CN102457167B - 多电平并联功率变换器 - Google Patents

Abstract

公开了一种多电平功率变换器。在一个实施例中，多电平功率变换器包括用于接收输入电压的输入和用于提供可变输出电压的变换器输出。该多电平功率变换器包括多个开关电路。每个开关电路与每个其它开关电路并联地连接到输入。每个开关电路包括输出。每个开关电路可选择性地操作以将其输出耦合到输入电压或参考电压。该多电平功率变换器包括并联多绕组自耦变压器(PMA)。PMA包括多个绕组和具有多个磁性地连接的柱体的磁芯。每个绕组均位于不同柱体中的一个的周围，并具有首端和尾端。每个开关电路的输出均耦合到不同绕组的首端。每个绕组的尾端均与每个其它绕组并联地连接到变换器输出。

Description

多电平并联功率变换器

技术领域

本公开涉及一种多电平并联功率变换器。

背景技术

该部分提供了关于本公开的背景信息，其不一定是现有技术。

由于许多原因，开关变换器通常用于功率变换的领域，这些原因包括其高效率和紧凑的尺寸。开关功率变换的基本机制基于功率流(powerflow)的二进制调节(regulation)(即，导通和关断)的原理，其通常利用使用电感器和电容器的无源滤波来增补。电容器和电感器的能量存储允许当来自输入的功率流被关断时将功率流保持在输出处。通过改变导通和关断时段的相对比例，可以调节能量的流动速率以及诸如电压和电流的关联参数。当开关频率充分高于具体应用的调节带宽时，可以实现精确和持续的功率流(例如，消除由不连续地操作功率开关而导致的噪声和纹波)。在本领域中众所周知通常被称作脉宽调节和开关模式调节的这些方法。

开关变换器中较高的开关频率通常提供几个优点。例如，减小了输出滤波器的所需尺寸，减小了输出电压的不期望分量(例如，电压纹波)的幅度，以及可以增大调节带宽。然而，在开关变换器中切换功率流的过程是通常被称作开关损耗的额外功率损耗的根源。因此，增大开关的频率使得出现的开关转换的次数增大，且增大了在给定时段上的总开关损耗。结果，开关变换器通常被设计为平衡由增大开关频率所提供的优点与由于额外的开关损耗所导致的降低的效率的负担。

存在受益于(或要求)与具体类型的功率晶体管的实际可达到的开关频率相比的高调节带宽的多种应用。这种应用的示例为在电动驱动装置中使用的高功率、高频逆变器。在这种应用中，根据开/关输入序列产生适当滤波的正弦输出电压会要求相对高的开关频率，该相对高的开关频率通常导致较差的效率。这种情况在利用高电压电平的应用中特别普通，这是由于适当的额定部件(ratedcomponent)通常具有较慢的开关特性并随着每次开关转换产生显著量的能量损耗。

有时多电平变换器用来克服这种限制。多电平变换器通过在调节过程中产生不止两个电平的离散电压来减少对高开关频率的需要。多电平变换器利用较少的转换(即，利用较低的开关频率)来准许快速和精确的调节。存在多电平变换器的多个示例。在图1、2和3中分别示出了普通类型的多电平变换器当中的二极管箝位多电平变换器、电容器箝位多电平变换器和级联多电平变换器。

这些多电平变换器起到减少对高频开关晶体管的需要的作用，而且允许处理比多电平变换器的各个部件的电压额定值更高的电压。由于多单元布置使得这成为可能，在该多单元布置中，整体电压应力(stress)被分到在两个输入干线之间形成层叠的多个单元之间。由于这种能力，可以构造能够处理比由具有具体额定值的部件所处理的电压更高的电压的多电平变换器，或者使用比潜在地节省成本、尺寸和效率所需的更低的额定部件来构造多电平变换器。

普通多电平变换器的输出电流在功率变换过程中通过相对大量的半导体。与输出电流通过较少的半导体(如在一些其它类型的功率变换器中所出现)的情况相比，这导致了较大的传导损耗。在较低电压、较高电流的应用中，这些损耗的相对重要性增大。在一些情况下，较大的传导损耗可以抵消或消除较低开关频率所带来的优点，从而降低多电平变换器的有用性。

发明内容

该部分提供了本公开的一般概述，而不是本公开的全部范围或其所有特征的完全公开。

根据本公开的一方面，一种多电平功率变换器包括用于接收输入电压的输入和用于提供可变输出电压的变换器输出。该多电平电源包括多个开关电路。每个开关电路均与其它每个开关电路并联地连接到输入。每个开关电路包括输出。每个开关电路可选择性地操作以将其输出耦合到输入电压或参考电压。该多电平电源包括并联多绕组自耦变压器(PMA)。PMA包括多个绕组和具有多个磁性地连接的柱体的磁芯。每个绕组均位于不同柱体中的一个的周围，并具有首端和尾端。每个开关电路的输出耦合到不同绕组的首端。每个绕组的尾端与每个其它绕组并联地连接到变换器输出。

