CN102457230B - 混频器带宽扩展方法及装置 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种混频器带宽扩展方法及装置。该方法包括：将偏置电路输出的直流电平偏置于共栅极金属氧化物半导体MOS管和共源极MOS管上；共栅极MOS管和共源极MOS管将射频信号完成从电压到电流的转换，并完成从单端信号到差分信号的转换；共源极MOS管和其源端、栅端的电感组成源端电感负反馈结构，源端电感负反馈结构通过与共栅极MOS管、以及共栅极MOS管源端级联的电感构成混频器的输入宽带匹配网络，并通过输入宽带匹配网络吸收跨导级产生的寄生电容。借助于本发明的技术方案，能够提高工作频率、以及工作带宽，节省了电路所占面积，节约了电路功耗，在不减小混频器转换增益的情况下，噪声更低。

Description

混频器带宽扩展方法及装置
技术领域
本发明涉及混频器领域，特别是涉及一种混频器带宽扩展方法及装置。
背景技术
目前，在集成电路的双平衡混频器的应用中，上一级射频信号的输出通常是单端信号，而混频器需要差分信号做为输入，因此，在现有技术中，是在上一级设备和混频器之间加入能将单端信号转换为差分信号的平衡至非平衡转换器(balanced to unbalanced transformer，简称为balun)。但是，增加balun会增加功耗和集成电路的面积。
为了解决上述问题，现有技术中提供了一种具有balun功能的混频器，图1是现有技术中一种具有balun功能的混频器的输入匹配网络示意图，如图1所示，左边是相应的电路图，右边是输入端小信号等效电路图，其中，C1是MOS管412的寄生电容，1/gm是MOS管412的等效小信号电阻，C2是MOS管411的寄生电容。电路输入端由共栅极的MOS管412提供的等效小信号电阻1/gm达到输入匹配，但是随着信号频率的增加，特别是到了3GHz以上时，由于寄生电容C1和C2，输入匹配会急剧变差，严重降低整体电路的噪声和增益性能，从而使得该电路不适合宽带、超宽带使用。需要说明的是，在混频器中，电路的输入匹配网络为混频器的跨导级。
目前还提供了另一种具有balun功能的混频器，该混频器在上述混频器的基础上，连接一个电感，从而形成滤波器，抵消寄生效应影响，图2是现有技术中另一种具有balun功能的混频器的输入匹配网络示意图，如图2所示，图2左边是相应的电路图，右边是输入端小信号等效电路图。在一定的带宽内，电感18能抵消掉MOS管10产生的寄生电容C1、以及MOS管12产生的寄生电容C2的影响，MOS管10提供的等效小信号电阻1/gm达到输入匹配。但是在宽带和超宽带的应用下，该混频器的输入匹配网络远远达不到要求，因而工作带宽也达不到宽带应用的要求。
从上述处理可以看出，要达到很高的工作带宽，电路的输入匹配网络必须在工作频率内达到稳定的阻抗匹配，目前，我国射频电路的阻抗匹配一般取50欧姆。如上所述，现有技术方案提供的混频器虽然具备了balun的功能，但是该混频器工作带宽小，工作频率低，性能差，无法满足宽带和超宽带的需求。
发明内容
本发明提供一种混频器带宽扩展方法及装置，以解决现有技术中的混频器无法满足宽带和超宽带需求的问题。
本发明提供一种混频器带宽扩展方法，包括：
将偏置电路输出的直流电平偏置于共栅极金属氧化物半导体MOS管和共源极MOS管上；
共栅极MOS管和共源极MOS管将射频信号完成从电压到电流的转换，并完成从单端信号到差分信号的转换；
共源极MOS管和其源端、栅端的电感组成源端电感负反馈结构，源端电感负反馈结构通过与共栅极MOS管、以及共栅极MOS管源端级联的电感构成混频器的输入宽带匹配网络，并通过输入宽带匹配网络吸收跨导级产生的寄生电容。
本发明还提供了一种混频器带宽扩展装置，包括：
偏置装置，用于将偏置电路输出的直流电平偏置于共栅极金属氧化物半导体MOS管和共源极MOS管上；
共栅极MOS管和共源极MOS管，用于将射频信号完成从电压到电流的转换，并完成从单端信号到差分信号的转换；
