CN102386890A - 截止频率自动调整电路和便携信息终端 - Google Patents

Abstract

本发明通过一种能够将滤波器的截止频率自动调整成其调整范围内的任意设定值的截止频率自动调整电路和便携信息终端。截止频率自动调整电路包括：电压电流转换电路、充电电路、放电电路、具有多个静电电容的数字电容、对被输入到上述数字电容中的电压和基准电压进行对比的比较器以及控制上述数字电容的电容控制电路。计量从上述复位信号成为预定的逻辑电平时起到利用上述比较器检测到被输入到上述数字电容中的电压高于上述基准电压为止的时间，在预定条件下反复进行下述处理：根据其计量的结果、上述数字电容的目标值以及上述数字电容当前的值求出上述数字电容的下一设定值，从而控制上述数字电容。上述目标值能够是调整范围内任意的设定值。

Description

截止频率自动调整电路和便携信息终端

技术领域

本发明涉及滤波器的截止频率自动调整技术，尤其涉及例如有效应用于安装在便携信息终端中的滤波器的截止频率自动调整电路的技术。

背景技术

以往，无线电信号处理电路是按各功能块(放大信号的放大器、转换信号的频率的混频器、仅使信号的期望频带通过的滤波器等)使用单独部件而构成的。这是因为随着近年来半导体技术的提高，能够将构成无线电信号处理电路的功能块内置于多个、1个半导体芯片中。内置于半导体芯片中的无线电信号处理电路将从天线接收到的高频信号转换成高质量(低噪声、抑制期望信号频带以外的频带的信号等)且频带更低的信号。

为了以低成本实现无线电信号处理电路，需要将构成更多的无线电信号处理电路的功能块内置于1个半导体芯片内。阻碍实现该目的的一个问题在于将抑制不希望的频带的信号的滤波器电路内置于半导体芯片内。该滤波器电路使用SAW(Surface Acoustic Wave)滤波器、介质滤波器等。由此，虽抑制了处于所期望以外的频带的信号，但不能将SAW滤波器或介质滤波器内置于半导体芯片内。

通常，单独部件中的无线电信号处理电路采用被称为超外差方式的结构，需要SAW滤波器或介质滤波器(关于超外差方式，例如参照非专利文献1)，但SAW滤波器或介质滤波器不能内置于半导体芯片内。因此，在利用超外差方式构成用半导体制造的无线电信号处理电路的情况下，需要在半导体芯片外部另外安装SAW滤波器或介质滤波器。因此，零部件数量、安装面积将会增大。

因此，提出了利用半导体电路的特征(半导体芯片之间的部件常数的绝对值存在偏差，但在1个半导体芯片内的部件常数的相对值高精度地一致)而不需要SAW滤波器或介质滤波器的无线电信号处理电路方式。这是零IF方式、低IF方式等。均不需要外置的SAW滤波器或介质滤波器而在可内置于半导体内的滤波器中进行处于期望频带以外的频带的信号的抑制(有时也根据无线电方式或系统的要求产生外置一部分滤波器的需要)。

在零IF方式、低IF方式中，将用于取出期望的信道以外的信号的通道滤波器配置在处理由混频器电路进行频率转换后的低频带的信号的平台上。通过在用于处理低频带信号的平台上配置滤波器，能够取代SAW滤波器或介质滤波器而利用半导体电路、具体而言为有源RC滤波器等来实现滤波器处理。

通道滤波器是用于抑制在与期望信道相邻的信道、以及与相邻信道相邻的信道等期望信道以外存在的信号的部件。但是，若具有通道滤波器的直流增益-3dB的增益的频率即截止频率由于半导体的制造离差、元件的温度、电源电压特性等而存在偏差，则要接收的信号质量恶化。

例如，若截止频率向高的方向偏离，则在相邻信道、与相邻信道相邻的信道等存在的信号的抑制率恶化，若截止频率向低的方向偏离，则期望信道的信号功率降低，因此信噪比恶化，接收灵敏度下降。此外，在接收被数字调制后的信号的情况下，码间干扰特性恶化，从而影响到要接收的数据错误率。

因此，例如专利文献1记载那样，需要自动调整通道滤波器的截止频率的电路。根据专利文献1，按照通道滤波器电路的反馈电容和负反馈电容(接地电容)设置滤波器截止频率自动调整电路及误差修正用的寄存器，由此，能够在不导致因反馈电容与负反馈电容的电容差出现的误差扩大的情况下，调整滤波器截止频率。