根据本公开的另一方面，一种多电平功率变换器包括用于接收输入电压的输入和用于提供可变输出电压的变换器输出。输入包括第一输入节点和第二输入节点。该多电平电源包括并联磁性部件，其包括磁芯、第一绕组、第二绕组、和第三绕组。磁芯包括第一柱体、第二柱体和第三柱体。第一、第二和第三柱体彼此磁性地连接。第一绕组位于第一柱体周围，第二绕组位于第二柱体周围，以及第三绕组位于第三柱体周围。第一、第二和第三绕组中的每一个均包括输入端和输出端。第一、第二和第三绕组相对于其输入端以相同方向缠绕。第一、第二和第三绕组的输出端彼此电(galvanically)连接，并连接到变换器输出。该多电平功率变换器包括耦合到第一输入节点、第二输入节点和第一绕组的输入端的第一开关电路。该多电平电源包括耦合到第一输入节点、第二输入节点以及第二绕组的输入端的第二开关电路。该多电平电源包括耦合到第一输入节点、第二输入节点以及第三绕组的输入端的第三开关电路。

以下将描述合并这些方面中的一个或多个的功率变换器的一些示例实施例。根据以下描述，另外的方面和适用性领域将变得明显。应当了解，本公开的各个方面可以单独或与一个或多个其它方面相组合地实现。还应当理解，文中的描述和特定示例仅出于说明的目的而提供，而不是旨在限制本公开的范围。

附图说明

文中所描述的附图目的只是为了对选择的实施例而不是对所有可能的实施方式进行说明，并且不是旨在限制本公开的范围。

图1是现有技术的五电平二极管箝位多电平功率变换器的电路图。

图2是现有技术的五电平电容器箝位多电平功率变换器的电路图。

图3是现有技术的级联多电平功率变换器的电路图。

图4是用于根据本公开的多电平并联变换器的示例开关电路。

图4A是具有不同输入和输出连接配置的图4的示例开关电路。

图5是包括经由匹配网络耦合到输出的多个开关电路的示例多电平并联变换器的简化电路图。

图6是包括经由基于电阻器的匹配网络耦合到输出的多个开关电路的示例多电平并联变换器的简化电路图。

图7是包括经由基于电感器的匹配网络耦合到输出的多个开关电路的示例多电平并联变换器的简化电路图。

图8是包括经由并联多绕组自耦变压器耦合到输出的多个开关电路的示例多电平并联变换器的简化电路图。

图9是现有技术的并联多绕组变压器的等视轴图。

图10是用于根据本公开的多电平并联变换器中的并联多绕组自耦变压器。

图11是在芯的顶部被去除以露出芯柱体和绕组的情况下图10的自耦变压器的俯视图。

图12是包括根据本公开的多个方面的多电平并联变换器的远程通信系统的图。

图13是包括以图8的多电平功率作为到其匹配网络的输入的示例多电平功率变换器的图。

图14是具有多个开关电路的示例多电平功率变换器的图，该多个开关电路包括耦合到与其它开关电路不同的输入电压的一个开关电路。

贯穿附图中的几个视图，对应的附图标记表示对应的部分。

具体实施方式

现在，将参照附图更充分地描述示例实施例。

提供了示例实施例，以便本公开会变得详尽，并且会将范围充分地传达给本领域技术人员。阐述了众多的特定细节，诸如特定部件、装置和方法的示例，以提供对本公开的实施例的详尽理解。对于本领域技术人员而言将会明显的是，不需要使用特定的细节，可以用许多不同的方式来实施示例实施例，并且没有一个应当被阐释为限制本公开的范围。在一些示例实施例中，没有详细地描述众所周知的过程、众所周知的装置结构和众所周知的技术。

在文中使用的术语目的只是为了描述具体的示例实施例，而并不旨在进行限制。如在文中使用的那样，单数形式“一个”和“所述”同样可以旨在包括复数形式，除非上下文另外清楚地指示。术语“包括”和“具有”是开放式的，并因此指定了所陈述的特征、整数、步骤、操作、元件和/或部件的存在性，但并不排除存在或添加一个或多个其它特征、整数、步骤、操作、元件、部件和/或其组合。在文中描述的方法步骤、过程和操作并不被阐释为一定需要它们按照所讨论或说明的具体顺序来执行，除非被特别地标识为执行的顺序。同样要理解的是，可以使用另外或代替的步骤。

