CN102377389A - 包络线放大器 - Google Patents

包络线放大器 Download PDF

Info

Publication number
CN102377389A
CN102377389A CN2011102209520A CN201110220952A CN102377389A CN 102377389 A CN102377389 A CN 102377389A CN 2011102209520 A CN2011102209520 A CN 2011102209520A CN 201110220952 A CN201110220952 A CN 201110220952A CN 102377389 A CN102377389 A CN 102377389A
Authority
CN
China
Prior art keywords
mentioned
current
electric current
input
input terminal
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN2011102209520A
Other languages
English (en)
Inventor
本多悠里
高桥裕之
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
NEC Corp
Renesas Electronics Corp
Original Assignee
NEC Corp
Renesas Electronics Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by NEC Corp, Renesas Electronics Corp filed Critical NEC Corp
Publication of CN102377389A publication Critical patent/CN102377389A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
    • H03F1/0205—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers
    • H03F1/0211—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers with control of the supply voltage or current
    • H03F1/0216—Continuous control
    • H03F1/0222—Continuous control by using a signal derived from the input signal
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/189—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
    • H03F3/19—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/45—Differential amplifiers
    • H03F3/45071—Differential amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/45076—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier
    • H03F3/45179—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier using MOSFET transistors as the active amplifying circuit
    • H03F3/45183—Long tailed pairs
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/456—A scaled replica of a transistor being present in an amplifier
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
    • H03F2203/45—Indexing scheme relating to differential amplifiers
    • H03F2203/45644—Indexing scheme relating to differential amplifiers the LC comprising a cross coupling circuit, e.g. comprising two cross-coupled transistors

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Amplifiers (AREA)

Abstract

本发明提供一种简化电路结构且减小消耗电流的包络线放大器。该包络线放大器具备：放大器(206)，具有根据所输入的包络线信号的振幅而输出第一电流(Isense)的第一输出部(PMOS216、NMOS220)、和输出电流值与第一电流的电流值成比例且电流值的绝对值大于第一电流的电流值的第二电流(Imain)的第二输出部(PMOS218、NMOS222)；比较部(208a)，判断第一电流的电流值；以及输出部(210)，将根据比较部的判断结果而断续的电流经由电感器(228)与第二电流相加，并从输出端输出，将第一电流构成为不供给至输出部便终止。