专利文献1：日本特开2009-94734号公报

非专利文献1：Thomas H.Lee著，The Design of CMOSRadio-Frequency Integrated Circuits，CAMBRIDGE

发明内容

如上述那样，根据专利文献1，按通道滤波器电路的反馈电容和负反馈电容(接地电容)设置滤波器截止频率自动调整电路和误差修正用的寄存器，由此，能够在不导致因反馈电容与负反馈电容的电容差出现的误差扩大的情况下，调整滤波器截止频率。所以，能够自动调整要使用的电容比大的滤波器截止频率，并且能够缩短该自动调整所花费的时间。

在形成与各种截止频率相对应的滤波器的情况下，需要能够在更大的范围内调整的数字电容。本发明的发明人对具有这样的数字电容的滤波器的截止频率自动调整技术进行研究时，发现了需要通过使截止频率修正精度进一步提高，才能将滤波器的截止频率自动调整成其调整范围内的任意设定值。

本发明的目的在于提供能够将滤波器的截止频率自动调整成其调整范围内的任意设定值的截止频率自动调整电路、以及具有这样的截止频率自动调整电路的便携信息终端。

本发明的上述目的、其他目的以及新特征将从本说明书的记述及附图中得到明确。

简单说明本申请所公开的发明中具有代表性的技术方案的概要如下。

即，截止频率自动调整电路构成为包括：电压电流转换电路、充电电路、放电电路、具有多个静电电容的数字电容、进行输入到上述数字电容的电压与基准电压的对比的比较器、以及控制上述数字电容的电容控制电路。此时，上述数字电容通过开关与上述充电电路和上述放电电路连接，上述开关和上述电容控制电路被输入复位信号，上述数字电容中，上述多个静电电容的全部或者部分通过开关切换而并联连接，在上述复位信号为第一电平时，上述数字电容与上述放电电路连接，在上述复位信号为第二电平时，上述数字电容与上述充电电路连接。上述电容控制电路计量如下时间，该时间是从上述复位信号成为第二电平时开始，直到利用上述比较器检测出被输入到上述数字电容中的电压高于上述基准电压为止的时间，上述电容控制电路在预定条件下反复基于该计量的结果、上述数字电容的目标值以及上述数字电容的当前值求出上述数字电容的下一设定值的处理，从而控制上述数字电容。

简单说明本申请所公开的发明中具有代表性的技术方案所得到的效果如下。

即，能够提供一种将滤波器的截止频率自动调整成其调整范围内的任意设定值的截止频率自动调整电路、以及具有这样的截止频率自动调整电路的便携信息终端。

附图说明

图1是本发明的实施方式1的截止频率自动调整电路的结构例框图。

图2是图1所示的截止频率自动调整电路中主要处理的流程图。

图3是包含在图1的截止频率自动调整电路中的数字电容的结构例电路图。

图4是被输入到数字电容中的数字值与在数字电容的输入端子和输出端子之间的电容值的关系说明图。

图5是包含在图1的截止频率自动调整电路中的通道滤波器电路的结构例电路图。

图6是数字电容中的数字值、数字电容值以及截止频率的关系说明图。

图7是本发明的实施方式2的截止频率自动调整电路中的主要处理的流程图。

图8是安装有本发明的截止频率自动调整电路的便携信息终端的结构例框图。

标号说明

10  基准电压

20  电阻

30  电压电流转换电路

40  放电电路

50  充电电路

61  开关

70  数字电容

80  比较器

90  锁存电路

151  数字电容

400  天线

401  双工器

402  低噪声放大器

403A、403B  混频器

404  局部振荡电路

405  90度移相电路

406A、406B  第一放大电路

407  通道滤波器电路

408A、408B  第二放大电路

409A、409B  AD转换电路

410  基带LSI

411  发送电路

412  截止频率自动调整电路

600  运算电路

801  便携信息终端

具体实施方式

1.实施方式的概要

首先，对本申请所公开的发明中具有代表性的实施方式说明其概要。对代表性的实施方式进行的概要说明中，标以括号而参照的附图中的附图标记只不过是例示其包含在被标以括号的构成要素的概念中的要素。