当元件或层被称为处在另一个元件或层“上”，或者“接合到”、“连接到”或“耦合到”另一个元件或层时，它可以直接处在其它元件或层上或者直接接合到、连接到或耦合到其它元件或层，也可以存在中间的元件或层。与此形成对照，当元件被称为“直接”处在另一个元件或层“上”，或者“直接接合到”、“直接连接到”或“直接耦合到”另一个元件或层时，不存在中间的元件或层。用于描述元件之间关系的其它措辞应当以类似的方式来解释(例如“之间”对比于“直接之间”、“相邻”对比于“直接相邻”等等)。如在文中使用的那样，术语“和/或”包括相关联列举的项目中的一个或多个的任意和全部组合。

尽管可以在文中使用术语第一、第二、第三等等来描述各种元件、部件、区域、层和/或部分，但是这些元件、部件、区域、层和/或部分不应当受限于这些术语。这些术语可以仅被用来区别一个元件、部件、区域、层或部分与另一个区域、层或部分。术语如在文中使用的“第一”、“第二”和其它数字术语并不暗示序列或顺序，除非由上下文清楚地指示。因此，以下讨论的第一元件、部件、区域、层或部分可以被称为第二元件、部件、区域、层或部分，而不会背离示例实施例的教导。

本公开的各个实施例教导了多电平变换器，其可以实现多电平变换的优点，同时避免了由于功率晶体管的串联布置所导致的其它多电平变换器的一些较高损耗。

如文中所描述的，多电平并联变换器(MPC)是一种基于以半并联形式工作且通过无源匹配网络相组合的单元的多电平开关变换器的类型。MPC的输出电压可以通过在许多可变离散电压电平之一之间改变来进行调节。这允许产生具有低谐波含量的输出电压，同时保持相对低的开关频率。

与其它功率变换器相比，在MPC中降低了对无源滤波的需要，与其它设计相比，这可以提高效率、减小尺寸、降低成本并增大带宽。MPC的输出电压可以假设从约为零到约等于输入电压的电平的n+1个离散电压电平，其中n为开关电路(有时被称作开关单元)的数量。可以利用如在标准PWM(脉宽调制)技术中的改变占空比及使用适当滤波通过在可用电平之间周期性地振荡来获得在离散值之间的电压电平。

MPC的输出电流被分配到多个开关电路当中，从而降低了电流密度。这降低了损耗和部件应力，并允许使用更小且更快的开关部件。在一些实施例中，各个开关电路中的电流被强制通过适当结构化的磁性部件来近似地跟踪彼此。

MPC包括能够提供切换的电压的多个开关电路。图4中示出了用于MPC的一个示例开关电路，其通常由附图标记102来表示。开关电路102包括两个层叠的开关104、106。开关104、106可以是任意适当类型的开关，其包括例如BJT(双极结型晶体管)(n-型和/或p-型)、IGBT(绝缘栅双极型晶体管)、MOSFET(金属氧化物半导体型场效应管)等。在一些实施例中，开关104、106中的一个可以由二极管或者连接二极管的晶体管所替代。在一些实施例中，开关电路102可以包括以与开关104、106不同配置而布置的一个或多个开关。

当上部开关104为导通(即，接通、传导等)并且下部开关106为关断(即，不接通、阻塞等)时，开关电路102的输出电压约等于输入电压。当开关106为导通并且开关104为关断时，开关电路的输出电压约等于零。在开关104、106均为导通的时间期间它们有限的阻抗两端的压降对于MPC几乎没有影响，在MPC中，从MPC的工作原理的观点来看，开关电路102被包括，并且该压降在后续说明中一般不予考虑。在一些实施例中，开关104、106到输出电压的连接可以如例如图4A中所示地变得相反。在这种实施例中，当下部开关106为导通(即，接通、传导等)并且上部开关104为关断(即，不接通、阻塞等)时，开关电路102的输出电压约等于输入电压，以及当开关104为导通并且开关106为关断时，开关电路的输出电压约等于零。

通过对多个开关电路(诸如开关电路102)进行组合来创建MPC。使用的开关电路的数量越大，则在有限的(或没有)无源滤波的情况下可以实现越精确的电压调节。

图5示出了示例MPC200。MPC200包括用于接收输入电压V_in的输入208。输入208包括第一输入节点210和第二输入节点212。MPC200包括n个开关电路202A-202N，其中，n是大于二的正整数。每个开关电路202均具有输入214和输出216。每个开关电路202的输入214均连接到第一输入节点210和第二输入节点212。因此，每个开关电路202均在其输入214处分别接收施加到输入208的输入电压V_in。在该示例中，每个开关电路均包括两个开关204、206(为了清楚起见，其仅在开关电路202A中被示出)。

每个开关电路202的开关204、206均被配置，以使开关电路的输出216可以选择性地耦合到第一节点210或第二节点212。对于每个开关电路202，当其开关204为导通并且开关206为关断时，开关电路输出MPC200的输入电压V_in。当开关电路202使其开关206为导通并且其开关204为关断时，其输出第二输入节点212处的参考电压(即，接地、大约零伏等)。