输入宽带匹配网络，由源端电感负反馈结构、共栅极MOS管、以及共栅极MOS管源端级联的电感组成，用于吸收跨导级产生的寄生电容，其中，源端电感负反馈结构由共源极MOS管和其源端、栅端的电感组成。
本发明有益效果如下：
通过输入宽带匹配网络解决了现有技术中的混频器无法满足宽带和超宽带需求的问题，能够提高工作频率、以及工作带宽，节省了电路所占面积，节约了电路功耗，在不减小混频器转换增益的情况下，噪声更低。
附图说明
图1是现有技术中一种具有balun功能的混频器的输入匹配网络示意图；
图2是现有技术中另一种具有balun功能的混频器的输入匹配网络示意图；
图3是本发明实施例的混频器带宽扩展方法的流程图；
图4是本发明实施例的混频器的结构示意图；
图5是本发明实施例的图4所示混频器的输入匹配网络示意图；
图6是本发明实施例的跨导级的输入等效阻抗波特图。
具体实施方式
为了解决现有技术中的混频器无法满足宽带和超宽带需求的问题，本发明提供了一种混频器带宽扩展方法及装置，本发明实施例的技术方案修改了混频器的跨导级，使其不仅具有将单端信号转为差分信号的功能，同时还具备了宽带、超宽带射频信号的匹配功能，从而能够应用于不同的场合。此外，本发明实施例也在开关级使用了并联峰值结构(shunt peaking)、以及电流抽取等技术提高混频器的性能。以下结合附图以及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不限定本发明。
方法实施例
根据本发明的实施例，提供了一种混频器带宽扩展方法，图3是本发明实施例的混频器带宽扩展方法的流程图，如图3所示，根据本发明实施例的混频器带宽扩展方法包括如下处理：
步骤301，将偏置电路输出的直流电平偏置于共栅极金属氧化物半导体(metal oxid semiconductor，简称为MOS)管和共源极MOS管上；也就是说，在本发明实施例中，需要利用偏置电路给共栅极MOS管和共源极MOS管进行偏置，优选地，在实际应用中，可以使用混频器的跨导级中的电阻将偏置电路输出的直流电平偏置于共栅极MOS管和共源极MOS管上。
步骤302，共栅极MOS管和共源极MOS管将射频信号完成从电压到电流的转换，并完成从单端信号到差分信号的转换；
步骤303，共源极MOS管和其源端、栅端的电感组成源端电感负反馈结构，源端电感负反馈结构通过与共栅极MOS管、以及共栅极MOS管源端级联的电感构成混频器的输入宽带匹配网络，并通过输入宽带匹配网络吸收跨导级产生的寄生电容。
具体地，在步骤303中，通过所述输入宽带匹配网络吸收所述跨导级产生的寄生电容包括：
1、将所述共栅极MOS管等效为小信号电阻1/gm；
2、将所述源端电感负反馈结构等效为电阻R和阻抗Z，其中， gm2为所述共源极MOS管的等效跨导，C2为所述共源极MOS管的栅极等效寄生电容，L10为组成所述源端电感负反馈结构的电感的感值，j为复平面坐标轴中表示虚轴的标志，j的平方等于-1，ω为所述跨导级输入信号的频率；
3、通过公式1计算所述跨导级输入的总阻抗值，其中，所述公式1中的C1是所述共栅极MOS管的源级寄生电容，L9为连接所述共栅极MOS管的电感的感值，L11为连接所述共源极MOS管的电感的感值，gm为所述共栅极MOS管的等效跨导：
   公式1；
4、将所述公式1简化为公式2，其中，所述公式2中的S＝jω，M是Z总的模：
   公式2；
其中，所述公式2中包括三个极点P1、P2、以及P3，两个零点K1和0；
5、取M＝50欧姆，并使所述公式2中的零点K1与极点P2相互抵消，完成大带宽下的阻抗匹配。
以下结合附图，对本发明上述技术方案进行详细说明。
图4是本发明实施例的混频器的结构示意图，如图4所示，包括开关级和跨导级，MOS管1、MOS管2，电感9、电感10、电感11，电阻12、电阻13，电容14、电容15等共同组成了混频器的跨导级；MOS管3、MOS管4、MOS管5、MOS管6、MOS管7、MOS管8，电阻16、电阻18，电感17、电感19等构成混频器的开关级。
