的源极(source)与接地端G电连接，开关元件130的栅极(gate)与控制模块15电连接，然于其他实施例中，开关元件130也可由绝缘栅双极型晶体管(Insulated Gate Bipolar Transistor：IGBT)所构成。
第一电容C1串联连接于交流/直流转换器10以及变压器T的初级绕组Nf之间，当开关元件130导通时，第一电容C1通过第一直流电压V1而充电。泄放电阻R则与第一电容C1并联连接，其用以当开关元件130截止时，释放第一电容C1所储存的电能，使点灯电路13可周期性地运行。
复位电路132并联于由第一电容C1与变压器T的初级绕组Nf所组成的串联电路两端，用以当开关元件130截止时，提供一放电回路给初级绕组Nf，以复位初级绕组Nf上的电能，且于本实施例中，复位电路132可为但不限于由一二极管D所构成。控制模块15与点灯电路13的开关元件130的控制端电连接，用以输出可设定的一控制信号Vc来控制开关元件130的动作，其中控制模块15通过控制信号Vc控制开关元件130在导通的过程中先在饱和区(saturation region；Vgs＞Vth且Vds＞Vgs-Vth)运行一上升时间tr(如图10所示)，使开关元件130如同一阻抗可控元件，并通过控制信号Vc控制开关元件130的阻抗(impedance)大小，也即开关元件130的阻抗等于开关元件130的端电压Vds(即开关元件130的漏极与源极间的电压)与流经开关元件130的导通电流Ids的比值(Vds/Ids)。
于本实施例中，由于控制模块15通过控制信号Vc控制开关元件130在导通的过程中先在饱和区运行了上升时间tr，使开关元件130如同一阻抗可控元件，借此将经由开关元件130传送至第一端点Ta与初级绕组Nf间的导通电压Va由低电平拉升至高电平所花费的时间对应地延长了上升时间tr，并通过控制信号Vc控制开关元件130的阻抗大小，以改变上升时间tr，进而对应调整点灯电路13输出的激发电压Vs的波形特性，例如电压峰值和/或电压震荡等。于一些实施例中，第一端点Ta实际上可为但不限于为点灯电路13的正电源输入端。
以下将以图7及图8进一步说明图6所示的电子安定器的详细电路结构，其中图7及图8所标示的符号a及b对应为图6所示的点灯电路13的正电源输入端以及负电源输入端，而图7及图8所标示的符号c及d则对应地为图6所示的转换电路14的正输出端及负输出端。
请参阅图7，其为图6所示的电子安定器的部分详细电路结构示意图。如图所示，控制模块15包含一控制电路150以及一驱动电路151。控制电路150用以输出一脉冲信号Vp，其中该脉冲信号Vp可为但不限于为一间歇性的方波，控制电路150主要包含一微控制单元152(Micro Controller Unit：MCU)、一第一电阻R1、一第二电阻R2以及一第一晶体管开关Q1。微控制单元152与例如5V的一第一电压源Vcc1电连接，用以输出例如于0V～5V之间变换的一内脉冲信号Vip。第一晶体管开关Q1可为但不限于由NPN双极结型晶体管(Bipolar Junction Transistor：BJT)所构成，第一晶体管开关Q1的集电极(collector)与第二电阻R2的一端及控制电路150的输出端电连接，第一晶体管开关Q1的发射极(emitter)与接地端G电连接。第一电阻R1电连接于微控制单元152的输出端以及第一晶体管开关Q1的基极(base)之间。第二电阻R2的另一端与例如15V的一第二电压源Vcc2电连接。于上述实施例中，第一电阻R1、第二电阻R2以及第一晶体管开关Q1构成一电平转换电路，用以将微控制单元152所输出的内脉冲信号Vip的电平放大，进而输出例如于0V～15V之间变换的脉冲信号Vp。