开关电路202A-202N的输出通过匹配网络218来组合。匹配网络218是无源匹配网络，其可以对来自所有开关电路202的离散电压进行平均。组合的输出219耦合到MPC200的输出220，以提供输出电压V_out。在一些实施例中，匹配网络218产生开关电路202的输出的相等加权平均。在其它实施例中，可对一个或多个开关电路202的输出进行与一个或多个其它开关电路202的输出不同的加权。开关电路202的开关频率可以与一个或多个其它开关电路202的开关频率相同或不同。开关电路202中的一个或多个可以耦合到与一个或多个其它开关电路202不同的输入电压。匹配网络218也可以被配置为通过使用电感器、电容器和/或电阻器的适当网络来起到对输出电压V_out进行滤波的作用。

图6示出了与图5的MPC200类似的示例MPC300，但其具有基于示例电阻器的匹配网络318。

开关电路202A-202N的输出通过匹配网络318来组合。在图6的示例实施例中，匹配网络318为一组星形连接的电阻器322A-322N。在给定时刻，输出电压V_out将等于所有开关电路202的输出的平均。因为每个开关电路202均可以提供约等于输入电压V_in或者约等于零伏特的输出电压，因此可以基于具有等于V_in的输出的开关电路202的数量对开关电路202的总数，V_out通常假设n+1个离散电压电平。例如，如果n＝3并且电阻器322基本相同，则输出电压V_out可以假设四个离散电压电平。如果没有开关电路202正输出输入电压V_in，则输出电压V_out将为第二输入节点212处的参考电压(即，零伏特)。如果开关电路202中的任意一个正输出输入电压V_in，则输出电压V_out将大约为输入电压V_in的三分之一。如果开关电路202中的任意两个正输出输入电压V_in，则输出电压V_out将大约为输入电压V_in的三分之二。如果所有三个开关电路202均正输出输入电压V_in，则输出电压V_out将约等于输入电压V_in。当然，输出电压V_out将不会精确地为输入电压V_in的三分之一，输入电压V_in的三分之二或输入电压V_in，这是因为在MPC200的部件中的损耗，其包括电阻器322两端的压降等。

可以以几种方式改变输出电压V_out可假设的电平。例如，可以改变MPC300中的开关电路202的数量，以使离散电平的数量变化。此外，如上所述，开关电路202可以利用改变占空比来脉冲启动(pulseon)和脉冲停止(pulseoff)，以实现在离散电平之间的输出电压V_out。开关电路202中的一个或多个可以耦合到与一个或多个其它开关电路202不同的输入电压。进而，电阻器322中的一个或多个的值可以与一个或多个其它电阻器322的值不同，以提供加权平均。在具有不同电阻器的实施例中，输出电压V_out不仅取决于有多少开关电路202正输出输入电压V_in，而且还取决于哪个特定开关电路202或开关电路202的组合正输出输入电压V_in。

开关电路202的开关频率可以与一个或多个其它开关电路202的开关频率相同或不同。在另一实施例中，一个或多个非开关电路(示例MPC300中未示出)也可以经由匹配网络318耦合到开关电路202。匹配网络318还可以被配置为通过使用电感器、电容器和/或电阻器的适当网络来起到输出电压滤波的作用。

此外，如果用电感器代替电阻器322，则匹配网络318将保持其多电平且平均的能力，但是会降低匹配网络318中的损耗(尽管未消除)，且可以改善负载调节。

图7中示出了与图5的MPC200以及图6的MPC300类似的另一示例MPC400，但其包括示例的基于电感器的匹配网络418。

在该示例实施例中，开关电路202A-202N的输出通过使用一组星形连接的电感器424A-424N的匹配网络418来组合。在给定时刻，输出电压V_out将等于所有开关电路202的输出的平均。由于每个开关电路202可以提供等于输入电压V_in或约等于零伏特的输出电压，因此可以基于具有等于V_in的输出的开关电路202的数量对开关电路202的总数，V_out通常假设n+1个离散电压电平。

如以上注意到的，可以以几种方式改变输出电压V_out可假设的电平。例如，可以改变MPC400中的开关电路202的数量，以使离散电平的数量变化。此外，开关电路202可以利用改变占空比来脉冲启动和脉冲停止，以实现在离散电平之间的输出电压V_out。进而，电感器424中的一个或多个的值可以与一个或多个其它电感器424的值不同，以提供加权平均。在具有不同电感器424的实施例中，输出电压V_out不仅取决于有多少开关电路202正输出输入电压V_in，而且还取决于哪个特定开关电路202或开关电路202的组合正输出输入电压V_in。

开关电路202的开关频率可以与一个或多个其它开关电路202的开关频率相同或不同。在一些实施例中，一个或多个开关电路202可以耦合到与一个或多个其它开关电路202不同的输入电压。匹配网络418还可以被配置为通过使用电感器、电容器和/或电阻器的适当网络来起到输出电压滤波的作用。

