CN102395899B

CN102395899B - 采用直接数字合成器的系统

Info

Publication number: CN102395899B
Application number: CN200980155349.XA
Authority: CN
Inventors: P.D.L.比斯利; D.G.霍奇斯; R.D.霍奇斯
Original assignee: Qinetiq Ltd
Current assignee: Qinetiq Ltd
Priority date: 2008-11-26
Filing date: 2009-11-19
Publication date: 2014-06-25
Anticipated expiration: 2029-11-19
Also published as: EP2350684B1; GB2465755A; HK1168904A1; WO2010061170A1; ES2565414T3; US20110227784A1; EP2350684A1; CA2744567C; US8686898B2; CA2744567A1; CN102395899A; DK2350684T3; GB0821613D0

Abstract

诸如雷达等基于DDS的系统包括用于使用DDS生成多个传输信号的装置，和用于对诸如接收的信号等从其得到的信号进行积分的装置。所述系统还包括用于改变所述多个传输信号的相对起始相位或者用于在保持所述传输信号的相似的主要输出频率特征的同时调整DDS输入时钟的装置。所述方法具有改变不希望有的频率杂散在所述传输信号的每一个中的位置的作用，并且因此这些频率杂散的影响在所述积分过程中被减小。结果得到系统灵敏度的改进。虽然本发明主要适合于雷达应用，但是在诸如声纳或激光雷达系统等其他系统中也可以发现本发明的效用。

Description

采用直接数字合成器的系统

本发明涉及将直接数字合成器(DDS)用于信号生成或处理的系统。具体地，本发明涉及相干地处理由DDS所产生的信号的系统，并且该系统对多个这样的信号进行积分。这样的系统可包括雷达系统，通常为CW雷达或调制CW雷达。

在雷达系统中，噪声可能从若干不同的源出现。例如，由于原子的随机运动而由材料产生的热噪声，并且因此具有直接与温度成比例的噪声功率。其他噪声源在雷达系统的电子设备中产生。这些噪声中的一些本质上还可能是随机的并且通常将具有高斯分布，而其他一些可能是由例如来自雷达中的组件或子系统的不希望有的或假的输出引起的并且本质上可能不是随机的。

很多类型的雷达系统被设计用来从一个区域取得多个测量结果并且用来以某种方式一起处理所述多个测量结果。这常常包括积分阶段，其中一般为了提高信噪比并且因此提高检测能力，从所述区域接收的信号返回值被累加在一起。一般相干地进行这种累加，即其中信号返回值的相位和幅度两者都被考虑在内。相干积分是有益的在于它给出了减小某些类型的噪声的影响的改进的能力。由于实质上与存在于所述返回值中的每一个上的随机相位耦合的累加的矢量性质，当在足够长的周期内被积分时，性质更随机的噪声将倾向于被消除。另一方面，由于信号返回值全都倾向于是同相的，所以例如来自目标的信号将倾向于在积分之后继续存在。出于同样的原因，非随机性质的噪声将常常倾向于在积分之后继续存在。

诸如频率调制连续波(FMCW)雷达的系统通常将被布置用来将一系列信号传输到一个区域中，并且用来接收来自目标的对所述信号的反射(无论它们是所希望的目标或是杂波)。信号通常将是线性频率扫描(linear frequency sweep)，所述线性频率扫描就它们的起始和终止频率而言每个都具有相同的属性。雷达将如上面所讨论的那样对接收的信号进行积分以提高信噪比。要被积分的信号的数量将取决于系统参数，诸如产生单个频率扫描所花费的时间并且(对于旋转的或电子扫描的雷达而言)取决于在目标区域上的驻留时间。通常，系统在它的处理中可以在16到1024个信号之间进行积分，并且那些信号在其内被生成和处理的时间间隔被称为积分时间。