驱动电路151与控制电路150的输出端以及开关元件130的控制端电连接，用以依据脉冲信号VP而输出控制信号Vc控制开关元件130的动作，驱动电路151主要包含一第三电阻R3、一第四电阻R4、一第二晶体管开关Q2以及一第三晶体管开关Q3。第二晶体管开关Q2可为但不限于由NPN双极结型晶体管所构成，第二晶体管开关Q2的集电极与第二电压源Vcc2电连接。第三晶体管Q3可为但不限于由PNP双极结型晶体管所构成，且与第二晶体管开关Q2构成一推挽电路，其中第三晶体管开关Q3的基极与第二晶体管开关Q2的基极电连接，第三晶体管开关Q2的发射极与第二晶体管Q2的发射极电连接，第三晶体管开关Q3的集电极与接地端G电连接。第三电阻R3与第二晶体管开关Q2的基极、第三晶体管开关Q3的基极以及控制电路150的输出端电连接。第四电阻R4与第二晶体管Q2的发射极、第三晶体管Q3的发射极以及驱动电路151的输出端电连接。
于上述实施例中，第四电阻R4与第三电阻R3、第二晶体管开关Q2以及第三晶体管开关Q3构成一电压型驱动电路来控制开关元件130运行，也即当脉冲信号Vp为使能电平时，第二晶体管开关Q2便为导通状态而第三晶体管开关Q3为截止状态，因此开关元件130的控制端便接收到第二电压源Vcc2的电能而使开关元件130导通，反之，当脉冲信号Vp为禁能电平时，第二晶体管开关Q2便为截止状态而第三晶体管开关Q3为导通状态，因此开关元件130的控制端便因为连接至接地端G而使开关元件130截止。
于一些实施例中，第四电阻R4的阻值可为但不限介于为200欧姆(Ω)至1000Ω之间，如此一来，通过第四电阻R4具有高阻值，因此当开关元件130截止时，开关元件130的栅极与源极间的一寄生电容Cp充满电的时间便会增加，故当控制信号Vc控制开关元件130在导通的过程中，开关元件130便会先进入饱和区并运行一上升时间tr，而非立刻进入线性区(linear region；VGS＞Vth and VDS＜VGS-Vth)运行，此时开关元件130形成例如阻抗可控元件，借此将经由开关元件130传送至第一端点Ta与初级绕组Nf间的导通电压Va其由低电平拉升至高电平所花费的时间对应地延长了上升时间tr，因此点灯电路13输出的激发电压Vs的波形特性便可对应调整，例如降低点灯电路13所输出的激发电压Vs的电压峰值(如图12所标示的A1)，同时减少激发电压Vs的电压震荡(如图12所标示的A2)。
请参阅图8，其为本发明另一较佳实施例的电子安定器的部分电路结构示意图。如图8所示，本实施例的电子安定器的部分电路结构与图7所示的电子安定器的部分电路结构相仿，且相同符号的元件代表结构与功能相似，故元件特征及动作方式于此不再赘述。相较于图7，本实施例的驱动电路151改由一第五电阻R5、一第六电阻R6、一第七电阻R7、一第四晶体管开关Q4、一第一偏压二极管D1以及一第二偏压二极管D2所构成。第四晶体管开关Q4可为但不限于由PNP双极结型晶体管所构成，第四晶体管开关Q4的发射极与第六电阻R6电连接，第四晶体管Q4的基极与第五电阻R5电连接。第六电阻R6更与控制电路150的输出端电连接。第五电阻R5更与接地端G电连接，第一偏压二极管D1以及一第二偏压二极管D2串联连接于控制电路150的输出端以及第四晶体管开关Q4的基极之间。第七电阻R7连接于第四晶体管Q4的集电极以及驱动电路151的输出端之间，且第七电阻R7的阻值可为但不限于33Ω。