在混频器的跨导级，电容14、电容15起到隔直作用。电阻12、电阻13(即，本发明实施例步骤101中所述的电阻)是大电阻，作用是将偏置电路模块20的输出偏置于MOS管1和MOS管2上。MOS管1是共栅极偏置，MOS管2是共源极偏置，MOS管1和MOS管2的功能主要是完成射频信号从电压到电流的转换，同时也完成单端信号到差分信号的转换。信号经过共栅极偏置的MOS管1之后，和输入信号的相位是同相的；但是经过共源极的MOS管2之后，和输入信号的相位是反相的，因此射频信号在经过了跨导级的转化之后，输出给开关级的是一对差分信号，这样就解决了一般的双平衡混频器前面需要增加balun的问题。
由于本发明实施例的跨导级的具体结构与现有技术中的跨导级的结构上的不同，本发明实施例采用源端电感负反馈抵消共源极MOS管寄生电容的方法，并和混频器跨导级的其他部分组成了宽带带通滤波，拓展了匹配网络的带宽，从而使得混频器的工作带宽也相应的得到拓展，以下对电路的工作频率和带宽得到提高的详细处理进行说明。
图5是本发明实施例的图4所示混频器的输入匹配网络示意图，如图5所示，最左边的电路是混频器的跨导级；中间的电路是将MOS管1等效为电阻1/gm之后的等效图；最右边的电路是将源端电感负反馈结构也等效之后的电路图，其中电阻gm2为MOS管2的等效跨导，C2为MOS管2栅极等效寄生电容，阻抗L10是电感10的感值，j为复平面坐标轴里表示虚轴的一个标志，j的平方等于-1，ω为输入信号的频率。因此，其混频器的阻抗Z总为：其中，C1是MOS管1的源极寄生电容，L9、L11分别是电感9、电感11的感值。
上式经过化简之后可以用下式表示：其中，S＝jω，M是Z总的模，从上式可以看出，输入等效阻抗是一个三阶极点、两阶零点的函数，其中，极点为P1、P2、P3，零点为0、K1。
图6是本发明实施例的跨导级的输入等效阻抗波特图，如图6所示，只要相应变量取合适的值，使零点K1和极点P2互相抵消，模M的值为50，就可以在相当宽的带宽内完成阻抗匹配，从而使得该混频器的工作带宽得到很大的拓展。
优选地，此发明实施例除了在跨导级进行了修改之外，在开关级也利用了PMOS管7和PMOS管8构成电流源，对进入开关级的电流进行抽取，这样在减少开关对的1/f噪声的同时，不增加跨导级的热噪声，也不减少混频器的转换增益。
此外，优选地，在负载端，采用了电阻16、电阻18，电感17、电感19构成shunt peaking结构，这样可以工作在比较高的频率下，并且输出带宽也得到相应的拓展，适应宽带、超宽带应用的需求。
通过输入宽带匹配网络解决了现有技术中的混频器无法满足宽带和超宽带需求的问题的问题，能够提高工作频率、以及工作带宽，节省了电路所占面积，节约了电路功耗，在不减小混频器转换增益的情况下，噪声更低。
装置实施例
根据本发明的实施例，提供了一种混频器带宽扩展装置，根据本发明实施例的混频器带宽扩展装置包括：跨导级和开关级，其中，跨导级包括：偏置装置、共栅极MOS管和所述共源极MOS管、以及输入宽带匹配网络，以下对本发明实施例的各个模块进行详细的说明。
具体地，偏置装置，用于将偏置电路输出的直流电平偏置于共栅极金属氧化物半导体MOS管和共源极MOS管上；优选地，在本发明实施例中，偏置装置可以为混频器的跨导级中的电阻。
所述共栅极MOS管和所述共源极MOS管，用于将射频信号完成从电压到电流的转换，并完成从单端信号到差分信号的转换；
输入宽带匹配网络，由源端电感负反馈结构、所述共栅极MOS管、以及共栅极MOS管源端级联的电感组成，用于吸收所述跨导级产生的寄生电容，其中，所述源端电感负反馈结构由所述共源极MOS管和其源端、栅端的电感组成。
优选地，开关级还可以包括：两个P沟道MOS管，用于构成电流源，对进入所述开关级的电流进行抽取。并联峰值结构模块，由所述开关级负载端的两个电阻和两个电感构成，用于扩展所述跨导级输出的所述差分信号的带宽。
具体地，输入宽带匹配网络具体用于：
1、将所述共栅极MOS管等效为小信号电阻1/gm；
2、将所述源端电感负反馈结构等效为电阻R和阻抗Z，其中， gm2为所述共源极MOS管的等效跨导，C2为所述共源极MOS管的栅极等效寄生电容，L10为组成所述源端电感负反馈结构的电感的感值，j为复平面坐标轴中表示虚轴的标志，j的平方等于-1，ω为所述跨导级输入信号的频率；