由于DDS器件固有的灵活性以及对它们的输出参数的精确控制，雷达系统越来越多地使用包含DDS器件的信号生成技术。DDS器件允许复数调制信号简单地和可重复地生成。这样的器件的输出通常不但包括所需要的信号(在此被称为主要输出)，而且还将包括其他信号，这些其他信号是DDS的操作的伪产物。所述伪产物包括幅度一般低于所希望的信号很多个数量级(通常为-60dBc到-80dBc)的不希望有的信号，并且所述信号出现在确定的频率，所述频率中的一些可能与主要输出谐波相关而其他一些则可能不相关。这些一般被称为杂散(spur)。由于它们与所需要的信号相比通常十分小，因此它们常常不会造成任何问题。然而，对于一些应用，所述杂散对系统性能可能具有显著的负面影响。一个这样的应用是在CW雷达中，其中DDS器件可被用于调制本地振荡器(LO)来生成要被传输的信号。在这样的系统中，存在于DDS输出上的杂散还将调制LO，所述LO具有增加雷达的明显噪底的作用，这可能意味着更小的目标更加难以被检测。

根据本发明的第一方面，采用直接数字合成器(DDS)的系统被提供，所述系统适于使用所述DDS为传输提供调制信号，所述调制信号至少包括在积分周期内生成的、时间上(temporally)后面有一个或多个后续信号的第一信号，所述第一信号和后续信号具有相似的主要频率特征，每个信号都具有相关联的起始相位，所述系统还包含用于对从所述第一调制信号和后续调制信号得到的信号进行积分的积分器；

所得到的信号由通过将每个信号与其自身的延迟版本混频(mix)所产生的中频(IF)信号组成；

其中所述DDS至少被设置有输入时钟源、允许控制每个信号的起始相位的输入以及用于控制DDS输出频率的输入；

其特征在于所述DDS被布置用来生成主要输出频率特征，所述特征对于所述积分周期内的所述第一信号和后续信号两者都是相同的，其中所述DDS被布置为使所述输入时钟源频率和所述起始相位中的至少一个在所述第一信号和后续信号的产生之间改变。

所述第一信号和后续信号具有相似的主要频率特征的限制表示包括任何起始和截止频率在内的处在所述DDS的输出处并且参与调制的所需要的频率连同任何频率扫描参数对于所述第一信号和后续信号都是相同的—正是这些参数定义了主要输出频率特征。如下面所描述的那样，注意到频率杂散连同在所述DDS内所生成的任何噪声都不能算作所述DDS的主要输出或主要频率特征(如在此所定义的那样)。虽然本发明在只有两个信号—所述第一信号和紧随其后的信号—被使用时具有效用，但是本发明也可以被用于任何适合的数量>1的信号。所述第一信号和后续信号可以包括任何适合的信号，例如扫描为线性的、步进式的或具有适用于特定应用的更复杂的非线性布置的频率扫描信号。所述信号还可以包括相位调制信号。唯一的标准是在积分周期内所生成的所述第一信号和后续信号中的每一个的主要输出都是相同的。

本发明提供了至少改善在某些环境中所使用的DDS器件传统上所遇到的前述问题中的一些的装置。通过使用根据本发明的系统，DDS所引起的杂散将在所述第一信号和后续信号的每一个中具有不同的特征。如果所述第一信号和后续信号中的每一个被布置为具有不同的相位，那么所述杂散一般也将具有不同的相位，并且由于积分过程，所述杂散将不会以与所需要的信号相同的方式积累。

本发明的实施例的应用在FMCW雷达系统领域，其中所传输的信号通常将包括频率扫描序列。这里，第一频率扫描对应于所述第一信号，并且后续的扫描对应于所述后续信号。这些频率扫描一般被布置为是具有预先定义的起始和终止频率的线性扫描。起始、终止和扫描特征(即扫描持续时间和频率特征)在此被称为主要频率特征。一般而言，频率特征包括线性频率扫描，但是其他这样的频率特征也可以被使用。

本发明利用了发明者的观点，即由于所需要的信号的初始起始相位在IF信号的产生期间消失，因此所需要的信号的初始起始相位就相干累加过程而言是不相关的，这将在下文中更详细地示出。

所述系统比现有技术有好处，其中至少两个信号(即所述第一信号和后续信号)由所述DDS以所描述的方式生成。优选地，所述DDS适于在积分周期内产生至少4个信号，诸如至少8个、诸如至少16个、诸如至少32个、诸如至少64个、诸如至少128个、诸如至少256个，其中每个信号都具有相似的主要输出频率特征，并且每个信号都从不同的输入时钟频率得到或具有不同的输出相位。