Description

包络线放大器
技术领域
本发明涉及包络线放大器，特别涉及放大无线用调制信号中的包络线(envelope)信号的放大器。
背景技术
最近，随着无线通信的数据量的增加，采用较高数据传输率(datarate)的通信标准。例如，作为通信标准可以举出WCDMA(WidebandCode Division Multiple Access：宽带码分多址)、HSUPA(High SpeedUplink Packet Access：高速上行链路分组接入)、WLAN(Wireless LAN：无线局域网)、LTE(Long Term Evolution：长期演化)等，使用于这些通信标准的调制方式中的调制信号的包络线并不固定。具有不固定的包络线的调制信号的平均功率和最大功率的差、PAR或PAPR(Peak toAverage(Power)Ratio：峰均功率比)较大。对于放大该调制信号的放大器(RFPA：Radio Frequency Power Amplifier：射频功率放大器)要求较高线性度，以便在最大功率时其输出失真也能够满足所期望的标准。其结果，放大器具有较高线性度，然而在非最大功率的情况下，例如在平均功率下其功率效率下降。这种线性度和效率之间具有权衡关系(tradeoff)。
作为打破该权衡关系的方法，公开了使放大器的电源电压根据调制信号的包络线信号而变动的方法(例如，参照专利文献1、2)。
图18是专利文献2的图4中记载的包络线放大器的电路图。包络线放大器102由线性放大器106、一端与线性放大器106的输出端子连接的电阻114(Rsense)、将电阻114的两端电位作为输入电压的比较器108、和将比较器108的输出作为输入的开关放大器110构成，开关放大器110的输出和电阻114的另一端连接。
包络线放大器102向放大器104(RFPA)供给与包络线输入信号Venv成比例的电流Iout。放大器104通过根据输入调制信号RFin的包络线电压控制其电源电压Vout来改善功率效率。
包络线放大器102相对于包络线信号Venv如下地进行动作。电压跟随结构的线性放大器106生成与Venv对应的输出电压OPout，经由电阻114输出输出电压Vout。比较器108输入电阻114两端的电位而进行比较。开关放大器110输出与比较器108输出的比较结果对应的输出即Vout。
在这种结构中，如果线性放大器106的输出电流Isense超过一定值，则电阻114两端的电位差变大。若设比较器108的滞后电压为Vhys，而OPout-Vout＞Vhys，则比较器108的输出变成低电平，开关元件112的输出成为高电平。开关元件112的输出电压经由电感器128与输出电压Vout连接，从而开关电流Isw如下式逐渐增加。
L·dIsw/dt＝Vsw-Vout
如果开关电流Isw增加，则变成OPout＜Vout，这次来自开关放大器110的电流Isw的一部分流入线性放大器106。如果Vout-Opout＞Vhys，则比较器108的输出变成高电平。开关元件112的输出变成低电平，从而开关电流Isw逐渐减小。
由电阻114、比较器118、开关放大器110构成的如上的电路在理想上是效率100％的动作。另外，通过使线性放大器106的输出电流Isense相对于开关电流Isw充分小，包络线放大器102以高效率动作。
在此，例如，在用PWM型DCDC转换电路来实现该包络线放大器的情况下，由于其输出作为放大器104的电源电压被连接，因此开关噪声成为问题，从而必须将内部开关频率设定成较低。因此，与输出连接的低通滤波器的截止频率也变低，由此包络线信号Venv的频率也受到限制。
另一方面，如果是如图18所示的连接线性放大器106和开关放大器110的结构，则由开关元件112产生的依赖于内部开关频率的开关噪声被线性放大器106吸收。在此情况下，开关元件112和输出端子Vout之间只连接有电感器128，因此包络线信号Venv的频率不被限制。
如上所述，线性放大器106不仅产生成倍于输出电压的输出，而且还承担吸收来自开关放大器110的开关噪声的作用。在此情况下，连接在线性放大器106和输出电压Vout之间的电阻值必须充分小。但是，如果通过CMOS电路等来实现图18的电路，则难以使电阻114的电阻值在确保精度的情况下充分小，受到工艺偏差的影响较大。
因此，在专利文献2的图5中记载的包络线放大器中，如图19所示，将线性放大器206的输出级214分为两个。构成通过电压源224、226进行AB级动作的输出级的、PchMOS晶体管(以下，简称为PMOS)216、218各自的栅极相连接，相同地，构成输出级的NchMOS晶体管(以下，简称为NMOS)220、222各自的栅极也相连接。因此，由PMOS216和NMOS220构成的第一输出级(输出部)的输出电压VoutA、和由PMOS218和NMOS222构成的第二输出级(输出部)的输出电压Vout为几乎相同的值。因此，由PMOS218和NMOS222构成的输出级的输出电流Imain和由PMOS216和NMOS220构成的输出级的输出电流Isense的关系取决于输出级MOS晶体管的尺寸比n，成为Imain＝n·Isense。
在这种结构的包络线放大器202中，在图18中想要将电阻114的电阻值例如设为0.01ohm的情况下，在图19中通过使Isense的电流为Imain的1000分之1，电阻227的电阻值可以为10ohm。因此，容易通过CMOS电路来实现，并且在开关放大器210和去除开关放大器210的开关噪声的线性放大器206之间不加入电阻，从而与图18所示的电路结构相比可以高性能化。
【现有技术文献】
【专利文献】
【专利文献1】日本特表2003-533116号公报
【专利文献2】美国专利申请公开第2009/0289720号说明书
发明内容
发明要解决的问题
在本发明中给出以下的分析。
如果为如图19所示的电路结构，则能够避免电阻227必须是微小电阻值的限制。
如果考虑图19的比较器208的动作，则输入到比较器208的电阻227两端的电压根据包络线放大器202的输入信号而在GND至Vsupply范围内变化。
接着，说明通过仿真求出包络线放大器202的输入信号即VoutA、Vout等的波形的例子。图20(a)表示作为输入信号输入DC0.5V时的线性放大器206的主输出电流Imain和检测电流(sense current)Isense。已知：Isense相对于Imain为Imain＝n·Isense。图20(b)表示此时的线性放大器206的检测电流流路侧的输出电压VoutA和主电流流路侧的输出电压Vout、以及比较器208的输出电压Vcout。比较器208的滞后电压为200mV左右，因此Vcout为VoutA＞Vout+0.2V而成为高电平，VoutA＜Vout-0.2V而成为低电平，因此可知VoutA、Vout的平均电压与输入电压几乎相等。
图21(a)表示作为输入信号输入DC2.5V时的线性放大器206的主输出电流Imain和检测电流Isense。与图20(a)时相同，Isense相对于Imain为Imain＝n·Isense。另外，图21(b)是表示此时的线性放大器206的检测电流流路侧的输出电压VoutA和主电流流路侧的输出电压Vout、以及比较器208的输出电压Vcout。与图20(b)相同地，VoutA和Vout的平均电压与输入电压几乎相等。
将这种VoutA、Vout作为输入信号的比较器208需要在GND至Vsupply范围内保证稳定的滞后电压，并需要以由比较器208、开关放大器210以及电阻227构成的内部回路中的内部振荡频率进行动作。为了满足此，比较器208通过具有由PMOS输入电路和NMOS输入电路并列构成的输入级、即轨至轨(rail-to-rail)结构那样的输入级，以便能够实现保证较大的输入动作范围。
但是，具有像轨至轨结构这样的输入级的比较器需要NMOS输入电路和PMOS输入电路，因此电路变得复杂。另外，NMOS输入电路和PMOS输入电路各自需要电流源，因此为了具有与由单一的导电型晶体管结构的输入级构成的比较器相同的响应速度，因两个恒流源而使消耗电流变成约两倍。
用于解决问题的手段
本发明的一个侧面涉及的包络线放大器具备：放大器，该放大器具有第一输出部和第二输出部，所述第一输出部根据所输入的包络线信号的振幅而输出第一电流，所述第二输出部输出电流值与第一电流的电流值成比例且电流值的绝对值大于第一电流的电流值的第二电流；比较部，判断第一电流的电流值；以及输出部，将根据比较部的判断结果而断续的电流经由电感器与第二电流相加，并从输出端输出；将第一电流构成为不供给至输出部便终止。