每个电感器424不断地经受在其各自的开关电路202的输出216与输出电压V_out之间的电压差。结果，通过每个电感器424的与施加的伏秒成正比而与电感成反比的磁化电流将出现。任何适当的控制机制(例如包括用于并联变换器的电流共享(sharing)方法)可以用来保持施加到每个电感器424的近似等量的伏秒，以避免该磁化电流的增大(并避免相关的部件应力和功率损耗)。通常，可以在开关电路202的开/关状态下对其进行交替，以使伏秒和通过每个开关电路202的电流均衡。

基于电感器的匹配网络418将不仅对来自多个开关电路202的电压进行平均，而且还可以与附接到输出220的负载交互，以形成低通滤波器。通过选择电感器424的值和/或利用其它无源部件对电感器424进行增补，可以利用单个匹配网络418同时执行平均和滤波。替选地，滤波网络可以耦合到匹配网络418。

代替电感器424或除电感器424之外，可以在匹配网络418中使用其它类型的阻抗。只要在所有支路中阻抗相同(对于期望进行相等加权平均的情况)，就可以保留星形连接的匹配网络418的平均操作。阻抗的电阻分量将增大导通损耗，而阻抗的电容分量将增大开关电路202的开关损耗且会增大噪声。

示例匹配网络418要求在电感器424中的显著量的能量存储。电感器424的电感会限制MPC400的动态，结果，需要将电感器424的电感保持相对较低，这使得磁化电流较大。该磁化电流在电感器424以及MPC400的其它部件中循环，增大部件应力和损耗。

因此，由各个电感器424组成的基于电感的匹配网络418可以由另一磁性结构替代。

图8示出了与图5至图7的MPC200、300和400类似的示例MPC500，但其包括具有并联多绕组自耦变压器(PMA)526的示例匹配网络518。

开关电路202A-202N的输出通过匹配网络518来组合。在给定时刻，输出电压V_out将等于所有开关电路202的输出的平均。由于每个开关电路202可以提供等于输入电压V_in或约等于零伏特的输出电压，因此可以基于具有等于V_in的输出的开关电路202的数量对开关电路202的总数，V_out通常假设n+1个离散电压电平。

如以上注意到的，可以以几种方式改变输出电压V_out可假设的电平。例如，可以改变MPC500中的开关电路202的数量，以使离散电平的数量变化。此外，如上所述，开关电路202可以利用改变占空比来脉冲启动和脉冲停止，以实现在离散电平之间的输出电压V_out。进而，匹配网络518可以附加地(或替选地)被配置为提供加权平均。在包括例如图14中示出的实施例的一些实施例中，开关电路202中的一个或多个可耦合到与一个或多个其它开关电路202不同的输入电压。在具有加权平均和/或耦合到不同输入电压的开关电路202的实施例中，输出电压V_out不仅取决于有多少开关电路202导通，而且还取决于哪个特定开关电路202或开关电路202的组合导通。

开关电路202的开关频率可以与一个或多个其它开关电路202的开关频率相同或不同。匹配网络518还可以被配置为通过使用电感器、电容器和/或电阻器的适当网络来起到输出电压滤波的作用。

在MPC500中，匹配网络518包括并联多绕组自耦变压器(PMA)526。PMA526包括多个绕组528A-528N。绕组528全部以相同的方向缠绕(即，它们具有相同的极性)。绕组528缠绕在公共芯上，并且每个绕组528均感应地耦合到至少一个(且优选地多于一个)其它绕组528。

PMA526是基于并联多绕组变压器(诸如图9中的并联多绕组变压器900)的磁性结构。并联多绕组变压器900具有通过以下公式特征化的电压/电流/匝关系：

$\underset{k=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}\frac{\mathrm{Vk}}{\mathrm{Nk}}=0...\left(1\right)$

I1*N1＝I2*N2＝...＝In*Nn...(2)

在公式(1)和(2)中，V是施加到绕组两端的电压，N是绕组的匝数，I是绕组中的电流，以及n是绕组的数量。

当并联多绕组变压器900的所有绕组的一个端部连接在一个公共点时，并联多绕组变压器成为并联多绕组自耦变压器。在并联多绕组自耦变压器中，在绕组之间不存在电分离，并且电感耦合用来改变并联多绕组自耦变压器的输入和输出之间的电压关系。并联多绕组自耦变压器的绕组的端部连接在一个公共点，因此不提供公共连接的绕组之间的隔离。公式(1)和(2)对并联多绕组自耦变压器有效，并通过磁场来强制实行。

公式(1)描述了导致图8的PMA526的平均动作的关系。如果每个绕组528的匝数相同，则：

$\underset{k=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Vk}=0...\left(3\right)$