对于诸如FMCW雷达等系统，要在积分周期(其通常是雷达的驻留时间或其约数)中被积分的信号的数量一般是预先定义的。有利地，如果要被积分的信号的数量已知，那么输入时钟频率改变的数量或输出信号相位改变的数量被选择为等于要被积分的信号的数量或等于其约数。

对于其中主要输出信号的输出相位为积分周期中的每个信号被改变的那些实施例，相位改变可以有利地被布置为在积分周期期间步进通过一个或多个完整的360°循环(即单位矢量的一次完整旋转)。例如，每步进的相位改变可以是360°/n，其中n是要被积分的信号的数量。

应用于主要输出信号的每个相位改变可以是任何适合的大小。例如，可以方便地使输出信号的相位线性地步进通过n个360°/n的步进。可替换地，可以伪随机的方式选择输出相位。优选地，在每个积分周期期间，选择至少8个不同的相位，诸如至少16个、诸如至少32个、诸如至少64个。具有更大数量的离散相位的优势在于所述杂散更有可能在积分过程期间被抹除，即所述杂散的相位更有可能呈现完整范围的值，从而由于信号被积分导致杂散的影响更好的减少。显然，不可能有比积分周期中的信号更多的相位被选择，但是如果更少的相位被选择，那么优选地，单位矢量的整数次旋转被选择。

如果所述DDS的输入时钟频率在所述第一信号和后续信号的产生之间被改变，那么如果对于所述第一信号和后续信号中的每一个要产生就其输出频率而言具有相似属性的主要输出信号，则所述DDS通常将需要被调整以将这点考虑在内。这将根据所使用的具体DDS器件的属性来完成。因为在已知时钟输入频率的条件下对DDS器件编程来产生特定的输出频率对于这样的器件是普通的程序，所以其将被完成的方式将是为一般技术人员所熟知的。输入时钟可以由任何适合的装置生成。因为时钟频率进而能够容易地以适合的准确度被改变，所以输入时钟其自身可以方便地由第二个DDS产生。

根据本发明的第二方面，在雷达系统中处理信号的方法被提供，所述方法包括以下步骤：

a) 使用直接数字合成器(DDS)产生第一信号和后续信号作为主要输出，所述第一信号和后续信号具有相似的主要输出频率特征；

b) 传输所述第一信号和后续信号或从其得到的信号；

c) 接收信号，至少包括来自一个或多个对象的对所传输的信号的反射；

d) 将接收的信号与正被传输的信号的一部分混频以产生中频信号(IF)；

e) 对来自所述第一信号和后续信号的IF信号或从其得到的信号相干地进行积分；

其特征在于，在步骤a)中，所述DDS被编程为在所述第一信号和后续信号的生成之间改变所述主要输出的相位。

相位改变量可以是任何方便的量。如在上文中相对于本发明的第一方面所描述的那样，其可以随机地或伪随机地被确定，或者其可以包括线性步进。

所述第一信号和后续信号可以包括频率扫描。频率扫描可以是线性扫描。

根据本发明的第三方面，在雷达系统中处理信号的方法被提供，所述方法包括以下步骤：

b) 传输所述第一信号和后续信号或从其得到的信号；

e) 对产生自所述第一信号和后续信号的IF信号相干地进行积分；

其特征在于，在步骤a)中，所述DDS具有由可编程的频率器件所提供的时钟输入，并且在所述第一信号和所述后续信号之间，所述可编程的频率器件被布置用来将提供给所述DDS的时钟频率改变预先确定的量，并且其中所述DDS被编程为补偿其不同的频率输入使得所述后续信号具有相似的主要频率特征。