(1)本发明具有代表性的实施方式的截止频率自动调整电路(412)包括：电压电流转换电路(30)、充电电路(50)、放电电路(40)、具有多个静电电容的数字电容(70)、进行输入到上述数字电容中的电压与基准电压的对比的比较器(80)以及控制上述数字电容的电容控制电路(600)。上述数字电容通过开关与上述充电电路和上述放电电路连接，上述开关和上述电容控制电路被输入复位信号，上述数字电容中，上述多个静电电容的全部或者部分通过开关切换而并联连接，在上述复位信号为第一电平时，上述数字电容与上述放电电路连接，在上述复位信号为第二电平时，上述数字电容与上述充电电路连接，上述电容控制电路计量从上述复位信号成为第二电平时开始直到利用上述比较器检测出被输入到上述数字电容中的电压高于上述基准电压为止的时间，并在预定的条件下反复进行基于该计量的结果、上述数字电容的目标值以及上述数字电容当前的值求出上述数字电容的下一设定值的处理，从而控制上述数字电容。

根据上述结构，计量从上述复位信号成为第二电平时开始直到利用上述比较器检测出被输入上述数字电容中的电压高于上述基准电压为止的时间，并在预定的条件下反复进行下述处理：根据该计量的结果、上述数字电容的目标值以及上述数字电容当前的值求出上述数字电容的下一设定值，从而控制上述数字电容。这样，进行截止频率的自动调整，上述数字电容被调整成上述目标值。上述目标值能够成为调整范围内的任意设定值。

(2)在上述(1)中，上述电容控制电路能够构成为包括第一计数器(calcounter；601)、第二计数器(counter；602)、第一寄存器(target00；603)以及第二寄存器(target0；604)。使用上述第二计数器计量从上述复位信号成为第二电平时开始直到利用上述比较器检测出被输入上述数字电容中的电压高于上述基准电压为止的时间，在上述第一寄存器中设定有上述数字电容的目标值，在上述第二寄存器中保持上述数字电容的下一设定值，使用上述第一计数器，反复进行求出上述数字电容的下一设定值的处理。由此，能够容易实现上述(1)中的电容控制电路的功能。

(3)在上述(2)中，上述电容控制电路能够构成为，根据在上述比较器中的比较结果，控制上述数字电容，以使上述数字电容的电位与上述基准电压的差在预定的电位差以内。

(4)在上述(3)中，在自动调整通道滤波器电路的截止频率的情况下，上述电容控制电路以上述数字电容的设定条件来设定通道滤波器电路内的数字电容。由此，通道滤波器电路的截止频率被自动调整。

(5)在上述(4)中，为了使截止频率的修正精度提高，将上述数字电容的最小电容步长设为ΔC，将用于在上述电压电流转换电路中使直流电压转换成电流的电阻设为R1时，上述电容控制电路与时钟信号同步地设定通道滤波器电路内的数字电容，上述时钟信号的频率设定成大于1/(ΔC·R1)。

(6)在上述(4)中，与上述通道滤波器电路的多个截止频率对应的上述电容控制电路具有作为目标的多个目标值，存储利用与第一截止频率对应的第一目标值反复进行上述处理而得到的第一数字电容设定值，存储利用与第二截止频率对应的第二目标值反复进行上述处理而得到的第二数字电容设定值。然后，在设定成第一截止频率时，通过上述电容控制电路使用上述第一数字电容设定值，在设定成第二截止频率时，通过上述电容控制电路使用上述第二数字电容设定值。这样，能够快速进行截止频率的切换。

(7)上述(1)的截止频率自动调整电路能够安装在便携信息终端中。在便携信息终端(801)中安装有通道滤波器电路(407)，利用上述截止频率自动调整电路自动调整该通道滤波器电路的截止频率。

2.实施方式的详细内容

进一步详细说明实施方式。

《实施方式1》

图8示出本发明的便携信息终端的结构例。

该便携信息终端801包括天线400、双工器401、低噪声放大器(LNA)402、混频器403A、403B、局部振荡电路404、90度移相电路405、第一放大电路406A、406B、通道滤波器电路407、第二放大电路408A、408B、AD(模拟-数字)转换电路409A、409B、基带LSI410、发送电路411以及截止频率自动调整电路412。