Vk是施加到绕组528两端的电压。施加到任意绕组528的首端的电压为Vin_k。施加到任意绕组528的尾端的电压为V_out。因此，绕组528两端的电压(Vk)等于Vin_k-Vout。因此，可以如下地针对Vout解公式(3)：

$\underset{k=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}(\mathrm{Vin}\_k-\mathrm{Vout})=0...\left(4\right)$

$\underset{k=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}(\mathrm{Vin}\_k)=\underset{k=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Vout}...\left(5\right)$

$\underset{k=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}(\mathrm{Vin}\_k)=n*\mathrm{Vout}...\left(6\right)$

$\frac{1}{n}\underset{k=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}(\mathrm{Vin}\_k)=\mathrm{Vout}...\left(7\right)$

公式7通常确认(confirm)了并联多电平自耦变压器，并且具体地PMA526提供电压平均。例如，假设MPC500具有三个开关电路202，输入电压为V_in，以及在第二输入节点212处的参考电压为零伏特，如果没有开关电路202正输出输入电压V_in到任意绕组528，则输出电压V_out将为零伏特。如果仅有一个开关电路202正输出输入电压V_in到绕组528，则输出电压V_out将为：

$\mathrm{Vout}=\frac{1}{3}(\mathrm{Vin}+0+0)=\frac{1}{3}\mathrm{Vin}...\left(8\right)$

类似地，如果仅有两个开关电路202正输出输入电压V_in到它们相关的绕组528，则输出电压V_out将为：

$\mathrm{Vout}=\frac{1}{3}(\mathrm{Vin}+\mathrm{Vin}+0)=\frac{2}{3}\mathrm{Vin}...\left(9\right)$

最后，如果所有三个开关电路202均正输出输入电压V_in到它们相关的绕组528，则输出电压V_out将为：

$\mathrm{Vout}=\frac{1}{3}(\mathrm{Vin}+\mathrm{Vin}+\mathrm{Vin})=\frac{3}{3}\mathrm{Vin}=\mathrm{Vin}...\left(10\right)$

因为在MPC500的部件中的损耗，因此输出电压V_out不会精确地为输入电压V_in的三分之一、输入电压V_in的三分之二或输入电压V_in。

虽然以上针对包括具有相等匝的绕组528的PMA526示出了匹配网络518中的电压平均，但可以使用包括具有与一个或多个其它绕组528不同的匝数的绕组528(或多个绕组528)的PMA526来获得加权电压平均。

公式(2)示出了PMA526的电流均衡能力。在存在三个绕组528且所有绕组528具有相同匝数的以上示例中，公式(2)简化为：

I1＝I2＝I3...(11)

公式11示出了通过PMA526的每个绕组528的电流将等于通过每个其它绕组528的电流。因此，通过在匹配电路518中使用PMA526，强制通过每个开关电路202及其相关绕组528的电流等于通过其它开关电路202及其相关绕组528的电流。

可以通过每个绕组528的有限磁化电感来限制电流均衡。结果，会保持电流的特定量的不平衡。这种剩余的不平衡可以被认为约等效于施加于输出电流的其共享上的绕组528的磁化电流。然而，该磁化电流可以比使用各个电感器424的匹配网络418中的电流小很多。结果，使用图8的匹配网络518，可以减小部件应力和功率损耗，并且可以实现更高的效率。

PMA526的物理布置可以以许多方式实现。PMA526可以类似于并联多绕组变压器900或者可以具有任何其它合适的布置/结构。图10和图11中示出了适于用作PMA526的示例并联多绕组自耦变压器1026。自耦变压器1026包括磁芯1030，其具有十六个柱体1032、芯顶1034和芯底1036。十六个绕组1028位于柱体1032周围(每个柱体一个绕组)。绕组1028全部以相同方向缠绕(即，顺时针、逆时针等)。绕组528可以在尺寸、形状、匝数等方面不同，或者可以具有相同的尺寸、形状、匝数等。在相邻的绕组528之间可存在空隙，或者可以利用适合的磁性物质来填充这种间隙。绕组528也可(或替选地)彼此邻接或重叠。

文中描述的多绕组并联变换器(例如，200、300、400、500)中的每个开关电路(例如，102、202)可以与该多绕组并联变换器中的其它开关电路相同，或者根据具体设计的要求而不同。开关电路可以在输入电压、开关频率、电流额定值等方面变化。开关电路本身可以包括多电平变换器。开关电路可以被调节的开关变换器或线性调节器(linearregulator)来替代。

文中描述的多绕组并联变换器(例如，200、300、400、500)中的每个开关电路(例如，102、202、1202)以及其相关的匹配网络(例如，218、318、418、518)的部分可以被认为是多绕组并联变换器的子变换器。