于上述实施例中，第五电阻R5、第六电阻R6、第七电阻R7、第四晶体管开关Q4、第一偏压二极管D1以及第二偏压二极管D2构成电流型驱动电路来控制开关元件130运行，该电流型驱动电路所输出的电流即为(2*Vf-Vbe)/R6，其中Vf为第一偏压二极管D1或第二偏压二极管D2的顺向偏压，Vbe为第四晶体管开关Q4的基极及射极间的压降，由上可知，通过第六电阻R6使用阻值较大的电阻时，开关元件130的控制端所接收的电流便会变小，进而拉长开关元件130的栅极与源极间的寄生电容Cp充满电的时间，故当控制信号Vc控制开关元件130在导通的过程中，开关元件130同样会先进入饱和区并运行了一上升时间tr，而非立刻进入线性区(linear region；VGS＞Vth and VDS＜VGS-Vth)工作，此时开关元件130形成例如阻抗可控元件，借此将经由开关元件130传送至第一端点Ta与初级绕组Nf间的导通电压Va由低电平拉升至高电平所花费的时间对应地延长了上升时间tr，故可对应调整点灯电路13输出的激发电压Vs的波形特性，例如降低点灯电路13所输出的激发电压Vs的电压峰值(如图12所标示的A1)，同时减少激发电压Vs的电压震荡(如图12所标示的A2)。
请参阅图9，并配合图7及图8，其中图9为图7或图8所示的点灯电路当开关元件导通时的的等效电路图。如图9所示，当开关元件130导通时，点灯电路13的等效电路的输出端具有一等效输出电容Cs，由例如放电灯管Lp、变压器T的寄生电容(未图示)以及与放电灯管Lp所连接的缆线(未图示)的寄生电容所构成，而点灯电路13的等效电路包含第一电容C1、泄放电阻R，初级侧电感Lf、等效次级侧漏感Lsk、等效原边侧漏感Lpk、第一等效电阻Re1、第二等效电阻Re2，其中初级侧电感Lf由例如变压器T的初级绕组Nf所形成，等效次级侧漏感Lsk由例如变压器T的次级绕组Ns的漏感等效所形成，等效原边侧漏感Lpk由例如变压器T的初级绕组Nf的漏电感等效所形成，第一等效电阻Re1为变压器T的初级绕组Nf的导线阻抗等效所形成，第二等效电阻Re2为变压器T的次级绕组Ns的导线阻抗等效所形成，第一端点Ta与初级绕组Nf间的导通电压Va则对应开关元件130本身导通或截止状态而改变，也即对应开关元件130导通过程中漏极及源极间的电压差而改变，换言之，即随开关元件130的阻抗的变化而改变。
于图9中，第一电容C1的电容值可为220纳法拉(nF)，泄放电阻R的阻值可为2.5K Ω，初级侧电感Lf的电感值可为30微亨(uH)，等效原边侧漏感Lpk及等效次级侧漏感Lsk的电感值可为1uH，第一等效电阻Re1的阻值可为5Ω，第二等效电阻Re2的阻值可为0.3Ω，而变压器T的初级绕组Nf以及次级绕组Ns的匝数比值可为10，但都不以此为限。
请参阅图10，其为图7及图8所示的电子安定器的电压时序图。如图所示，当脉冲信号Vp由禁能电平转换为使能电平时，控制信号Vc也对应地由禁能电平开始提升电平，以控制开关元件130开始导通，且由于控制信号Vc控制开关元件130导通的过程中先进入饱和区并运行一上升时间tr，使开关元件130形成阻抗可控元件，因此开关元件130的跨压Vds并不会由高电平瞬间减少至低电平，而是对应地在上升时间tr的范围内由高电平瞬间逐渐降低至低电平，又由于导通电压Va实际上等于第一直流电压V1与开关元件130的端电压Vds的电压差，也即Va＝V1-Vds，因此当Vds在上升时间tr的范围内逐渐减小时，导通电压Va便对应地在上升时间tr的范围内逐渐上升。