本发明的另一侧面涉及的包络线放大器具备：放大器，根据所输入的包络线信号的振幅而输出输出电流；比较部，判断输出电流的电流值；输出部，将根据比较部的判断结果而断续的电流经由电感器与输出电流相加，并从输出端输出；以及运算部，求出包络线信号中的低频带部分和根据比较部的判断结果而二值化的信号的低频带部分的差分，运算部根据差分控制放大器、比较部、输出部的至少一个的输入输出特性。
发明效果
根据本发明，能够使电路结构变得简单，从而减小消耗电流。
附图说明
图1是本发明的第一实施例涉及的包络线放大器的电路图。
图2是本发明的第一实施例涉及的比较器的电路图的一例。
图3(a)、(b)是本发明的第一实施例涉及的包络线放大器中的各部分的时序图(1)。
图4(a)、(b)是本发明的第一实施例涉及的包络线放大器中的各部分的时序图(2)。
图5是本发明的第二实施例涉及的包络线放大器的电路图。
图6是本发明的第三实施例涉及的包络线放大器的电路图。
图7是本发明的第四实施例涉及的包络线放大器的电路图。
图8(a)、(b)是本发明的第四实施例涉及的包络线放大器中的各部分的时序图(1)。
图9(a)、(b)是本发明的第四实施例涉及的包络线放大器中的各部分的时序图(2)。
图10是本发明的第五实施例涉及的包络线放大器的电路图。
图11是本发明的第五实施例涉及的线性放大器的电路图的一例。
图12是本发明的第五实施例涉及的比较器的电路图的一例。
图13是本发明的第五实施例涉及的比较器的电路图的其他例。
图14是本发明的第五实施例涉及的开关放大器的电路图的一例。
图15是本发明的第五实施例涉及的包络线放大器中的各部分的时序图(1)。
图16是本发明的第五实施例涉及的包络线放大器中的各部分的时序图(2)。
图17(A)、(B)是表示本发明的开关放大器中的变形例的电路图。
图18是现有的第一包络线放大器的电路图。
图19是现有的第二包络线放大器的电路图。
图20(a)、(b)是现有的第二包络线放大器中的各部分的时序图(1)。
图21(a)、(b)是现有的第二包络线放大器中的各部分的时序图(2)。
附图标记说明
202a、202b、202c、202d、202e：包络线放大器(envelope amplifier)；
204：放大器；
206、206a、206b：线性放大器；
208a、208b、208c：比较器；
210、210a、210b、210c：开关放大器；
212、212a：差动电路；
214、214a：输出级；
216、218、250、251、900、902、904、906、908、910、926、930：PMOS；
220、222、912、914、916、920、922、928：NMOS；
224、226：电压源；
225、235、236：开关MOS；
227、231、232、241、242、243、244、252、253：电阻；
228：电感器；
228a：电感电路；
230、254、255：二极管；
260：控制电路；
262：运算电路；
264、266：低通滤波器；
272、918、918a、925：恒流源。
具体实施方式
本发明的实施方式涉及的包络线放大器具备：放大器(相当于图1的206)，该放大器具备根据输入的包络线信号的振幅而输出第一电流(图1的Isense)的第一输出部(相当于图1的216、220)、和输出电流值与第一电流的电流值成比例且电流值的绝对值大于第一电流的电流值的第二电流(图1的Imain)的第二输出部(相当于图1的218、222)；比较部(相当于图1的208a)，判断第一电流的电流值；以及输出部(相当于图1的210和电流相加功能)，将根据比较部的判断结果而断续的电流经由电感器(相当于图1的228)与第二电流相加，并从输出端输出。将第一电流构成为不提供到输出部便终止(terminate)。
在包络线放大器中也可以是，在比较部中将第一电流终止。
在包络线放大器中也可以是，比较部作为判断结果输出第一电流的电流值是否在一个方向上大于给定的阈值或在另一个方向上小于给定的阈值。
在包络线放大器中也可以是，比较部具备输入作为比较对象的两个电压的第一输入端子及第二输入端子、和连接在第一输入端子及第二输入端子之间的电阻元件(图6的227)，第一电流被供给至第一输入端子，给定的偏置电压(图6的Vb)被供给至第二输入端子。
在包络线放大器中也可以是，比较部具备：输入作为比较对象的两个电压的第一输入端子以及第二输入端子；连接于第一输入端子以及第二输入端子之间的第一电阻元件(图5的227)；连接于第一电源和第二输入端子之间的第二电阻元件(图5的231)；以及连接于第二电源和第二输入端子之间的第二电阻元件(图5的232)，并且对第一输入端子供给第一电流。
在包络线放大器中也可以是，比较部具备：输入作为比较对象的两个电压的第一输入端子以及第二输入端子；连接于第一电源和第一输入端子之间的第一电阻元件(图1的241)；连接于第二电源和第一输入端子之间的第二电阻元件(图1的242)；连接于第一电源和第二输入端子之间的第三电阻元件(图1的243)；以及连接于第二电源和第二输入端子之间的第四电阻元件(图1的244)，并且对第一输入端子供给第一电流。
在包络线放大器中也可以是，比较器具备：输入作为比较对象的两个电压的第一输入端子以及第二输入端子；一端连接于第一输入端子的第一终端电路(termination circuit，图7的252、254)；以及一端连接于第二输入端子的第二终端电路(图7的253、255)，对第一输入端子供给一个方向的第一电流，对第二输入端子供给另一个方向的第一电流。
在包络线放大器中也可以是，第一终端电路以及第二终端电路各自均由电阻元件以及二极管的串联电路构成。
根据如上所述的包络线放大器，第一电流不供给至输出部便终止，因此判断第一电流的电流值的比较部的输入电压的变动幅度较窄。因此，不需要将比较部的输入级构成为轨至轨结构这样的电路结构，可以为由单一导电型晶体管构成的输入级，从而比较部中的电路结构变得简单化，消耗电流降低。
另外，本发明的其他实施方式涉及的包络线放大器具备：根据输入的包络线信号的振幅而输出输出电流的放大器(图10的206b)；判断输出电流的电流值的比较部(图10的208b)；将根据比较部的判断结果而断续的电流经由电感器(图10的228a)与输入电流相加并从输出端输出的输出部(相当于图10的210a和电流相加功能)；以及求出包络线信号中的低频带部分和根据比较部的判断结果而二值化的信号的低频带部分的差分的运算部(图10的262)，运算部根据差分控制放大器、比较部、输出部中至少一个中的输入输出特性。
在包络线放大器中也可以是，放大器根据差分控制放大器中的电源电流的电流值。
在包络线放大器中也可以是，比较部根据差分控制比较部中的电源电流的电流值。
在包络线放大器中也可以是，输出部根据差分控制电感器的电感。
在包络线放大器中也可以是：放大器作为输出电流输出第一电流以及电流值与第一电流的电流值成比例且电流值的绝对值大于第一电流的电流值的第二电流，比较部判断第一电流的电流值，输出部将根据比较部的判断结果而断续的电流经由电感器与第二电流相加并从输出端输出，将第一电流构成为不供给至输出部便终止。
在包络线放大器中也可以是，在比较部中将第一电流终止。
在包络线放大器中也可以是，比较部作为判断结果输出第一电流的电流值是否在一个方向上大于给定的阈值或在另一个方向上低于给定的阈值。
在包络线放大器中也可以是：比较部具备：输入作为比较对象的两个电压的第一输入端子以及第二输入端子；和连接于第一输入端子以及第二输入端子之间的电阻元件，对第一输入端子供给第一电流，对第二输入端子供给给定的偏置电压。
在包络线放大器中也可以是：比较部具备：输入作为比较对象的两个电压的第一输入端子以及第二输入端子；连接于第一输入端子以及第二输入端子之间的第一电阻元件；连接于第一电源和第二输入端子之间的第二电阻元件；以及连接于第二电源和第二输入端子之间的第三电阻元件，对第一输入端子供给第一电流。
在包络线放大器中也可以是：比较部具备：输入作为比较对象的两个电压的第一输入端子以及第二输入端子；连接于第一电源和第一输入端子之间的第一电阻元件；连接于第二电源和第一输入端子之间的第二电阻元件；连接于第一电源和第二输入端子之间的第三电阻元件；以及连接于第二电源和第二输入端子之间的第四电阻元件，对第一输入端子供给第一电流。
在包络线放大器中也可以是：比较部具备：输入作为比较对象的两个电压的第一输入端子以及第二输入端子；一端连接于第一输入端子的第一终端电路；一端连接于第二输入端子的第二终端电路，对第一输入端子供给一个方向的第一电流，对第二输入端子供给另一个方向的第一电流。
在包络线放大器中也可以是：第一终端电路以及第二终端电路各自均由电阻元件以及二极管的串联电路构成。
根据如上所述的其他方式的包络线放大器，能够改善在输出部的负载侧的阻抗变高时的效率，并且能够抑制因负载侧的阻抗的变动而产生的内部振荡频率的变动。