双工器401仅使来自天线400的信号通过期望频带。LNA402以低噪声放大双工器401的输出信号。局部振荡电路404以双工器401的输出信号中的期望的载波频率的整数倍进行振荡。90度移相电路405输出局部振荡电路404的输出信号I和将其相位错开90度后的信号Q。混频器403A、403B混合LNA402的输出信号和90度移相电路405的输出信号。第一放大电路406A、406B放大混频器403A、403B的输出信号。通道滤波器电路407仅使第一放大电路406A、406B的输出信号通过期望的通道频带。第二放大电路408A、408B放大通道滤波器电路407的输出信号。AD转换电路409A、409B将第二放大电路408A、408B的输出信号转换成数字信号。基带LSI通过对AD转换电路409A、409B的输出信号进行解调，进行信号的接收。信号的发送通过发送电路411进行。即，发送电路411放大来自基带LSI410的调制输出，将其进行滤波器处理、频率转换后输出到双工器401。在双工器401中，仅使从发送电路411传输来的信号通过期望的发送频带。通过双工器401后的信号从天线400发送出去。通道滤波器电路407的截止频率通过截止频率自动调整电路412而被自动调整。

在图1中示出上述截止频率自动调整电路412的结构例。

截止频率自动调整电路412不进行特别限制，但包括：电阻20、电压电流转换电路(V/I)30、放电电路(discharge)40、充电电路(charge)50、开关61、数字电容70、比较器80、锁存电路(Latch)90、通道滤波器电路407以及运算电路600。

通过基准电压源而形成基准电压(reference voltage)10。该基准电压10是不依赖于温度和电源电压的直流电压VBG。电阻20的值为R1。VBG通过电压电流转换电路30和电阻20而被转换成直流电流I。直流电流I如下式所示。

(式1)

I＝VBG/R1

该直流电流I被传输到充电电路50。充电电路50和放电电路40通过开关61而选择性地与数字电容70耦合。开关61通过复位信号110而被控制工作。附图标记60是开关61的极性图。根据该极性图，在复位信号110为H电平(对应于逻辑值“1”)的情况下，放电电路40选择性地与数字电容70耦合，在复位信号110为L电平(对应于逻辑值“0”)的情况下，充电电路50选择性地与数字电容70耦合。数字电容70通过运算电路600而被设定。在这样的含义下，运算电路600是本发明的电容控制电路的一例。通道滤波器电路407包含数字电容151，该数字电容151通过上述运算电路600而被设定成与上述数字电容70的值相等。比较器80对数字电容70的输入端子的电平和基准电压10进行比较。即，将数字电容70的端子间电压(VBG/R1/C1×Δt)与基准电压10(VBG)进行对比。其比较结果被锁存电路90保持。锁存电路90的输出被提供到运算电路600。锁存电路90被复位信号110初始化。运算电路600包括第一计数器(calcounter)601、第二计数器(counter)602、第一寄存器(target00)603以及第二寄存器(target0)604。

数字电容70如图3所示那样构成。

如图3所示的数字电容70包括多个静电电容(简称为“电容”)CDcom、CD0～CD4、开关SW0～SW4。电容CD0～CD4被串联连接在对应的开关SW0～SW4上。开关SW0～SW4通过经由数字值输入端子320传输来的数字值而被控制工作。附图标记300是输入端子，附图标记310是输出端子。此外，附图标记330是开关SW0～SW4的极性图。在本例中，与经由数字值输入端子320传输来的数字值为逻辑值“1”的情况对应的开关SW0～SW4被接通(导通)。通过开关SW0～SW4的转换，而使多个电容CDcom、CD0～CD4的全部或部分并联连接。

图3中的粗线是将5位的5条信号线集中在一起来表示的。该数字电容能够根据从数字值输入端子320输入的5位数字值，在-32％～+30％的范围内改变电容值。

为了实现-32％～+30％的可变范围，电容CDcom取为在开关SW0～SW4全部断开时(根据开关极性图330，L电平的信号从数字值输入端子320被输入到全部开关SW0～SW4时)的电容值，因此电容CDcom的值为0.68C。这里，“C”是表示想要利用数字电容实现的电容大小的中心值。为了以5位实现-32％～+30％的可变范围而取为2％刻度，所以电容CD4的值取为0.32C，电容CD3的值取为0.16C，电容CD2的值取为0.08C，电容CD1的值取为0.04C。

在图4中示出根据从数字值输入端子320输入的5位数字值而对开关SW0～SW4赋予的值、与在输入端子300与输出端子320之间的电容值的关系。如图4所示，按照从数字值输入端子320输入的5位数字值控制开关SW0～SW4的状态，从而在-32％～+30％的可变范围内变更数字电容70的值。