根据本公开的多绕组并联变换器(例如，200、300、400、500等)可以用于任意功率变换器应用。一些示例包括但不限于要求高带宽可变输出功率源的应用、用于远程通信和广播的包络跟踪电源、音频放大器、逆变器(特别用于高速驱动器)、谐波补偿变换器、航空电子逆变器(inverterforavionics)(特别是400HZ逆变器)、要求具有与调节带宽相比的低开关频率的大开关功率晶体管的高功率逆变器等。

在图12中示出的一个优选应用中，根据本公开的多绕组并联变换器1200用于远程通信和广播系统的包络跟踪电源1201。多绕组并联变换器1200包括十六个开关电路1202、以及图10和图11的并联多绕组自耦变压器1026。每个开关电路1202的输出耦合到十六个绕组1028(图12中未示出)中不同的一个的输入端。十六个绕组1028的输出端全部耦合在一起，并耦合到多绕组并联变换器1200的输出。控制器1240耦合到开关电路1202，并被配置为选择性地操作开关电路1202的开关，以控制多绕组并联变换器1200的输出电压。

根据本公开的多绕组并联变换器(例如，200、300、400、500、1200等)可以包括经由匹配网络(例如，218、318、418、518等)耦合的一个或多个非二进制源(即，可以输出多于或少于两个状态的源)。非二进制源可以替代一个或多个开关电路(例如，102、202、1202)，或者除一个或多个开关电路(例如，102、202、1202)之外还存在非二进制源。非二进制源可以是包括例如其它MPC、线性调节器等的任意其它电压源。

图13中示出了包括替代一个开关电路的非二进制源的MPC1300的示例。MPC1300基于图5的MPC500。替代具有耦合到匹配电路518的n个开关电路202，MPC1300具有耦合到匹配电路518的n-1个开关电路202A-202(N-1)以及另一个MPC500。以上所讨论的通过匹配电路518进行的相同平均被应用于MPC1300中。然而，尽管开关电路202可以输出输入电压或大约零伏特(如果它们没有被脉动以输出在零与输入电压之间的电压)，但是MPC500可以输出在大约零伏特与输入电压之间的多个离散电压(用以上关于MPC500所讨论的方式)。通过将MPC500的输出电压改变为在零伏特与输入电压之间的电压，匹配电路的输出(作为其输入的平均)可以用与在MPC500仅能够输出大约零伏特或输入电压的情况不同的增量来改变。

例如，假设n等于四，匹配电路518被配置用于没有任何加权地进行平均，并且在MPC1300中输入电压为一伏特。将输入电压耦合到匹配电路518的每个开关电路202将MPC1300的输出电压改变大约一伏特的四分之一(0.25V)。如果MPC500将输入电压耦合到匹配电路518，其也可以以一伏特的四分之一(0.25V)为增量改变输出电压。如果替代地，MPC500将输入电压的一半(即，0.5V)耦合到匹配电路518，则MPC500将以一伏特的八分之一(0.125V)为增量改变输出电压。因此，通过改变耦合到匹配电路518的MPC500输出的电压，MPC1300可以产生更多的离散输出电压，其具有比在具有n个开关电路202且没有MPC500的MPC中可能的离散电压之间更小的增量差。如上所述，各种技术(例如，为开关电路提供脉动，以输出在零和其输入电压之间的电压)可以用于MPC500，以使其输出大于其开关电路202的数量加一的多个电压电平，从而通过MPC500提供可耦合到匹配电路518的甚至更多可能的电压。这种技术还可以应用于MPC1300的开关电路202，以提供输出电压的更细致的增量。

MPC1300中的MPC500可以被能够提供某些范围内几乎任意电压(即，其不限于多个离散电压电平)的电压源来替代。例如，MPC1300中的MPC500可以被线性调节器替代。通过由这种可变电压源为匹配网络518提供几乎无限多的可能输入电压，MPC1300的输出电压可以被改变为几乎任何电压电平。

为了说明和描述的目的已提供了对实施例的前述描述。并不旨在穷举或限制本公开。具体实施例的单独元件或特征一般并不限于该具体实施例，而是在可适用的情况下是可互换的，并且可以在选择的实施例中使用，即使没有具体地示出或描述。同样也可以以许多方式改变。这样的改变并不被认为是背离本公开，并且所有的这些修改都旨在包括在本公开的范围之内。

Claims (20)

1.一种多电平功率变换器，包括：

输入，其用于接收输入电压；

变换器输出，其用于提供能够变化的输出电压；

多个开关电路，每个开关电路均与每个其它开关电路并联地连接到所述输入，每个开关电路均包括输出，每个开关电路均能够选择性地操作以将其输出耦合到所述输入电压或参考电压；以及

并联多绕组自耦变压器，所述并联多绕组自耦变压器包括多个绕组和具有多个磁性地连接的柱体的磁芯，每个绕组均位于不同的所述柱体中的一个的周围，每个绕组均具有首端和尾端，每个开关电路的所述输出均耦合到不同绕组的所述首端，每个绕组的所述尾端均与每个其它绕组并联地连接到所述变换器输出。