下面，参照附图详细说明实施例。
【第一实施例】
图1是本发明的第一实施例涉及的包络线放大器的电路图。在图1中，与图19相同的附图标记表示相同物，省略对其说明。图1的包络线放大器202a相对于图19的包络线放大器202，替代具有轨至轨结构的输入级的比较器208，而具备具有单一导电型晶体管结构的输入级的比较器208a。另外，不同点在于：废除电阻227，并将比较器208a的第一输入端子即连接点P1与电阻241、242各自的一端连接。再有，不同点在于：比较器208a的第二输入端子即连接点P2与电阻243、244各自的一端连接。电阻241、243各自的另一端与Vsupply连接，电阻242、244各自的另一端与GND连接。
包络线放大器202a，与图19相同地，电压跟随连接的线性放大器206生成与输入信号Venv对应的输出电压Vout，并且将线性放大器206的输出级分离成两个，将通过与差动电路212的输出端子连接的电压源224、226而进行AB级动作的PMOS218、NMOS222的漏极与输出端子Vout连接，将与输出端PMOS218、NMOS222分别形成镜像结构的PMOS216、NMOS222的漏极与输出端子VoutA连接。
输出端子VoutA与连接于电源Vsupply和GND之间的电阻241以及电阻242的连接点连接，比较器208将该连接点和与电阻241及电阻242设定成相同的电阻比的电阻243及电阻244的连接点作为比较输入。
PMOS216和NMOS220的漏极电压与图19的电路情况不同，不同于PMOS218和NMOS222的漏极电压。但是，因漏极电压不同引起的电流变化很微小，不会对电路动作产生较大影响。比较器208a的输出变成高电平、低电平的二值而输入到开关放大器210，开关放大器210的输出与输出端子Vout连接。
图2是比较器208a的电路图的一例。比较器208a具备：PMOS900、902、904、906、908、910、NMOS912、914、916、920、恒流源918。NMOS914、916构成差动对，将各自的栅极连接在作为比较输入的输入端子VinM、VinP上，且将源极共同经由恒流源918而接地。
将源极与电源Vsupply连接而二极管连接的PMOS902，将漏极连接在PMOS900的栅极、PMOS904的漏极、PMOS906的栅极、NMOS914的漏极上。将源极与电源Vsupply连接而二极管连接的PMOS908，将漏极连接在PMOS910的栅极、PMOS906的漏极、PMOS904的栅极、NMOS916的漏极上。PMOS900将源极连接在电源Vsupply上，将漏极连接在NMOS912的漏极以及栅极、NMOS920的栅极上。NMOS912的源极、NMOS920的源极接地。PMOS910将源极连接在Vsupply上，将漏极连接在NMOS920的漏极以及输出端子Vcout上。
如上结构的比较器208a为关于比较动作具有滞后电压的比较器，比较输入端子VinM、VinP的电压，将比较结果从输出端子Vcout输出。比较器208a在驱动开关MOS225时，如果驱动能力不足，则可以加大PMOS910、NMOS920的尺寸，或者设置未图示的缓冲器而经由缓冲器驱动开关MOS225的栅极。
包络线放大器202a的基本动作与图19的情况相同。电压跟随连接的线性放大器206将与输入信号Venv相同的信号输出到输出端子VoutA、Vout。电源启动时，比较器208a的输出电压变成高电平，开关MOS225的输出端子Vsw变成0V。因此，对输出端子Vout的电流供给主要从线性放大器206进行。如果从线性放大器206向输出端子的电流Imian变大，则与此成比例的电流从线性放大器206的输出端子VoutA流动，电阻242的电位差变高。因此，电压VoutA变得高于由电阻241和242的分压比决定的初始电压。
再有，如果电压VoutA变成高于在由电阻243和电阻244的分压比决定的电位上加上比较器208a的滞后电压的电压，则比较器208a的输出电压Vcout变成低电平。其结果，开关MOS225接通，输出端子Vsw的电压变成高电平。由此，经由电感器228流动的电流Isw逐渐变大。设负载电流Iout恒定，则根据Iout＝Isw+Imain，来自线性放大器206的电流Imain逐渐变小。如果电流Imain变成负，则线性放大器206的检测电流Isense也同样地变成负，VoutA的电压变成小于由电阻241和242的分压比决定的初始电压。
如果VoutA变成小于从由电阻243和电阻244的分压比决定的电位减去比较器208a的滞后电压的电压，则这次比较器208a的输出变成高电平，开关MOS225断开。由此，流过电感器228的电流Isw逐渐减小。通过电流Isw逐渐减小，来自线性放大器206的电流Imain逐渐增加，从VoutA流动的检测电流Isense也变大。另外，VoutA的电压变成大于由电阻241和242的分压比决定的初始电压，比较器208a的输出变成低电平。
在图3、图4中示出通过仿真表示了上述动作的各部分的时序图。图3(a)表示作为输入信号输入DC0.5V时的、从线性放大器206的由PMOS218、NMOS222构成的输出级供给的主电流Imain和与主电流Imain的镜像电流即Isense对应的IR1、IR2。IR1、IR2的振幅相对于Imain变成Imain＝n·Isense。
图3(b)表示作为输入信号输入DC0.5V时的、比较器208a的输出电压Vcout和电阻241、242的分压电压VoutA以及电阻243、244的分压电压VoutB。相对于VoutB恒定，VoutA则是根据Imain电流的增减而电压发生变化。若设比较器208a的滞后电压为Vhys，则VoutA＝VoutB+Vhys，Vcout变成低电平，VoutA＝VoutB-Vhys，Vcout变成高电平。
图4(a)表示作为输入信号输入DC2.5V时的、从线性放大器206的由PMOS218、NMOS222构成的输出级供给的主电流Imain和与主电流Imain的镜像电流即Isense对应的IR1、IR2。与图3(a)同样，电流IR1、IR2的振幅相对于Imain变成Imain＝n·Isense。
图4(b)表示作为输入信号输入DC2.5V时的比较器208的输出电压Vcout和电阻241、242的分压电压VoutA以及电阻243、244的分压电压VoutB。与图3(b)同样，如果VoutA＝VoutB+Vhys，则比较器208a的输出电压Vcout变成低电平，如果VoutA＝VoutB-Vhys，则比较器208a的输出电压Vcout变成高电平。因此，比较器208a的动作本身与图19的情况几乎没有改变，便能够使比较器208a的输入信号的DC电平基本恒定。
由线性放大器206、电阻241～244、比较器208a、开关放大器210构成的回路如上所述地重复动作。通过这种动作，包络线放大器202a的驱动电流、即成为放大器204的电源电流的Iout的大部分，从开关放大器210供给，剩余部分从线性放大器206供给，由此能够实现高效率的放大器。另外，由开关放大器210输出的开关噪声流过线性放大器206，从而开关噪声也被降低。
根据以上的包络线放大器，比较器208a的输入电压的平均值与包络线放大器202a的输入信号Venv无关而基本恒定。因此，能够将比较器208a简化成图2所示的单一导电型晶体管的输出级的结构，并且能够减少比较器208a的消耗电流。
【第二实施例】
图5是本发明的第二实施例涉及的包络线放大器的电路图。在图5中，与图1相同的附图标记表示相同物，省略对其说明。图5的包络线放大器202b相对于图1的包络线放大器202a的不同点在于，废除了电阻241、242，在比较器208a的第一输入端子、第二输入端子即连接点P1、P2之间具备电阻227。此外，电阻231、232分别与图1的电阻243、244相同地连接。
这种结构的包络线放大器202b与第一实施例的包络线放大器202a同样地动作，能够简化比较器208a的电路结构，从而能够降低比较器208a中的消耗电流。另外，由于不存在从Vsupply向GND流过电流的图1的电阻241、242，因此能够进一步降低消耗电流。
【第三实施例】
图6是本发明的第三实施例涉及的包络线放大器的电路图。在图6中，与图5相同的附图标记表示相同物，省略对其说明。图6的包络线放大器202c相对于图5的包络线放大器202b的不同点在于，废除了电阻243、244，比较器208a的第二输入端子即连接点P2连接到偏置电压Vb。此外，偏置电压Vb相当于图1的连接点P2的电压。