现在将仅以示例的方式参考以下附图更详细地描述本发明，在附图中：

图1示出了典型硬件设置的框图—在这种情况下是FMCW雷达—本发明的实施例可以在其中被实现；

图2示出了来自在其传输信号的生成中使用DDS的试验台雷达系统的输出的图表，该图表示出了来自单个传输信号的经处理的返回值；

图3示出了来自试验台雷达的经平均的一系列输出的图表，其中DDS被布置为根据现有技术工作，并且因此其不适于实现本发明；

图4示出了来自试验台雷达的经平均的一系列输出的图表，其中DDS适于实现本发明；

图5示出了典型硬件设置的框图，本发明的第二实施例可以在其上被实现；以及

图6示出了本发明的第三实施例的框图，其中本发明被应用于外差CW雷达。

图1示出了包含DDS的FMCW雷达系统，DDS被用来提供调制输出。所示出的系统很大程度上相似于共同待定的专利申请PCT/GB2008/000306所示的系统，在此通过引用将其全部内容包括在内。该雷达包含在9.2GHz处操作的本地振荡器(LO)10，该本地振荡器向正交上变频混频器11提供输入。混频器11的第二输入来自以直接数字合成器(DDS)器件12的形式的IF振荡器，其在这种情况下通过使用一对模拟器件AD9858 DDS芯片来实现。LO 10的输出不但向混频器11提供输入，而且向第一分频器13进行馈送，该分频器又驱动第二分频器14。来自第一分频器13的输出被用作直接数字合成器12的基准时钟源。第二分频器14向可以是微控制器的控制器15提供时钟基准源，该控制器具有连接到DDS和模拟到数字转换器(ADC)16、16’的控制输出，所述模拟到数字转换器被用来将从目标及其他对象反射的输入信号数字化。控制器15还向信号处理装置21提供同步数据。

所述雷达具有包括低噪声放大器17、混频器18的接收器链，所述混频器具有耦合于一对IF放大器19、19’的同相(I)和正交(Q)两路输出，所述一对IF放大器进而耦合于一对奈奎斯特滤波器20、20’，从而定义了一对信道。奈奎斯特滤波器20、20’的输出向ADC 16、16’馈送，所述ADC分别向信号处理装置21提供数字信号。混频器18具有从要被传输的信号取得的第二输入。

传输混频器11是在IF输入处被馈送以来自DDS 12的I和Q两路输入的正交上变频混频器。

在操作中，LO 10产生向混频器11的一个输入馈送的9.2GHz LO输出。DDS以从LO输出得到的基准时钟信号为时钟，但是所述LO输出在频率上从其中被除以商数10。DDS 12的输出频率由这个时钟结合来自控制器15的输入所确定。控制器的时钟输入从具有除法商数50的分频器14取得，该分频器14本身由分频器13供给。因此，供给ADC的时钟频率是18MHz。控制器15包含触发DDS 12开始其频率扫描的逻辑，从而使DDS 12输出在200MHz和250MHz之间以重复的方式线性地斜升(ramp)。为了产生9.4GHz到9.45GHz的雷达输出信号，在混频器11中将这个输出频率与STALO 10的输出混频，因为DDS 12和控制器15都经由除法器13和14被锁定到STALO 10，所以控制器15和DDS 12的输出信号全都与STALO 10的输出相干。控制器15还可以被用来对DDS 12重新编程以改变其频率扫描参数，如果这样的频率捷变(frequency agility)是所希望的。例如，后续的积分周期可以使用具有不同主要频率特征的信号。

控制器15还适于与DDS 12通信以便能够为每个扫描改变DDS 12的输出处的起始相位。

除其他以外包括来自目标的反射的接收信号经由接收天线(未示出)进入所述系统，并且在低噪声放大器17中被放大。使用定向耦合器22通过分离传输路径的最后阶段中的能量中的一些进而将经放大的信号与同时正由传输器传输的信号混频。因此，包括与其自身的延迟版本混频的信号的IF信号以这种方式被产生，所述延迟由对从一区域内的目标反射的信号的传输和后续的接收引起。

混频器18的输出是包括接收的信号和同时正被传输的信号之间的差频的I-Q对。信号在放大器19、19’中被放大，在使用模拟到数字转换器16、16’被数字化之前在低通滤波器20、20’中被滤波。数字化器由来自控制器15的时钟信号驱动，所述控制器如上面所描述的那样其自身由从STALO 10得到的时钟驱动。