2.根据权利要求1所述的多电平功率变换器，其中，所述多个绕组都以相同的方向缠绕。

3.根据权利要求2所述的多电平功率变换器，其中，所述多个绕组都具有相同的匝数。

4.根据权利要求1所述的多电平功率变换器，其中，每个开关电路均包括第一开关和第二开关。

5.根据权利要求4所述的多电平功率变换器，其中，每个开关电路均被配置为当其第一开关为导通并且其第二开关为关断时，将其输出耦合到所述输入电压。

6.根据权利要求5所述的多电平功率变换器，其中，每个开关电路均被配置为当其第一开关为关断并且其第二开关为导通时，将其输出耦合到所述参考电压。

7.根据权利要求1所述的多电平功率变换器，其中，所述输出电压的幅值为在给定时刻有多少所述开关电路使它们各自的输出耦合到所述输入电压的函数。

8.根据权利要求1所述的多电平功率变换器，其中，所述并联多绕组自耦变压器被配置为使由所述开关电路提供的电流相等。

9.根据权利要求1所述的多电平功率变换器，其中，所述多电平功率变换器不包括输出电容器。

10.根据权利要求1所述的多电平功率变换器还包括控制器，其被配置用于选择性地操作所述开关电路，以控制所述能够变化的输出电压。

11.根据权利要求1所述的多电平功率变换器，其中，所述参考电压为零伏特。

12.根据权利要求1所述的多电平功率变换器还包括附加开关电路，所述附加开关电路连接到附加输入电压，所述附加开关电路包括输出，所述附加开关电路能够选择性地操作以使其输出耦合到所述附加输入电压或所述参考电压，所述附加开关电路的所述输出耦合到所述多个绕组中的一个的所述首端，并且所述绕组的所述尾端连接到所述变换器输出。

13.一种多电平功率变换器，包括：

输入，其用于接收输入电压，所述输入包括第一输入节点和第二输入节点；

输出，其用于提供能够变化的输出电压；

并联磁性部件，其包括磁芯、第一绕组、第二绕组和第三绕组，所述磁芯包括第一柱体、第二柱体和第三柱体，所述第一、第二和第三柱体彼此磁性地连接，所述第一绕组位于所述第一柱体周围，所述第二绕组位于所述第二柱体周围，以及所述第三绕组位于所述第三柱体周围，所述第一、第二和第三绕组中的每一个均包括输入端和输出端，所述第一、第二和第三绕组相对于其输入端以相同方向缠绕，并且所述第一、第二和第三绕组中的每一个的所述输出端均电连接在一起；

第一开关电路，其耦合到所述第一输入节点、所述第二输入节点和所述第一绕组的所述输入端；

第二开关电路，其耦合到所述第一输入节点、所述第二输入节点和所述第二绕组的所述输入端；以及

第三开关电路，其耦合到所述第一输入节点、所述第二输入节点和所述第三绕组的所述输入端。

14.根据权利要求13所述的多电平功率变换器，其中，所述第一、第二和第三开关电路中的每一个均能够操作以选择性地将其输出耦合到所述第一输入节点和所述第二输入节点。

15.根据权利要求14所述的多电平功率变换器，其中，所述第一、第二和第三绕组都具有相同的匝数。

16.根据权利要求14所述的多电平功率变换器，其中，所述第一、第二和第三开关电路中的每一个均包括第一开关和第二开关，并且所述第一、第二和第三开关电路中的每一个均被配置为当其第一开关为导通时将其输出耦合到所述第一输入节点，以及当其第二开关为导通时将其输出耦合到所述第二输入节点。

17.根据权利要求13所述的多电平功率变换器，其中，所述并联磁性部件被配置为使由所述第一、第二和第三开关电路提供的电流相等。

18.根据权利要求13所述的多电平功率变换器，其中，所述多电平功率变换器不包括输出电容器。

19.根据权利要求13所述的多电平功率变换器还包括控制器，其被配置用于选择性地操作所述第一、第二和第三开关电路，以控制所述能够变化的输出电压。

20.根据权利要求13所述的多电平功率变换器还包括：第三输入节点，其用于接收附加输入电压；以及第四开关电路，其耦合到所述第三输入节点和所述第二输入节点；并且其中，所述磁芯包括第四柱体和第四绕组，所述第四柱体磁性地连接到所述第一、第二和第三柱体，所述第四绕组位于所述第四柱体周围，所述第四绕组包括输入端和输出端，所述第四绕组以与所述第一、第二和第三绕组相同的方向缠绕，所述第四绕组的所述输出端电连接到所述第一、第二和第三绕组的所述输出端，并且所述第四绕组的所述输入端连接到所述第四开关电路。