这种结构的包络线放大器202c与第一实施例的包络线放大器202a同样地动作，能够简化比较器208a的电路结构，能够降低比较器208a中的消耗电流。另外，由于不存在从Vsupply向GND流过电流的图1的电阻241～244，因此能够进一步降低消耗电流。
【第四实施例】
图7是本发明的第四实施例涉及的包络线放大器的电路图。在图7中，与图1相同的附图标记表示相同物，省略对其说明。图7的包络线放大器202d相对于图1的包络线放大器202a的不同点在于，废除了电阻241～244，替代线性放大器206而具备线性放大器206a，并将比较器208a的第一输入端子、第二输入端子连接在线性放大器206a上。
线性放大器206a与图1的线性放大器206相比有关输出级214的结构不同，其在输出级214a具备PMOS250、251、电阻252、253、二极管254、255。
PMOS216和PMOS218分别共同连接栅极、源极，在PMOS216的漏极上连接电阻252、二极管254的串联连接电路。NMOS220和NMOS222分别共同连接栅极、源极，在NMOS220的漏极上连接PMOS250的栅极以及漏极、PMOS251的栅极。PMOS251和PMOS250分别共同连接栅极、源极，在PMOS251的漏极上连接电阻253、二极管255的串联连接电路。比较器208a将PMOS216的漏极和PMOS251的漏极连接在各输入端子上。在此，二极管254、255起到基于正方向电压的电位调节的作用。另外，PMOS250、251为相同尺寸。
与图1的情况相同，关于从连接在输出端子Vout的线性放大器206a的输出级供给的主电流Imain，例如，在主电流Imain从线性放大器206a的输入级流出的情况下(Imain≥0)，该电流经由PMOS218而流动。PMOS216与PMOS218构成电流镜，因此流过PMOS216的电流IsenseP变成与Imain成比例的电流。通过该电流IsenseP流过成为终端电路的电阻252、二极管254的串联连接电路，PMOS216的漏极电压VoutA确定，VoutA与Imain成比例地增加。
在主电流Imain流入到线性放大器206a的输出级的情况下(Imain≤0)，该电流经由NMOS222流动。NMOS220和NMOS222构成电流镜，因此流过NMOS220的电流IsenseM变成与Imain成比例的电流。流过NMOS220的电流IsenseM通过连接在NMOS220的漏极上的PMOS250、251的电流镜结构，返回到PMOS251。通过该电流IsenseM流过成为终端电路的电阻253、二极管255的串联连接电路，PMOS251的漏极电压VoutB确定，VoutB与Imain成比例地增加。
另外，通过在线性放大器206a的输出级即PMOS218、NMOS222流过的稳态电流的镜像电流流过PMOS216、NMOS220，流过PMOS216的电流Isense与流过PMOS251的电流IsenseM相等，VoutA、VoutB的初始值通过这些电流流过电阻252、二极管254的串联连接电路、以及电阻253、二极管255的串联连接电路而决定。
根据上述电路结构，根据线性放大器206a的输出级的PMOS218、NMOS222的输出电流Imain，比较器208a的输入电压VoutA、VoutB变化，从而变成与图1相同的动作。
另外，此时，在由PMOS216、NMOS220、PMOS250、251、电阻252、253、二极管254、255构成的电路流过的稳态电流，为PMOS218、NMOS222的稳态电流的镜像电流，与图1相比能够降低消耗电流。
在图8、图9中示出通过仿真表示上述动作的各部分的时序图。图8(a)表示作为输入信号输入DC0.5V时的线性放大器206的主电流Imain、流过PMOS216的检测电流IsenseP、流过PMOS251的检测电流IsenseM。如果电流Imain增加，则电流IsenseP增加，电流IsenseM减少。
图8(b)表示作为输入信号输入DC0.5V时的比较器208a的输出电压Vcout、比较器208a的输入电压VoutA、VoutB。将比较器208a的滞后电压设为Vhys，如果VoutA＝VoutB+Vhys，则比较器208a的输出Vcout变成高电平，开关放大器210的输出也变成高电平。因此，线性放大器206a的输出电流Imain逐渐减少，电流IsenseP减少，电流IsenseM增加，VoutA减少，VoutB增加。
如果VoutA＝VoutB-Vhys，则Vcout变成低电平，开关放大器210的输出也变成低电平。因此，线性放大器206a的输出电流Imain逐渐增加，电流IsenseP增加，电流IsenseM减少，VoutA增加，VoutB减少。如果VoutA＝VoutB+Vhys，则Vcout变成高电平。重复以上的动作。
图9(a)表示作为输入信号输入DC2.5V时的线性放大器206a的主电流Imain、流过PMOS216的检测电流IsenseP、流过PMOS251的检测电流IsenseM。与图8(a)同样，如果线性放大器206a的输出电流Imain增加，则电流IsenseP增加，电流IsenseM减少。图8(b)表示作为输入信号输入DC2.5V时的比较器208a的输出电压Vcout、和比较器208a的输入电压VoutA、VoutB。
根据如上的包络线放大器202d，与第一实施例相比能够降低消耗电流。
【第五实施例】
图18所示的包络线放大器102中的电路的消耗电流涉及的因素可以举出线性放大器106的内部消耗电流、比较器108的消耗电流、因开关动作而产生的开关放大器110的开关损耗。
在此，考虑包络线放大器102的输出电压Vout的脉动电压Vout_ripple。如果将线性放大器106的输出阻抗设为Zout，将从输出端子Vout看到的放大器104的阻抗设为RLoad，将通过开关放大器110内的电感器128的、开关电流Isw的脉动电流设为Isw_ripple，则脉动电压Vout_ripple可以由以下式表示。
Vout_ripple＝Isw_ripple·(Zout‖RLoad)
Zout＝Rout/(1+βA)
其中，Rout：线性放大器106的输出级的输出阻抗；β：反馈常数；A：增益。
从上述式可知：为了降低输出电压Vout的脉动，只要降低Isw_ripple或降低线性放大器106的输出阻抗即可。
为了降低Isw_ripple，需要增加由线性放大器106、比较器108、开关放大器110构成的内部回路中的内部振荡频率。另外，为了降低线性放大器106的输出阻抗，需要加大线性放大器106的输出级的元件尺寸或增加增益。
首先，在增加内部振荡频率的情况下，开关放大器110中的开关损耗增加是显而易见的。另一方面，如果加大线性放大器106的输出级元件的尺寸，则线性放大器106的频带变窄，因此加大输出级元件的尺寸是有限度的。另外，为了加大线性放大器106的增益，需要加大线性放大器106的内部消耗电流。不管是哪一种情况，都增加消耗电流，因此消耗电流和输出电压的脉冲存在权衡关系。
在此，考虑从包络线放大器102的输出端子Vout看到的放大器104的阻抗Rload变化的情况，为了满足输出电压的脉动，需要根据该阻抗Rlaod最小时来设计包络线放大器102。在此情况下，如果从输出端子Vout看到的放大器104的阻抗Rload变大，则包络线放大器102的效率下降。另外，在从输出端子Vout看到的放大器104的阻抗Rload变大的情况下，由线性放大器106、比较器108、开关放大器110构成的内部回路中的内部振荡频率变动。
本发明的第五实施例是用于解决这种问题的包络线放大器(envelope amplifier)。在此，以图1为基础说明其变形部分，也可以以图5～图7、图17、图19为基础，适用于这些。
图10是本发明的第五实施例涉及的包络线放大器的电路图。在图10中，与图1相同的附图标记表示相同物，省略对其说明。图10的包络线放大器202e相对于图1的包络线放大器202a，具备控制电路260，替代线性放大器206、比较器208a、开关放大器210而分别具备线性放大器206b、比较器208b、开关放大器210a。控制电路260具备运算电路262、低通滤波器264、266。
低通滤波器264输入包络线放大器202e的输入信号Venv，去除高频成分，得到DC电压并输出到运算电路262。低通滤波器266输入比较器208a的输出Vcout，除去高频成分，得到DC电压并输出到运算电路262。运算电路262输入这两个DC电压而求出差分，将输出电压Vadj输出到线性放大器206b、比较器208b、开关放大器210a的控制端子。
图11是线性放大器206b的电路图的一例。线性放大器206b相对于图1的线性放大器206，替代差动电路212而具备差动电路212a。差动电路212a将电源端子连接在Vsupply上，将GND端子经由具有基于运算电路262的输出电压Vadj的电流调节功能的恒流源272接地。