3、通过公式1计算所述跨导级输入的总阻抗值，其中，所述公式1中的C1是所述共栅极MOS管的源级寄生电容，L9为连接所述共栅极MOS管的电感的感值，L11为连接所述共源极MOS管的电感的感值，gm为所述共栅极MOS管的等效跨导：
   公式1；
4、将所述公式1简化为公式2，其中，所述公式2中的S＝jω，M是Z总的模：
   公式2；
其中，所述公式2中包括三个极点P1、P2、以及P3，两个零点K1和0；
5、取M＝50欧姆，并使所述公式2中的零点K1与极点P2相互抵消，完成大带宽下的阻抗匹配。
以下结合附图，对本发明实施例的技术方案进行详细说明。
根据本发明实施例的混频器带宽扩展装置的电路图如图4所示，包括开关级和跨导级，MOS管1、MOS管2，电感9、电感10、电感11，电阻12、电阻13，电容14、电容15等共同组成了混频器的跨导级；MOS管3、MOS管4、MOS管5、MOS管6、MOS管7、MOS管8，电阻16、电阻18，电感17、电感19等构成混频器的开关级。
在混频器的跨导级，电容14、电容15起到隔直作用。电阻12、电阻13(即，本发明实施例步骤101中所述的电阻)是大电阻，作用是将偏置电路模块20的输出偏置于MOS管1和MOS管2上。MOS管1是共栅极偏置，MOS管2是共源极偏置，MOS管1和MOS管2的功能主要是完成射频信号从电压到电流的转换，同时也完成单端信号到差分信号的转换。信号经过共栅极偏置的MOS管1之后，和输入信号的相位是同相的；但是经过共源极的MOS管2之后，和输入信号的相位是反相的，因此射频信号在经过了跨导级的转化之后，输出给开关级的是一对差分信号，这样就解决了一般的双平衡混频器前面需要增加balun的问题。
由于本发明实施例的跨导级的具体结构与现有技术中的跨导级的结构上的不同，本发明实施例采用源端电感负反馈抵消共源极MOS管寄生电容的方法，并和混频器跨导级的其他部分组成了宽带带通滤波，拓展了匹配网络的带宽，从而使得混频器的工作带宽也相应的得到拓展，以下对输入宽带匹配网络进行详细说明。
如图5所示，最左边的电路是混频器的跨导级；中间的电路是将MOS管1等效为电阻1/gm之后的等效图；最右边的电路是将源端电感负反馈结构也等效之后的电路图，其中电阻gm2为MOS管2的等效跨导，C2为MOS管2栅极等效寄生电容，阻抗L10是电感10的感值，j为复平面坐标轴里表示虚轴的一个标志，j的平方等于-1，ω为输入信号的频率。因此，其混频器的阻抗Z总为：其中，C1是MOS管1的源极寄生电容，L9、L11分别是电感9、电感11的感值。
上式经过化简之后可以用下式表示：其中，S＝jω，M是Z总的模，从上式可以看出，输入等效阻抗是一个三阶极点、两阶零点的函数，其中，极点为P1、P2、P3，零点为0、K1。
如图6所示，只要相应变量取合适的值，使零点K1和极点P2互相抵消，模M的值为50，就可以在相当宽的带宽内完成阻抗匹配，从而使得该混频器的工作带宽得到很大的拓展。
优选地，此发明实施例除了在跨导级进行了修改之外，在开关级也利用了PMOS管7和PMOS管8构成电流源，对进入开关级的电流进行抽取，这样在减少开关对的1/f噪声的同时，不增加跨导级的热噪声，也不减少混频器的转换增益。
此外，优选地，在负载端，采用了电阻16、电阻18，电感17、电感19构成shunt peaking结构，这样可以工作在比较高的频率下，并且输出带宽也得到相应的拓展，适应宽带、超宽带应用的需求。
综上所述，本发明实施例通过输入宽带匹配网络解决了现有技术中的混频器无法满足宽带和超宽带需求的问题的问题，能够提高工作频率、以及工作带宽，节省了电路所占面积，节约了电路功耗，在不减小混频器转换增益的情况下，噪声更低。
尽管为示例目的，已经公开了本发明的优选实施例，本领域的技术人员将意识到各种改进、增加和取代也是可能的，因此，本发明的范围应当不限于上述实施例。

Claims (6)