图5示出图1中的通道滤波器电路407的结构例。

图5所示的通道滤波器电路407是使用正反馈型低通电路构成8次巴特沃斯低通滤波器而得到的电路，包括电容C11～C42、电阻R11～R42、放大器AMP1～AMP4。附图标记200是输入端子，附图标记210是输出端子。在放大器AMP1～AMP4中，各个运算放大器被用作电压跟随器。输入端子经由电阻R11、R12而与放大器AMP1的非反转输入端子(+)耦合。放大器AMP1的输出端子经由电阻R21、R22而与放大器AMP2的非反转输入端子(+)耦合。放大器AMP2的输出端子经由电阻R21、R22而与放大器AMP3的非反转输入端子(+)耦合。放大器AMP3的输出端子经由电阻R41、R42而与放大器AMP4的非反转输入端子(+)耦合。从放大器AMP4引出输出端子210。电容C11与电阻R12和放大器AMP1并联连接。电容C21与电阻R22和放大器AMP2并联连接。电容C31与电阻R32和放大器AMP3并联连接。电容C41与电阻R42和放大器AMP4并联连接。电容C12被连接在放大器AMP1的非反转输入端子(+)与接地之间。电容C22被连接在放大器AMP2的非反转输入端子(+)与接地之间。电容C32被连接在放大器AMP3的非反转输入端子(+)与接地之间。电容C42被连接在放大器AMP4的非反转输入端子(+)与接地之间。

经由输入端子200而被输入的信号通过包含放大器AMP1～AMP4、电容C11～C42、电阻R11～R42而成的低通滤波器被抑制了频带比期望的截止频率高的信号后，经由输出端子210输出。该通道滤波器电路407的截止频率与1/(2π电阻变化量×电容变化量)成正比地变化。

图5的电容C11～C42分别取为数字电容151，根据从运算电路600被赋予的数字值而改变电容值，从而能够调整滤波器的截止频率。

接着，根据图2所示的流程图说明上述结构的工作。

首先，复位信号110取为H电平，锁存电路90和运算电路600被复位(S201)。然后，运算电路600内的第一寄存器(target00)603被设定为初始值(目标值)“target value”，运算电路600内的第二寄存器(target0)604被设定成与第一寄存器(target00)603相等，第一计数器(calcounter)601被设定成N(N为1以上的整数)(S202)。

对数字电容70的开关SW0～SW4设定第二寄存器(target0)604的值(S203)。

在步骤S201中，复位信号110被取为H电平，因此放电电路40和数字电容70经由开关61而连接在一起，由此，数字电容70的蓄积电荷通过放电电路40而被释放，数字电容70的端子间变为0V。由此，比较器80的输出变为L电平。

接着，使第二计数器(counter)602的值为0(S204)，在数字电容70的放电时间等待足够的时间之后(S205)，复位信号110成为L电平(S206)。

当复位信号110为L电平时，充电电路50和数字电容70经由开关61而连接在一起，向数字电容70提供电压电流转换电路30的输出即直流电流(I＝VBG/R1)。在数字电容70的端子间出现如下式所示那样的、与从复位信号110成为L电平后的时间Δt成正比的电压V。

(式2)

V＝(VBG/R1/C1)·Δt

这里，C1是数字电容70的端子间的电容值。

若上述电压V大于VBG，则比较器80的输出为H电平。若上述电压V小于VBG，则比较器80的输出为L电平。

在从复位信号110成为L电平后到比较器80的输出为H电平为止的时钟信号100的上升沿或下降沿每次被观测到一个时，运算电路600内的第二计数器(counter)602的值增加1(S207、S208)。因此，比较器80的输出成为H电平时的运算电路600内的第二计数器(counter)600的值，等于从复位信号110成为L电平后到比较器80的输出成为H电平为止的时钟信号100的上升沿或下降沿的合计数。

这里，在将数字电容70的最小电容步长设为ΔC时，时钟频率Fc如下式所示，能够得到足够的精度。

(式3)

Fc＞1/(ΔC·R1)

根据比较器80的输出，在锁存电路90的输出成为H电平为止，运算电路600内的第二计数器(counter)602的值增加(S208、S209)。根据比较器80的输出，在锁存电路90的输出为H电平的情况下，运算电路600内的第二寄存器(target0)604被更新成下式所示的值。