图12是比较器208b的电路图的一例。在图12中，与图2相同的附图标记表示相同物，省略对其说明。比较器208b代替图2的比较器208a中的恒流源918而具备恒流源918a，该恒流源918a具有基于运算电路262的输出电压Vadj的电流调节功能。
图13是比较器208c的电路图的另一例。在图13中，与图12相同的附图标记表示相同物，省略对其说明。比较器208c在图12的比较器208b的基础上还具备PMOS926、930、NMOS922、928、具有基于输出电压Vadj的电流调节功能的恒流源924。
PMOS926将源极连接在电源Vsupply上，将栅极连接在NMOS916的漏极上，将漏极连接在NMOS928的漏极、NMOS922的栅极上。NMOS928为二极管连接，源极接地。PMOS930将源极连接在电源Vsupply上，将栅极连接在NMOS914的漏极上，将漏极连接在NMOS922的漏极上。NMOS922将源极接地。PMOS904与图12的PMOS904不同，将栅极连接在PMOS930的漏极上，将源极与PMOS906的源极一起经由恒流源924而连接在电源Vsupply上。PMOS906与图12的PMOS906不同，将栅极连接在PMOS910的漏极上。
如上结构的比较器208c通过输出电压Vadj来控制恒流源918a、924的电流值，从而调节滞后宽度、延迟。
另外，在图12中，为了使电路具有滞后，将PMOS904、906连接成相对于根据VinM、VinP的电位而电流值接通/截止的PMOS902、908的电流值成为电流镜。例如，VinM为高电平，VinP为低电平时，PMOS902接通。由此，PMOS906的栅极电位变成使PMOS906接通的电位。从该状态，VinP变成接通时，NMOS916的漏极电位由PMOS906的接通电阻(与VinM为高电平时流过PMOS902的电流值对应的电阻)、PMOS908的接通电阻、NMOS916的接通电阻决定。
接着，如果考虑VinP截止时的情况，则这次NMOS916的漏极电位由PMOS908的接通电阻、NMOS916的接通电阻决定。通过该差异而产生滞后宽度。
由此，PMOS904、906的电流值(接通电阻值)，通过使其尺寸与PMOS902、908相比较大，能够调节滞后宽度。但是，如果该尺寸过大，则整个电路的响应速度因PMOS904、906的栅极、漏极、源极之间的电容而变慢。因此，为了能够调节滞后宽度且不降低响应速度，需要进一步加大PMOS904、906的栅极电位的变化(例如像VDD/GND那样)而降低接通阻抗值。
在图13中，基于上述考虑，在图12的基础上，将PMOS930、NMOS922、PMOS926、NMOS928与PMOS910、NMOS920、PMOS900、NMOS912对称地配置，将Vcout的反转输出设定在PMOS930、NMOS922的漏极端子之间的连接点上。该Vcout和其反转输出根据VinP、VinM的电位而高/低(VDD/GND)变化，因此能够使用该电位控制PMOS904、906的栅极电位。
例如，PMOS906的栅极电位为0V，在PMOS906的接通电阻充分小的情况下，决定NMOS916的漏极电位的是PMOS908、NMOS916的接通电阻以及恒流源924的电流值。因此，通过改变恒流源924的电流值，能够调节整个电路的滞后宽度。
图14是开关放大器210a的电路图的一例。在图14中，与图1相同的附图标记表示相同物，省略对其说明。开关放大器210a代替图1的开关放大器210中的电感器228而具备电感电路228a，该电感电路228a能够根据运算电路262的输出电压Vadj而选择电感。电感电路228a也可以构成为能够根据与电压Vadj对应的数字信号来选择性地连接多个电感器。
接着，说明图10的包络线放大器202e的动作。比较器208b的输出电压Vcout为H/L的数字信号。另外，由于由比较器208b、开关放大器210a、线性放大器206b构成的内部电路具有负反馈，因此控制比较器208b的输出电压Vcout的占空比以补偿因开关MOS225的接通电阻引起的电压下降量。由此，比较器208b的输出电压的占空比由开关MOS225的接通电阻和从包络线放大器202e看到的放大器204的阻抗Rload之比决定。即，通过从将比较器208b的输出电压Vcout进行了平均的电压Vcouta减去将输入信号Venv进行了平均的电压，而能够知道因开关MOS225的接通电阻引起的电压下降量Vdrop。若将开关MOS225的接通电阻设为Ron，则Vdrop由以下式来表示。
Vdrop＝Vcouta*Ron/(RLoad+Ron)
在上述式中，如果RLoad的值增加，则Vdrop减小，如果RLoad的值减小，则Vdrop增加。比较器208b的输出电压Vcout由低通滤波器266平均化，输入信号Venv由低通滤波器264平均化。运算电路262求出平均化的两个信号的差分值并进行放大而成为输出电压Vadi，控制线性放大器206b的消耗电流和增益、比较器208b的消耗电流、滞后电压宽度、延迟、开关放大器210a内的电感电路228a的电感。
作为上述仿真结果的例子，图15表示输入输入信号2.5VDC、Rload＝5ohm时的Vcout的波形、低通滤波器266的输出即Vcout_ave的波形、低通滤波器264的输出即Venv_ave的波形。另外，图16表示输入输入信号2.5VDC、Rload＝50ohm时的Vcout的波形、低通滤波器266的输出即Vcout_ave的波形、低通滤波器264的输出即Venv_ave的波形。
在Rload较小的情况下，由于Iout电流变大，因此开关MOS225中的电压下降变大，为了对其补偿，比较器208b的输出电压Vcout的高电平的占空比变大，低通滤波器266的输出电压Vcout_ave变高。
例如，在从该包络线放大器202e的输出端子Vout看到的放大器204的阻抗Rload变大的情况下，因开关MOS225的接通电阻引起的电压下降量Vdrop减少，由此运算电路262的输出电压变化而控制线性放大器206b、比较器208b、电感电路228a。
根据前面的Vout_ripple＝Isw_ripple·(Zout‖RLoad)式，关于线性放大器206b，在RLoad增加时，即使输出阻抗Zout增加也没有问题，因此，能够降低增益而减小动作电流。因此，如果将Zout的增加量抑制在使Rload的增加之后的(Zout‖RLoad)比RLoad增加之前的状态的(Zout‖RLoad)小的程度，则关于Isw_ripple即使增加也没有问题。由此，能够降低由线性放大器206b、比较器208b、开关放大器210a构成的内部回路中的内部振荡频率。为了降低内部振荡频率，只要加大比较器208b的滞后电压、或加大电感电路228a的电感即可，通过包络线放大器202e的输入信号Venv的振幅、频率，适当改变比较器208b的滞后电压以及电感电路228a的电感。
由此，如果内部振荡频率下降，则能够加大比较器208b的延迟。因此，能够降低比较器208b的动作电流，并且能够降低开关MOS225的开关损耗。
包络线放大器202e如上进行动作，通过使用将比较器208b的输出电压Vcout以及输入信号Venv作为输入的控制电路260，能够改善在从包络线放大器202e的输出端子Vout看到的放大器204的阻抗Rload变高的情况下的效率。再有，能够抑制因Rload的变动而产生的内部振荡频率的变动。
此外，图1、图5、图6、图7、图10、图14中的开关放大器210(210a)由开关MOS225、二极管230、电感器228(电感电路228a)构成，但可以将开关MOS225以及二极管230替换为进行同等动作的其他结构。例如，在图17(A)所示的开关放大器210b中，将二极管230替换为n型的开关MOS235，并使其起到将开关MOS235的栅极与开关MOS225的栅极共同连接的D级放大器的作用。另外，在如图17(B)所示开关放大器210c中，将p型开关MOS225替换成将漏极与Vsupply连接且将源极与电感器228连接的n型开关MOS236，并且替换比较器208a的输入端。即，也可以用与比较器208a驱动开关MOS225的情况反相的输出信号(/Vcout)来驱动开关MOS236。
此外，通过引用将上述专利文献等的各公开来引入到本说明书中。在本发明的所有公开(包括权利要求)的框架内，进一步根据其基本技术思想而可以进行实施方式以及实施例的变更和调节。另外，在本发明的权利要求的范围内可以进行各种公开要素的多种组合以及选择。即，本发明当然包括本领域技术人员能够根据包括权利要求在内的所有公开、技术思想做出的各种变形、修改。