1.一种混频器工作带宽扩展方法，其特征在于，包括：
将偏置电路输出的直流电平偏置于共栅极金属氧化物半导体MOS管和共源极MOS管上；
所述共栅极MOS管和所述共源极MOS管将射频信号完成从电压到电流的转换，并完成从单端信号到差分信号的转换；
所述共源极MOS管和其源端、栅端的电感组成源端电感负反馈结构，所述源端电感负反馈结构通过与所述共栅极MOS管、以及共栅极MOS管源端级联的电感构成所述混频器的输入宽带匹配网络，并通过所述输入宽带匹配网络吸收跨导级产生的寄生电容；其中，通过所述输入宽带匹配网络吸收所述跨导级产生的寄生电容包括：
将所述共栅极MOS管等效为小信号电阻1/gm；
将所述源端电感负反馈结构等效为电阻R和阻抗Z，其中， gm2为所述共源极MOS管的等效跨导，C2为所述共源极MOS管的栅极等效寄生电容，L10为组成所述源端电感负反馈结构的电感的感值，j为复平面坐标轴中表示虚轴的标志，j的平方等于-1，ω为所述跨导级输入信号的频率；
通过公式1计算所述跨导级输入的总阻抗值，其中，所述公式1中的C1是所述共栅极MOS管的源级寄生电容，L9为连接所述共栅极MOS管的电感的感值，L11为连接所述共源极MOS管的电感的感值，gm为所述共栅极MOS管的等效跨导：
将所述公式1简化为公式2，其中，所述公式2中的S＝jω，M是Z总的模：
其中，所述公式2中包括三个极点P1、P2、以及P3，两个零点K1和零；
取M＝50欧姆，并使所述公式2中的零点K1与极点P2相互抵消，完成大带宽下的阻抗匹配。
2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：
在所述混频器的开关级中的设置两个P沟道MOS管构成电流源，对进入所述开关级的电流进行抽取。
3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：
开关级的负载端通过两个电阻和两个电感构成并联峰值结构，扩展所述跨导级输出的所述差分信号的带宽。
4.一种混频器工作带宽扩展装置，包括跨导级和开关级，其特征在于，所述跨导级包括：
偏置装置，用于将偏置电路输出的直流电平偏置于共栅极金属氧化物半导体MOS管和共源极MOS管上；
所述共栅极MOS管和所述共源极MOS管，用于将射频信号完成从电压到电流的转换，并完成从单端信号到差分信号的转换；
输入宽带匹配网络，由源端电感负反馈结构、所述共栅极MOS管、以及共栅极MOS管源端级联的电感组成，用于吸收所述跨导级产生的寄生电容，其中，所述源端电感负反馈结构由所述共源极MOS管和其源端、栅端的电感组成；所述输入宽带匹配网络具体用于：
将所述共栅极MOS管等效为小信号电阻1/gm；
将所述源端电感负反馈结构等效为电阻R和阻抗Z，其中， gm2为所述共源极MOS管的等效跨导，C2为所述共源极MOS管的栅极等效寄生电容，L10为组成所述源端电感负反馈结构的电感的感值，j为复平面坐标轴中表示虚轴的标志，j的平方等于-1，ω为所述跨导级输入信号的频率；
通过公式1计算所述跨导级输入的总阻抗值，其中，所述公式1中的C1是所述共栅极MOS管的源级寄生电容，L9为连接所述共栅极MOS管的电感的感值，L11为连接所述共源极MOS管的电感的感值，gm为所述共栅极MOS管的等效跨导：
将所述公式1简化为公式2，其中，所述公式2中的S＝jω，M是Z总的模：
其中，所述公式2中包括三个极点P1、P2、以及P3，两个零点K1和零；
取M＝50欧姆，并使所述公式2中的零点K1与极点P2相互抵消，完成大带宽下的阻抗匹配；
所述开关级还包括：
两个P沟道MOS管，用于构成电流源，对进入所述开关级的电流进行抽取。
5.如权利要求4所述的装置，其特征在于，所述开关级包括：
并联峰值结构模块，由所述开关级负载端的两个电阻和两个电感构成，用于扩展所述跨导级输出的所述差分信号的带宽。
6.如权利要求4所述的装置，其特征在于，所述偏置装置包括：混频器的跨导级中的电阻。
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