(式4)

target0＝target00-counter+target0

然后，对数字电容70的开关SW0～SW4设定该新的target0的值(S210)。这是用于修正电阻20的电阻值R1和数字电容70的端子间的电容值C1的制造离差，因此若对开关SW0～SW4赋予上述数字值，则R1与C1的积变为恒定。

接着，运算电路600内的第一计数器(calcounter)601的值被减1(S211)，进行第一计数器(calcounter)601的值是否为0的判断(S212)。若第一计数器(calcounter)601的值不为0，则返回上述步骤S203的处理，反复进行上述步骤S203以后的处理。上述步骤S203以后的处理被反复进行到第一计数器(calcounter)601的值为0为止。在第一计数器(calcounter)601的值为0时，校验完成信号160被判断为有效(assert)。由此，向通道滤波器电路407提供上述数字值，设定成用于确定包含数字电容151的滤波器电路的截止频率的电阻与电容的积被修正。

这样，根据实施方式1，在运算电路600中确定用于将R1与C1的积修正成恒定的数字值，将相同的数字值赋予图5的电容C11～C42，因此通道滤波器电路407的截止频率被设定成目标值。

在图6中示出电容和电阻无制造离差的状态下的、将图6的数字电容的数字值和电容值应用于图5时的截止频率的一例。

例如，在要将截止频率设定为5MHz的情况下，将图2的步骤S202中的初始值“target value”设定成数字值16，在运算电路600中确定用于将R1与C1的积修正成恒定的数字值，若相同的数字值被赋予图5的电容C11～C42，则截止频率被自动调整成作为目标的5MHz。

同样地，在要将截止频率设定成5.95MHz的情况下，将图2的步骤S202中的初始值“target value”设定成数字值8，在运算电路600中确定用于将R1与C1的积修正成恒定的数字值，若相同的数字值被赋予图5的电容C11～C42，则截止频率被自动调整成作为目标的5.95MHz。

在想要切换多个截止频率的情况下，在将初始值“target value”设定成数字值16时的、通过运算电路600而求出的数字值设为CA，并将图2的步骤S202中的初始值“target value”设定成数字值16时的、通过运算电路600而求出的数字值设为CB而预先存储到寄存器等中即可。在想将图5所示的电路的截止频率设定成5MHz的情况下，只要向施加于图5的电容C11～C42的数字值赋予CA即可，在想要将图5的电路的截止频率切换成5.95MHz的情况下，通过将施加到图5的电容C11～C42的数字值切换成CB，能够快速地切换截止频率。

《实施方式2》

说明实施方式2的截止频率自动调整电路。

实施方式2的截止频率自动调整电路与图1所示的较大不同点在于校验完成信号160的产生方法。

在图7中示出实施方式2的截止频率自动调整电路中的主要处理的流程图。图7所示的流程图与图2所示的较大不同点在于追加了步骤713的判断。图7所示的流程图中的步骤S701～S712对应于图2所示的流程图中的步骤S201～S212，省略对其的详细说明。

在步骤S710中，在对数字电容70的开关SW0～SW4设定了新的target0的值以后，使用预先设定的+/-的cal(校验)阈值和target0、target00，进行下式是否成立的判断。

(式5)

+cal阈值≥(target0-target00)≥-cal阈值

cal阈值与校验的精度和速度有关，+/-的cal阈值的范围越窄则精度也越高，但处理所需的时间也越大。在式5的公式成立的情况下，基于本流程图的处理结束，校验完成信号160被判断为有效，对通道滤波器电路407赋予数字值。此外，在式5的公式未成立的情况下，通过在步骤S711中的处理，运算电路600内的第一计数器(calcounter)601的值被减1(S711)。

这样，设置cal阈值，在步骤713中进行判断，在式5的公式成立的情况下，基于本流程图的处理结束，校验完成信号160被判断为有效，向通道滤波器电路407赋予数字值，因此能够实现校验的快速化。例如，在不存在制造离差的情况下，式6所示的公式成立，因此比较器80的输出成为H电平时的运算电路600的运算结果如式7所示。

(式6)

counter＝target00＝(target value)