Claims (20)

1.一种包络线放大器，其特征在于，
具备：放大器，该放大器具有第一输出部和第二输出部，所述第一输出部根据所输入的包络线信号的振幅而输出第一电流，所述第二输出部输出电流值与上述第一电流的电流值成比例且电流值的绝对值大于上述第一电流的电流值的第二电流；
比较部，判断上述第一电流的电流值；以及
输出部，将根据上述比较部的判断结果而断续的电流经由电感器与上述第二电流相加，并从输出端输出，
将上述第一电流构成为不供给至上述输出部便终止。
2.根据权利要求1所述的包络线放大器，其特征在于，在上述比较部中将上述第一电流终止。
3.根据权利要求1或2所述的包络线放大器，其特征在于，上述比较部作为判断结果输出上述第一电流的电流值是否在一个方向上大于给定的阈值或在另一个方向上低于给定的阈值。
4.根据权利要求2所述的包络线放大器，其特征在于，
上述比较部具备：第一输入端子以及第二输入端子，输入作为比较对象的两个电压；以及
电阻元件，连接在上述第一输入端子以及第二输入端子之间，
上述第一电流被供给至上述第一输入端子，给定的偏置电压被供给至上述第二输入端子。
5.根据权利要求2所述的包络线放大器，其特征在于，
上述比较部具备：第一输入端子以及第二输入端子，输入作为比较对象的两个电压；
第一电阻元件，连接在上述第一输入端子以及第二输入端子之间；
第二电阻元件，连接在第一电源和上述第二输入端子之间；以及
第三电阻元件，连接在第二电源和上述第二输入端子之间，
上述第一电流被供给至上述第一输入端子。
6.根据权利要求2所述的包络线放大器，其特征在于，
上述比较部具备：第一输入端子以及第二输入端子，输入作为比较对象的两个电压；
第一电阻元件，连接在第一电源和上述第一输入端子之间；
第二电阻元件，连接在第二电源和上述第一输入端子之间；
第三电阻元件，连接在上述第一电源和上述第二输入端子之间；以及
第四电阻元件，连接在上述第二电源和上述第二输入端子之间，
上述第一电流被供给至上述第一输入端子。
7.根据权利要求3所述的包络线放大器，其特征在于，
上述比较部具备：第一输入端子以及第二输入端子，输入作为比较对象的两个电压；
第一终端电路，一端连接于上述第一输入端子；以及
第二终端电路，一端连接于上述第二输入端子，
一个方向的上述第一电流被供给至上述第一输入端子，另一个方向的上述第一电流被供给至上述第二输入端子。
8.根据权利要求7所述的包络线放大器，其特征在于，
上述第一终端电路以及上述第二终端电路各自均由电阻元件以及二极管的串联电路构成。
9.一种包络线放大器，其特征在于，
具备：放大器，根据所输入的包络线信号的振幅而输出输出电流；
比较部，判断上述输出电流的电流值；
输出部，将根据上述比较部的判断结果而断续的电流经由电感器与上述输出电流相加，并从输出端输出；以及
运算部，求出上述包络线信号中的低频带部分和根据上述比较部的判断结果而二值化的信号的低频带部分的差分，
上述运算部根据上述差分控制上述放大器、上述比较部、上述输出部的至少一个的输入输出特性。
10.根据权利要求9所述的包络线放大器，其特征在于，上述放大器根据上述差分控制上述放大器中的电源电流的电流值。
11.根据权利要求9所述的包络线放大器，其特征在于，上述比较部根据上述差分控制上述比较部中的电源电流的电流值。
12.根据权利要求9所述的包络线放大器，其特征在于，上述输出部根据上述差分控制上述电感器的电感。
13.根据权利要求9所述的包络线放大器，其特征在于，
上述放大器作为上述输出电流，输出第一电流以及电流值与上述第一电流的电流值成比例且电流值的绝对值大于上述第一电流的电流值的第二电流，
上述比较部判断上述第一电流的电流值，
上述输出部将根据上述比较部的判断结果而断续的电流经由上述电感器与上述第二电流相加，并从输出端输出，
将上述第一电流构成为不供给至上述输出部便终止。
14.根据权利要求9所述的包络线放大器，其特征在于，在上述比较部中将上述第一电流终止。
15.根据权利要求9所述的包络线放大器，其特征在于，上述比较部作为判断结果输出上述第一电流的电流值是否在一个方向上大于给定的阈值或在另一个方向上小于给定的阈值。
16.根据权利要求9所述的包络线放大器，其特征在于，
上述比较部具备：第一输入端子以及第二输入端子，输入作为比较对象的两个电压；以及
电阻元件，连接在上述第一输入端子以及第二输入端子之间，
上述第一电流被供给至上述第一输入端子，给定的偏置电压被供给至上述第二输入端子。
17.根据权利要求9所述的包络线放大器，其特征在于，
上述比较部具备：第一输入端子以及第二输入端子，输入作为比较对象的两个电压；
第一电阻元件，连接在上述第一输入端子以及上述第二输入端子之间；
第二电阻元件，连接在第一电源和上述第二输入端子之间；以及
第三电阻元件，连接在第二电源和上述第二输入端子之间，
上述第一电流被供给至上述第一输入端子。
18.根据权利要求9所述的包络线放大器，其特征在于，
上述比较部具备：第一输入端子以及第二输入端子，输入作为比较对象的两个电压；
第一电阻元件，连接在第一电源和上述第一输入端子之间；
第二电阻元件，连接在第二电源和上述第一输入端子之间；
第三电阻元件，连接在上述第一电源和上述第二输入端子之间；以及
第四电阻元件，连接在上述第二电源和上述第二输入端子之间；
上述第一电流被供给至上述第一输入端子。
19.根据权利要求9所述的包络线放大器，其特征在于，
上述比较部具备：第一输入端子以及第二输入端子，输入作为比较对象的两个电压；
第一终端电路，一端连接于上述第一输入端子；以及
第二终端电路，一端连接于上述第二输入端子，
一个方向的上述第一电流被供给至上述第一输入端子，另一个方向的上述第一电流被供给至上述第二输入端子。
20.根据权利要求19所述的包络线放大器，其特征在于，上述第一终端电路以及上述第二终端电路各自均由电阻元件以及二极管的串联电路构成。
CN2011102209520A 2010-07-28 2011-07-28 包络线放大器 Pending CN102377389A (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2010-169019 2010-07-28
JP2010169019A JP5522465B2 (ja) 2010-07-28 2010-07-28 包絡線増幅器