通过计算每个经数字化的信号的离散傅里叶变换(所述离散傅里叶变换可以使用快速傅里叶变换(FFT)算法来计算)，并且对在积分周期内接收的经傅里叶变换的信号的输出相干地进行积分来提升信噪比水平，结果得到的信号进而在处理器21中被处理。积分周期可以根据雷达的应用并且根据诸如驻留时间、信号扫描时间等其他参数来选择。积分周期可以被布置为根据正被检测的具体目标类型而变化。本发明的被设计用于检测小对象的实施例适于在积分周期内产生16个信号，每个信号包括具有一致的主要频率特征的频率扫描。

通过对DDS 12进行适合的控制，图1的布置可以被用来实现现有技术的FMCW雷达，或可以适于实现本发明的实施例。当其适于实现本发明的实施例时，控制器15适于对DDS重新编程使得对于在积分周期内生成的第一信号和后续信号中的每一个，信号的起始相位如在此所描述的那样各不相同。

图2示出了来自图1所示的雷达系统的单个扫描的图表。由于只有单个扫描被示出，所以该雷达是否如本发明的实施例那样被设置(例如适于为不同扫描提供不同相位)，或者该雷达是否适于如根据现有技术中已知的那样为每个扫描保持固定的起始相位从该图表中不是显而易见的，因为还没有发生积分。第一轨迹25示出对照单个频率扫描的距离的幅度返回值，即没有应用任何类型的取平均。因此，其代表了在FFT处理步骤之后来自雷达输出的信息。该扫描针对包含1000平米的大雷达截面(RCS)目标的场景，该目标位于大约250 m的距离处，该距离对应于距离元(range cell)617。可以清楚地看到来自这个扫描的大的幅度返回值。在更长的距离处可以看到其他更小的目标。然而，轨迹25中的噪声水平是相对高的。这些高噪声水平由系统中的相位噪声所产生，显著量的所述相位噪声由DDS输出上的杂散所产生。这些杂散对比于主要输出通常可以处于-60dB的水平。在这些低水平上，通常已经为一般技术人员所理解的是它们对总的系统相位噪声的贡献是较小的。然而，已经被发现的是情况不是这样的。当大的静态对象存在于诸如图2所示的1000平米RCS目标的区域中时，系统相位噪声产生了恶化的噪底，如图所示。因此，在单个轨迹上看到相位噪声使得雷达性能显著恶化。

叠加在该图表上的是示出了雷达的热噪底的第二轨迹26。轨迹26因此给出了对于实际系统噪声基底在很多返回值被平均时应当可达到的水平分类的指示。通过覆盖接收器天线来阻止任何外部信号进入雷达并且对由于内部系统噪声而产生的信号非相干地进行积分而产生这个第二轨迹26。

图3示出了同样示出试验台雷达的输出的图表。轨迹30示出了对256个连续扫描信号取平均的结果，每一个所述信号都具有相似的频率特征，并且每个都具有相似的起始相位。因此，其代表了根据现有技术生成和处理的信号。如上面所解释的那样，在本发明之前，人们将期望噪底将由于取平均而被减小10log256 dB(如果噪声本质上是随机的)。然而，可以看到的是噪声水平仍然在很大程度上未被改变，这表明噪声—大部分由相位噪声组成—是相干的并且因此不随取平均而衰减。

第二轨迹31被示出以供参考并且与图2的轨迹26一致。

图4示出了同样示出试验台雷达的输出的图表。轨迹40是雷达的输出，其同样包括了256个连续扫描信号的平均值，每个所述信号都具有相似的频率特征。但是，这次控制器适于生成分别具有不同起始相位的扫描信号。所选的相位增量是360°/64，或者5.625°。这表示在这256个连续扫描的范围内每个相位增量被使用四次，并且主要输出的起始频率的单位矢量(即相位等于起始频率的相位的概念上的单位矢量)具有四次完整的旋转。

第二轨迹41与图2的轨迹26一致，并且被再现以示出本发明与现有技术相比而言的改进。

对先前图表的显著改进可以被看到，其中噪声水平大约降低20dB，而处于距离元617的目标的水平没有改变。这接近于在噪声真实地是高斯随机噪声的情况下将被观察到的理论上的24dB下降。先前被噪声遮蔽的处在1000和3500之间的元(cell)上的其他目标也可以被看到。积分器中的矢量累加具有减小由杂散引起的噪声水平的作用。由于在混频过程之后来自目标的雷达返回值的相位不受传输信号相位上的步进影响，所以积分导致代表目标返回值的信号的水平的上升。注意到轨迹40有时下降到经平均的系统噪声轨迹41之下。如上面所解释的那样，能够这样做是因为轨迹40是相干平均的信号而轨迹41是非相干平均的。