(式7)

target0＝target00-counter+target0

＝target00-target00+target00＝target00

这里，在将+/-的cal阈值分别设定成+cal阈值＝+1，-cal阈值＝-1的情况下，与+/-的cal阈值的比较利用“target0-target00＝0”，由于满足式5的条件，在实施方式2中，能够在1次的电容设定中完成校验。在实施方式1中，需要N次的电容设定，因此与之相比，能够在实施方式2中以1次的电容设定完成校验，因此能够进行快速的校验。

此外，即使在target0-target00不满足式5的条件的情况下，由于具有第一计数器(calcounter)601，因此与实施方式1的情况相同，若进行N次的电容设定则必然能够完成校验。

以上根据实施方式具体说明了本发明人所完成的发明，但本发明不限于此，当然能够在不脱离其要旨的范围内进行各种变更。

例如，图5的通道滤波器电路407不限于巴特沃斯，利用切比雪夫滤波器等具有任意特性的滤波器也能够在图1的滤波器截止频率自动调整电路412中自动调整截止频率。此外，图5的通道滤波器电路407不限于正反馈型低通电路，在双二阶滤波器等其他结构中，也能够在图1的滤波器截止频率自动调整电路中自动调整截止频率。

进而，由基准电压源形成的基准电压10是不依赖于温度和电源电压的直流电压VBG，但不限于此。例如，也可以通过电阻对电源电压进行分压而形成基准电压10，能够在电源电压几乎不变化的环境下，形成不依赖于温度和电源电压的基准电压10。

Claims (7)

1.一种截止频率自动调整电路，其特征在于，

包括：电压电流转换电路、充电电路、放电电路、具有多个静电电容的数字电容、进行输入到上述数字电容的电压与基准电压的对比的比较器、以及控制上述数字电容的电容控制电路，

上述数字电容通过开关与上述充电电路和上述放电电路连接，

上述开关和上述电容控制电路被输入复位信号，

上述数字电容中，上述多个静电电容的全部或者一部分通过开关切换而并联连接，

在上述复位信号为第一电平时，上述数字电容与上述放电电路连接，

在上述复位信号为第二电平时，上述数字电容与上述充电电路连接，

上述电容控制电路计量如下时间，该时间是从上述复位信号变为第二电平时开始，直到利用上述比较器检测出被输入到上述数字电容的电压高于上述基准电压为止的时间，并且上述电容控制电路在预定条件下反复进行基于该计量的结果、上述数字电容的目标值以及上述数字电容的当前值求出上述数字电容的下一设定值的处理，从而控制上述数字电容。

2.如权利要求1所述的截止频率自动调整电路，其特征在于，

上述电容控制电路包括：第一计数器、第二计数器、第一寄存器以及第二寄存器，

使用上述第二计数器计量如下时间，该时间是从上述复位信号变为第二电平时开始到利用上述比较器检测出被输入到上述数字电容的电压高于上述基准电压为止的时间，

在上述第一寄存器中设定有上述数字电容的目标值，

在上述第二寄存器中保持上述数字电容的下一设定值，

使用上述第一计数器，反复进行求出上述数字电容的下一设定值的处理。

3.如权利要求2所述的截止频率自动调整电路，其特征在于，

上述电容控制电路根据在上述比较器中的比较结果，控制上述数字电容以使上述数字电容的电位与上述基准电压的差值在预定的电位差以内。

4.如权利要求3所述的截止频率自动调整电路，其特征在于，

上述电容控制电路以上述数字电容的设定条件来设定通道滤波器电路内的数字电容。

5.如权利要求4所述的截止频率自动调整电路，其特征在于，

在将上述数字电容的最小电容步长设为ΔC，将用于在上述电压电流转换电路中使直流电压转换成电流的电阻设为R1时，上述电容控制电路与时钟信号同步地设定通道滤波器电路内的数字电容，上述时钟信号的频率被设定成大于1/(ΔC·R1)。

6.如权利要求4所述的截止频率自动调整电路，其特征在于，

与上述通道滤波器电路的多个截止频率对应的上述电容控制电路具有作为目标的多个目标值，存储利用与第一截止频率对应的第一目标值反复进行上述处理而得到的第一数字电容设定值，并存储通过利用与第二截止频率对应的第二目标值反复进行上述处理而得到的第二数字电容设定值，

在设定成第一截止频率时，通过上述电容控制电路使用上述第一数字电容设定值，在设定成第二截止频率时，通过上述电容控制电路使用上述第二数字电容设定值。

7.一种便携信息终端，其具有权利要求1所述的截止频率自动调整电路。

Images