请参阅图11，其为本发明的点灯电路与公知点灯电路的信号时序比较示意图。如图11所示，当脉冲信号Vp由禁能电平转换为使能电平时，公知的导通电压Va’(如图2所标示)瞬间由低电平上升至高电平，导致公知的激发电压Vs’的波形特性并无法调整，同时造成激发电压Vs’的电压峰值及电压震荡过大，然而由于本发明通过控制模块15所输出的控制信号Vc控制开关元件130先进入饱和区并运行一上升时间tr，因此本发明的导通电压Va由低电平拉升至高电平的时间便对应地延长了一上升时间tr，且通过设定控制信号Vc的大小来控制第一开关元件130的阻抗，便可决定上升时间tr的时间长度，如此一来，点灯电路13输出的激发电压Vs的波形特性，例如电压峰值和/或电压震荡等，便对应地被调整。
请参阅图12并配合图6至图8，其中图12为图6所示的的激发电压的局部放大电压及时序波形图。如图所示，由于本发明通过控制模块15所输出的控制信号Vc控制开关元件130先进入饱和区并运行一上升时间tr，借此使本发明的导通电压Va由低电平拉升至高电平的时间对应地延长了一上升时间tr，同时通过控制信号Vc控制第一开关元件130的阻抗，以调整上升时间tr的时间长度，因此激发电压Vs的电压峰值A1便可调整至一预设安全值Vsafe以下，使放电灯管Lp应用于灯座中时，灯座不易熔毁；此外，由图12所示也可得知，本实施例的点灯电路13所输出的激发电压Vs的电压震荡A2相较于图3所示的公知点灯电路9所产生的激发电压Vs’的电压震荡减少，因此放电灯管Lp可以更可靠地被激发而延长寿命；同时，由图12所示也可得知本实施例的点灯电路13所输出的激发电压Vs的整体脉冲宽度相较于图2所示的公知点灯电路9所产生的激发电压Vs’的整体脉冲宽度增加，使得在点灯过程中能够保证足够的能量传递至放电灯管Lp，保证点灯过程的顺利进行。
于本实施例中，主要将激发电压Vs的电压峰值A1与激发电压Vs的脉冲宽度A3作为主要的考虑标准，其中，电压峰值的安全预设值Vsafe为5KV，激发电压Vs在激发放电灯管Lp所需的最小电压电平，例如本实施例中为2.7KV，时所需的脉冲宽度A 3的最小值为1微秒(us)。
若上升时间tr越长时，将相对地使激发电压Vs的电压峰值A1越加减小，然而上升时间tr也会影响激发电压Vs的脉冲宽度A3，因此为了使激发电压Vs可激发放电灯管Lp，可选择适当的上升时间tr，使激发电压Vs的脉冲宽度、电压峰值都满足实际需求，以下将以图13至图18来示范性地说明上升时间tr与激发电压Vs的脉冲宽度及电压峰值的对应关系。
请参阅图13至图18，其中图13及图14分别为图9所示的等效输出电容为10nF，即对应于灯座未接输出线或输出线很短的情形时，激发电压的电压峰值对应导通电压由禁能电平转换为使能电平所增加的上升时间的波形图及激发电压的脉冲宽度对应导通电压由禁能电平转换为使能电平所增加的上升时间的波形图，图15及图16则分别为图9所示的等效输出电容为20nF，即对应于输出线约1.5米(m)的情形时，激发电压的电压峰值对应导通电压由禁能电平转换为使能电平所增加的上升时间的波形图及激发电压的脉冲宽度对应导通电压由禁能电平转换为使能电平所增加的上升时间的波形图，图17及图18则分别为图9所示的等效输出电容为30nF，即对应于输出线约3m的情形时，激发电压的电压峰值对应导通电压由禁能电平转换为使能电平所增加的上升时间的波形图及激发电压的脉冲宽度对应导通电压由禁能电平转换为使能电平所增加的上升时间的波形图。如图所示，当上升时间tr越长时，激发电压Vs的电压峰值会以类似线性地方式递减，激发电压Vs的脉冲宽度则会以非线性的方式变化，因此通过选择适当的上升时间tr，便可使激发电压Vs的电压峰值及脉冲宽度符合实际需求。