现在给出对为什么根据本发明改变DDS的主要输出的起始相位在本发明在FMCW雷达中实现时提供好处的分析。

FMCW雷达所传输的线性频率斜波波形的相位可由方程1描述

方程1

其中：

φ 是传输信号的相位

ΔF 是频率扫描的频率偏差

T 是扫描的持续时间

t 是时间

f ₀ 是起始频率

φ ₀ 是扫描的起始相位。

在雷达接收器中，将当前正被传输的信号与接收的信号混频，即实际上与其自身的延迟版本混频。因此，根据方程2给出传输信号：

方程2

将根据方程3给出接收的信号(忽略幅度水平)；

方程3。

FMCW雷达通常将接收的信号与当前正被传输的那个信号混频(即彼此相乘)；

在混合和低通滤波之后结果得到的分量是：

方程4

这示出了对应于雷达目标的、所接收的IF信号的相位独立于扫描频率的起始相位φ ₀。因此，只要扫描的起始频率f ₀被保持，起始相位就可以逐扫描不同而不影响雷达的相干性。

人们相信存在于DDS输出上的杂散主要是由DDS IC内的数字到模拟转换器(DAC)引起的，并且与DDS内的正弦波查找表的有限分辨率耦合。通过改变扫描的起始相位，DAC将通过不同的DAC量化水平被运用(exercise)并且每个杂散的相位也将改变。因为杂散的相位是逐扫描不同的，所以相干的取平均过程导致了杂散对系统性能的影响的减小。

图5示出了本发明的第二实施例。由于这个实施例的接收架构与相对于图1所描述的一致，所以它将不再被进一步描述。在传输侧，LO 50向正交上变频混频器51提供输出。LO 50还向分频器52提供输入，所述分频器以其输入频率的1/10提供输出。分频器52的输出驱动第一DDS器件53的时钟输入。第一DDS器件53向第二DDS器件54的时钟输入提供输出。第二DDS器件54为正交上变频混频器51产生I路和Q路IF信号。分频器52还向为控制器56产生时钟信号的第二分频器55馈送。控制器56为DDS器件并且也为接收链中的信号处理器提供同步信号。控制器56还被布置为能够改变两个DDS器件的主要频率特征。

第一DDS的目的是为了提供在小的范围频率内准确可控的时钟频率。因此DDS对于这样的任务是理想的，尽管在实践中生成可变的但预先确定并且准确的时钟频率的任何方便的装置都可以被使用。

在操作中，第二DDS 54被布置用来产生IF信号，所述IF信号包括起始于100MHz并且终止于150MHz的重复的线性频率扫描信号。为了这样做，控制器56除其他以外用关于输入时钟频率的信息对第二DDS 54编程。第二DDS的输入时钟频率为大约400MHz，尽管如下面所解释的那样，它以规律的间隔改变。控制器56对第一DDS 53编程以向第二DDS 54提供期望的输入时钟频率。由第二DDS 54生成的重复的频率扫描包括第一扫描信号，时间上其后面有至少一个后续扫描信号，每个所述扫描信号都具有相同的主要输出频率特征。然而，在第一信号和后续信号的生成之间，控制器56被布置用来对第一DDS 53重新编程以提供稍微不同的时钟频率作为其输出。改变通常可以是比方说从400MHz到401MHz。用关于第二DDS 54的新输入频率的信息对第二DDS 54编程，使得它能够保持相同的主要输出频率特征。这对于在积分周期内生成的每个扫描信号都可以发生，尽管对于在积分周期内生成的每一个扫描而言，改变第二DDS的输入时钟频率(并且因此还对其重新编程以提供相同的主要输出频率)不是必要的。就像相对于图1所描述的实施例一样，DDS参数(对于这个实施例是第二DDS的输入频率，而对于之前的实施例是输出相位)可以被改变至少一次，并且上至n次，其中n是在积分周期内所提供的信号扫描的数量。然而，在积分周期内发生的改变的数量越大，则杂散对系统的明显噪底的影响更多地被减小。