因此当电连接于本发明的电子安定器1及放电灯管Lp之间的输出线(未图示)应用范围例如在3m内，为了让激发电压Vs的电压峰值可低于5KV而符合灯座的耐压程度，且使激发电压Vs在激发放电灯管Lp所需的最小电压电平2.7KV时所需的脉冲宽度达到最小值为1us，由图13图至图18可得知，上升时间tr的范围介于例如0.8us至3us之间，而上升时间tr的最佳范围则介于例如0.9us至1.5us。
而依据根据上述的结果，于本实施例中，选择图7所示的第一直流电压V1可为500V，放电灯管Lp可为需70瓦(W)驱动的陶瓷金卤灯(Ceramic MetalHalide Lamp：CMH)所构成，开关元件130可由型号为SPP20N60CFD的金属氧化物半导体场效应晶体管所构成，泄放电阻R可为2.5K Ω的电阻所构成，第一电容C1可为220nF的电容所构成，滤波电容C可为68nF的电容所构成，复位电路132可使用型号为MURS260T3的二极管所构成，变压器T的初级绕组Nf可为圈数为15匝的导线所构成，变压器T的次级绕组Ns可为圈数为155匝的导线所构成，控制信号Vc使开关元件130工作于饱和区的时间可为1us。
请参阅图19至图21，其分别显示电连接于图6所示的电子安定器及灯罩之间的输出线的寄生电容为0pF(皮法拉)、100pF以及200pF时，激发电压的电压及时序波形图。如图所示，当输出线的寄生电容为0pF时，激发电压Vs的峰值电压为4.88KV，且激发电压Vs达到激发放电灯管Lp所需的最小电压电平，例如2.7KV，时所需的脉冲宽度A 3为1.38us。当输出线Vs的寄生电容为100pF时，激发电压Vs的峰值电压为4.92KV，且激发电压Vs达到激发放电灯管Lp所需的最小电压电平，例如2.7KV，时所需的脉冲宽度A 3为1.29us。当输出线的寄生电容为200pF时，激发电压Vs的峰值电压为4.9KV，且激发电压Vs达到激发放电灯管Lp所需的最小电压电平，例如2.7KV，时所需的脉冲宽度A 3为1.15us。
请参阅图22，并配合图12，其中图22为本发明点灯电路所输出的激发电压的电压及时序波形图。如图所示，当本发明的电子安定器1开始运行时，电子安定器1的点灯电路13会于每一点灯周期内输出至少一次的激发电压Vs来激发放电灯管Lp，例如图22所示，点灯电路13可于每一点灯周期，也即时间t1至时间t2的时间长度内，输出多次的激发电压Vs来激发放电灯管Lp，而每次的激发电压Vs其波形则如图12所示。此外，图7及图8所示的实施例仅为本发明的较佳的两实施方式，而由前述内容可知，本发明的控制模块15通过控制开关元件130的阻抗大小使经由开关元件130传送至第一端点Ta与初级绕组Nf间的导通电压Va由低电平拉升至高电平的时间延长一上升时间tr，而调整该上升时间tr不但可控制激发电压Vs的电压峰值以及脉冲宽度外，也可控制激发电压Vs其它波形特性，例如电压震荡(如图12所标示的A2)、激发上升时间(如图12所标示的A4)、激发下降时间(如图12所标示的A5)及一点灯周期内脉冲宽度之和等，达到实际所要的目标值，使点灯电路13可准确地激发放电灯管Lp。举例而言，当放电灯管Lp应用于汽车的头灯时，由于此时用来激发放电灯管Lp的激发电压Vs的激发上升时间需达到至少100纳秒(ns)以上，因此可通过调整上升时间tr的时间长度而使激发电压Vs的激发上升时间达到需求。