这是因为当第二DDS 54内的参数在第一信号和后续信号中的每一个之间改变时，由第二DDS所产生的杂散进而也将具有不同的属性。对于第一信号和后续信号中的每一个，它们将倾向于出现在不同的频率处。在接收信号处理系统57中对所述信号的积分表示与由主要输出信号做出的贡献相比，由杂散做出的贡献将被相干地积分并且因此将倾向于减小。

对第二DDS 54的输入时钟改变可以是具有在其输出处产生不同杂散特征的作用的任何适合的量。这可以根据所使用的具体DDS器件而变化。

图6示出了本发明的第三实施例。除了它是外差系统以外，这是大体上相似于图1所描述的实施例的CW雷达。由于外差系统的噪声性能常常是优良的并且由于对方便滤波的要求，它们在雷达架构中是常见的。系统频率基准STALO 60生成稳定的7742MHz输出。这个输出被提供给正交上变频混频器61和分频器62。分频器62是“除以8”的分频器(N=8)，并且因此向第一DDS 63的时钟输入以及向第二分频器64提供967.75MHz的输出。第一DDS 63具有正交输出并且被布置用来在其输出处重复地产生100MHz和150MHz之间的扫描频率信号。正交输出向混频器61提供第二输入。

混频器61的输出是在这个实施例中将频率与系数12相乘的混频器65的输入。因此，其输出是从大约94100MHz到94700MHz的扫描频率波形。这个信号被输入至第二正交上变频混频器66。同样从分频器62的输出取得其时钟输入的第二DDS 67被布置用来以固定的400MHz输出频率提供正交输出。这些输出被提供作为混频器66的第二输入。处在大约95.5GHz到96.1GHz处的混频器66的输出为雷达提供传输信号(虽然如果需要的话额外的放大等可以被提供)。本领域的普通技术人员将理解分频器可以代替第二DDS 67被使用(其中LO频率连续改变)，但是DDS向例如用于跳频的系统提供了频率捷变(agility)。

接收器包括低噪声放大器68，所述放大器的输出驱动第一LO混频器69的输入。混频器69的第二输入来自频率乘法器65的输出。第一LO是这两者之间在频率上的差，并且因此是400MHz+目标拍频，如本领域的普通技术人员所理解的那样这将取决于目标距离。第一LO在带通滤波器70中被滤波，并且进而被提供给第二LO混频器71的输入。第二LO混频器71的第二输入从以400MHz运转的第二DDS 67取得。第二LO混频器71的输出因此是目标拍频。如先前所解释的那样，除其他步骤以外，通过在放大器72中对混频器71的输出的放大以及在信号的积分周期内的积分以已知的方式在信号处理器73中处理这个信号来提高信噪比。如上面所描述的那样，控制器74被布置用来调整DDS 63的设置使得对于在单个积分周期内所生成的信号，起始相位多次被调整。因此，通过相对于来自DDS 63的主要输出信号减小频率杂散，所述积分过程也将改善来自DDS 63的频率杂散的影响。

本公开内容的范围包括在此明确地或隐含地公开的任何新特征或特征组合或者其任何概括，而不管其是否涉及所主张的发明或者缓解本发明所处理的任何或所有问题。申请人在此给予通告，即可以在本申请或从其得到的任何这样的进一步的申请的整个专利申请过程期间撰写新的权利要求来阐明这样的特征。特别地，参照所附权利要求，来自从属权利要求的特征可以与独立权利要求的那些特征结合，并且来自各个独立权利要求的特征可以任何适当的方式结合而不仅仅采用权利要求中所列举的特定组合。

Claims

1.一种采用直接数字合成器(DDS)的雷达系统，所述系统适用于使用所述DDS为传输提供调制信号，所述调制信号至少包括在积分周期内生成的、时间上后面有一个或多个后续信号的第一信号，所述第一信号和后续信号具有相似的主要频率特征，每个信号具有相关联的起始相位，所述系统还包含用于对从所述第一和后续的调制信号得到的信号进行积分的积分器；