此外，当控制信号Vc控制开关元件130导通的过程中先进入饱和区并运行一上升时间tr时，第一电容C1的充电电流便受开关元件130阻抗的限制，第一电容C1上所接收的电压以及电流会被限制在较小值，当开关元件130饱和导通后，第一电容C1上所接收的电压以及电流会继续增加，因此可以通过控制开关元件130工作在饱和区的上升时间tr占开关元件130整体导通时间ton(如图11所示)的比值，即K1＝tr/ton从而限制第一电容C1上所接收的电压以及电流，因此第一电容C1实际上可选择额定电压较小的电容来实现。于一些实施例中，该比值K1被控制在等于或大于1％，较佳实施例中，该比值K1被控制在10％至80％的范围内。举例而言，当本发明的点灯电路13所接收的电压，例如第一直流电压V1，为500V时，第一电容C1理论上需使用额定电压为1000V的电容来实现，然而于本发明中比值K1被控制在50％左右，因而第一电容C1实际上便可选择额定电压为400V的电容来实现，又因为额定电压越小的电容其成本及体积都越小，由此可知，本发明的电子安定器1或点灯电路13实会因为第一电容C1而具有体积小及成本低的优点。
综上所述，本发明提供一种点灯电路的控制方法及其所适用的点灯电路，其通过控制模块输出一控制信号来控制开关元件的阻抗，使经由开关元件传送至第一端点与变压器的初级绕组间的导通电压由低电平拉升至高电平的时间延长一上升时间，借此调整激发电压的波性特性，例如减小激发电压的电压峰值及减少激发电压的电压震荡，使得本发明的点灯电路无须再额外设置与放电灯管并联连接的电容或是与变压器的初级绕组串联连接的电感便可使放电灯管的寿命增加并可满足灯座的耐压要求，故本发明的点灯电路的体积及生产成本都可减少。此外，可通过控制该上升时间的长度来调整激发电压的波形特性，进而使点灯电路准确地激发放电灯管。
本发明得由本领域技术人员任施匠思而为诸般修饰，然而都不脱如附权利要求所欲保护的范围。

Claims (17)

1.一种点灯电路的控制方法，用以控制一点灯电路输出一激发电压，其中该点灯电路用以激发一放电灯管，该点灯电路包含一变压器以及一开关元件，该开关元件与该变压器的一初级绕组电连接，该点灯电路的控制方法包含：
(a)接收一控制信号以控制该开关元件的阻抗，该控制信号根据一预定的该激发电压的一波形输出特性设定；
(b)依据控制该开关元件的阻抗控制该变压器的该初级绕组中的一初级侧电流或该初级绕组两端的一初级侧电压；以及
(c)使该变压器的一次级绕组依据该初级侧电流或该初级侧电压而产生该激发电压，以激发该放电灯管。
2.如权利要求1所述的点灯电路的控制方法，其中该控制信号控制该开关元件于导通过程中先进入饱和区并运行一上升时间。
3.如权利要求2所述的点灯电路的控制方法，其中该上升时间的时间长短对应该开关元件的阻抗大小。
4.如权利要求2所述的点灯电路的控制方法，其中该上升时间不小于0.8us且不大于3us。
5.如权利要求4所述的点灯电路的控制方法，其中该上升时间不小于0.9us且不大于1.5us。
6.如权利要求1所述的点灯电路的控制方法，其中该激发电压的该波形输出特性包含该激发电压的一电压峰值、一脉冲宽度、一电压震荡、一激发上升时间、一激发下降时间以及一点灯周期内脉冲宽度之和中至少一种或其组合。
7.如权利要求2所述的点灯电路的控制方法，该控制信号的设定为根据该上升时间与该激发电压的该波形输出特性的对应关系，并选取符合预定的该激发电压的该波形输出特性要求的该上升时间，从而设定该控制信号。
8.一种点灯电路，用以接收一控制信号而输出一激发电压激发一放电灯管，该点灯电路包含：
一开关元件，接收该控制信号，且由该控制信号控制该开关元件的阻抗；以及
一变压器，具有一初级绕组以及一次级绕组，该初级绕组与该开关元件电连接，依据控制该开关元件的阻抗控制该变压器的该初级绕组中的一初级侧电流或该初级绕组两端的一初级侧电压，该次级绕组依据该初级侧电流或初级侧电压而产生该激发电压，以激发该放电灯管；
其中，该控制信号依据预定的该激发电压的一波形输出特性来设定。
9.如权利要求8所述的点灯电路，其中该点灯电路更包含一控制模块输出该控制信号，该控制模块与该开关元件的控制端电连接。
10.如权利要求9所述的点灯电路，其中该控制模块包含一控制电路，用以输出一脉冲信号。
11.如权利要求10所述的点灯电路，其中该控制电路包含一微控制单元以及一电平转换电路，该微控制单元与一第一电压源电连接，且输出一内脉冲信号，该电平转换电路与该微控制单元电连接，用以放大该内脉冲信号的电平，以输出该脉冲信号，其中该电平转换电路包含：
一第一电阻，与该微控制单元的输出端电连接；
一第二电阻，与一第二电压源电连接；以及
一第一晶体管开关，该第一晶体管开关的基极与该第一电阻电连接，该第一晶体管开关的集电极与该第二电阻以及该控制电路的输出端电连接，该第一晶体管开关的发射极与一接地端电连接。
12.如权利要求10所述的点灯电路，其中该控制模块更包含一驱动电路，用以驱动该控制电路并依据该脉冲信号而输出可控制该开关元件的阻抗的该控制信号，其中该驱动电路包含：
一第三电阻，与该控制电路的输出端电连接；
一第四电阻，与该驱动电路的输出端电连接；
一第二晶体管开关，该第二晶体管开关的基极与该第三电阻电连接，该第二晶体管开关的集电极与一第二电压源电连接，该第二晶体管开关的发射极与该第四电阻电连接；以及
一第三晶体管开关，该第三晶体管开关的基极与该第三电阻电连接，该第三晶体管开关的集电极与一接地端电连接，该第三晶体管开关的发射极与该第四电阻电连接。
13.如权利要求10所述的点灯电路，其中该控制模块更包含一驱动电路，用以驱动该控制电路并依据该脉冲信号而输出可控制该开关元件的阻抗的该控制信号，其中该驱动电路包含：
一第五电阻，与一接地端电连接；
一第六电阻，与该控制电路的输出端电连接；
一第七电阻，与该驱动电路的输出端电连接；
一第四晶体管开关，该第四晶体管开关的基极与第五电阻电连接，该第四晶体管开关的集电极与该第七电阻电连接，该第四晶体管开关的发射极与该第六电阻电连接；
一第一偏压二极管；以及
一第二偏压二极管，与该第一偏压二极管串联连接于该控制电路的输出端以及该第四晶体管开关的基极之间。
14.如权利要求8所述的点灯电路，其中该点灯电路包含：
一复位电路，与该变压器的该初级绕组电连接，用以当该开关元件截止时，形成一放电回路而复位该初级绕组上的电能；
一第一电容，与该变压器的该初级绕组电连接，其于该开关元件导通过程中充电；以及
一泄放电阻与该第一电容并联连接，用以当该开关元件截止时，释放该第一电容储存的能量，以使该点灯电路周期性地运行。
15.如权利要求14所述的点灯电路，其中该第一电容两端的电压可以通过控制该开关元件导通的时间而限制。
16.一种点灯电路的控制方法，用以控制一点灯电路输出一激发电压，该点灯电路包含一变压器以及一开关元件，该开关元件与该变压器的一初级绕组电连接，该点灯电路的控制方法包含：
(a)输出一控制信号控制该开关元件的运行，以使该开关元件导通过程中在饱和区运行一上升时间，并使该上升时间与该开关元件的整体导通时间的比值等于或大于1％；
(b)经由该开关元件控制该变压器的该初级绕组中的一初级侧电流或该初级绕组两端的一初级侧电压；以及
(c)使该变压器的一次级绕组依据该初级侧电流或该初级侧电压而产生该激发电压，以激发该放电灯管。
17.如权利要求16所述的点灯电路的控制方法，其中该上升时间与该开关元件的整体导通时间的比值大于等于10％且小于等于80％。
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