所得到的信号由通过将每个信号与其自身的延迟版本混合所产生的中频(IF)信号组成；

其中所述DDS至少被提供具有输入时钟源、允许控制每个信号的起始相位的输入以及用于控制所述DDS输出频率的输入；

其特征在于所述DDS被布置为生成主要输出频率特征，所述特征对于所述积分周期内的所述第一信号和后续信号两者都是相同的，其中所述DDS被布置为使所述输入时钟源频率和所述起始相位中的至少一个在所述第一信号和后续信号的产生之间改变，使得所述雷达的输出具有在所述第一信号和所述后续信号之间具有不同特征的频率杂散。

2.如权利要求1所述的系统，其中所述DDS被布置为在积分周期中布置生成至少4个不同相位。

3.如权利要求1所述的系统，其中所述DDS被布置为在积分周期中布置生成至少16个不同相位。

4.如权利要求2或权利要求3所述的系统，其中选择所述相位使得在积分周期期间单位相量进行围绕单位圆的所有旋转。

5.如权利要求2或权利要求3所述的系统，其中所述相位以线性的方式被改变。

6.如权利要求2或权利要求3所述的系统，其中所述相位以伪随机的方式被改变。

7.如权利要求1至3中的任何一项所述的系统，其中所述第一和后续信号包括线性频率扫描。

8.如权利要求1至3中的任何一项所述的系统，其中用于所述DDS的输入时钟源其自身是由第二DDS所提供的。

9.如权利要求1至3中的任何一项所述的系统，其中在单个积分周期中至少生成4个信号，其中信号的数量至少等于相位的数量。

10.如权利要求1至3中的任何一项所述的系统，其中在单个积分周期中至少生成64个信号，其中信号的数量至少等于相位的数量。

11.如权利要求1至3中的任何一项所述的系统，其中每个信号与其自身的延迟版本的混合发生在接收器中，延迟由来自传输天线的信号飞行时间、来自目标的反射以及在接收器处的后续接收所产生。

12.如权利要求1至3中的任一项所述的雷达系统，其中所述雷达系统是频率调制的连续波雷达。

13.一种在雷达系统中处理信号的方法，所述方法包括以下步骤：

a)使用直接数字合成器(DDS)产生第一和后续信号作为主要输出，所述第个和后续信号具有相似的主要输出频率特征；

b)传输所述第一和后续信号或者从其得到的信号；

c)接收信号，至少包括来自一个或多个对象的对所传输的信号的反射；

d)将接收信号与正被传输的信号的一部分混合以产生中频信号(IF)。

e)对产生自所述第一和后续信号的IF信号相干地进行积分；

其特征在于，在步骤a)中，所述DDS被编程以改变在所述第一信号与所述后续信号的生成之间的主要输出的相位，使得所述雷达的输出具有在所述第一信号和所述后续信号之间具有不同特征的频率杂散。

14.如权利要求13所述的方法，其中步骤e)适用于对至少4个信号相干地进行积分，所述积分信号的总传输时间定义积分周期。

15.如权利要求13所述的方法，其中步骤e)适用于对至少64个信号相干地进行积分，所述积分信号的总传输时间定义积分周期。

16.如权利要求14所述的方法，其中在积分周期期间，所述DDS改变其主要输出的相位n次或n的约数次，其中n是积分周期内信号的数量。

17.如权利要求13所述的方法，其中每个信号包括线性频率扫描。

18.一种在雷达系统中处理信号的方法，所述方法包括以下步骤：

a)使用直接数字合成器(DDS)产生第一和后续信号作为主要输出，所述第一和后续信号具有相似的主要输出频率特征；

b)传输所述第一和后续信号或从其得到的信号；

d)将接收信号与正被传输的信号的一部分进行混合以产生中频信号(IF)；

e)对产生自所述第一和后续信号的IF信号相干地进行积分；

其特征在于，在步骤a)中，所述DDS具有由可编程的频率器件所提供的时钟输入，并且在所述第一信号与所述后续信号之间，所述可编程的频率器件被布置为将提供给所述DDS的时钟频率改变预先确定的量，并且其中所述DDS被编程以补偿其不同的频率输入使得所述后续信号具有相似的主要频率特征，并且所述雷达的输出具有在所述第一信号和所述后续信号之间具有不同特征的频率杂散。