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN102377389A true CN102377389A (zh) 2012-03-14

Family

ID=45526122

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN2011102209520A Pending CN102377389A (zh) 2010-07-28 2011-07-28 包络线放大器

Country Status (3)

Country Link
US (1) US8508297B2 (zh)
JP (1) JP5522465B2 (zh)
CN (1) CN102377389A (zh)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN106033953A (zh) * 2015-03-09 2016-10-19 中国科学院苏州纳米技术与纳米仿生研究所 包络跟踪放大器以及具有该包络跟踪放大器的放大电路
CN108011597A (zh) * 2016-10-28 2018-05-08 三星电机株式会社 包络跟踪电流偏置电路和功率放大器设备

Families Citing this family (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5287999B2 (ja) * 2009-11-17 2013-09-11 日本電気株式会社 増幅装置
ES2714732T3 (es) * 2011-11-30 2019-05-29 Abb Schweiz Ag Sistema electrónico para un aparato eléctrico y método relacionado
AU2013266383A1 (en) * 2012-05-23 2014-12-11 Sunedison, Inc. Photovoltaic DC-AC converter with soft switching
KR101515930B1 (ko) 2013-06-04 2015-05-04 포항공과대학교 산학협력단 스위치 전류의 조절을 이용한 고효율 포락선 증폭기를 위한 장치 및 방법.
KR101467230B1 (ko) * 2014-02-14 2014-12-01 성균관대학교산학협력단 멀티 모드 바이어스 변조기 및 이를 이용한 포락선 추적 전력 증폭 장치
KR101467231B1 (ko) * 2014-02-19 2014-12-01 성균관대학교산학협력단 포락선 추적 모드 또는 평균 전력 추적 모드로 동작하는 멀티 모드 바이어스 변조기 및 이를 이용한 포락선 추적 전력 증폭 장치
US10951170B2 (en) 2018-08-10 2021-03-16 Qualcomm Incorporated Apparatus and method for assisting envelope tracking with transient response in supply voltage for power amplifier
WO2020065816A1 (ja) * 2018-09-27 2020-04-02 理化工業株式会社 比較回路、ゼロ点検知回路、交流電力調整器及び信号比較方法
JP7368148B2 (ja) * 2019-09-06 2023-10-24 株式会社東芝 電源回路及び無線通信装置
JP2022045499A (ja) * 2020-09-09 2022-03-22 ミツミ電機株式会社 電流検出回路、スイッチ回路
KR20220037280A (ko) * 2020-09-17 2022-03-24 삼성전자주식회사 전력 제공 방법 및 이를 이용하는 전자 장치
US11777546B2 (en) * 2021-05-27 2023-10-03 Rambus Inc. Receiver with improved noise immunity

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6300826B1 (en) 2000-05-05 2001-10-09 Ericsson Telefon Ab L M Apparatus and method for efficiently amplifying wideband envelope signals
US6665525B2 (en) * 2001-05-29 2003-12-16 Ericsson Inc. High-level modulation method and apparatus
JP2005123861A (ja) * 2003-10-16 2005-05-12 Renesas Technology Corp 高周波電力増幅回路および高周波電力増幅用電子部品
EP1969295A4 (en) * 2005-12-13 2010-12-22 Univ South Florida SELF-HEATING CHEMICAL SYSTEM FOR DELAYED TEMPERATURE MODULATION
JP4793657B2 (ja) * 2007-07-25 2011-10-12 横河電機株式会社 バイアス電流発生回路およびそれを用いた差動回路
US7808323B2 (en) 2008-05-23 2010-10-05 Panasonic Corporation High-efficiency envelope tracking systems and methods for radio frequency power amplifiers

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN106033953A (zh) * 2015-03-09 2016-10-19 中国科学院苏州纳米技术与纳米仿生研究所 包络跟踪放大器以及具有该包络跟踪放大器的放大电路
CN106033953B (zh) * 2015-03-09 2018-12-25 中国科学院苏州纳米技术与纳米仿生研究所 包络跟踪放大器以及具有该包络跟踪放大器的放大电路
CN108011597A (zh) * 2016-10-28 2018-05-08 三星电机株式会社 包络跟踪电流偏置电路和功率放大器设备
CN108011597B (zh) * 2016-10-28 2021-08-10 三星电机株式会社 包络跟踪电流偏置电路和功率放大器设备

Also Published As

Publication number Publication date
JP2012033986A (ja) 2012-02-16
US20120025913A1 (en) 2012-02-02
US8508297B2 (en) 2013-08-13
JP5522465B2 (ja) 2014-06-18

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN102377389A (zh) 包络线放大器
KR102243869B1 (ko) Et 변조기에 대한 개선된 전압 부스트
US10673324B2 (en) Isolated converter with switched capacitors
EP2466740B1 (en) Circuit of high efficient buck-boost switching regulator and control method thereof
EP0993104B1 (en) Capacitive-summing switch-mode power conversion control and method
CN105720816B (zh) 升降压型变换器的控制电路、控制方法以及应用其的升降压型变换器
US20060215428A1 (en) Switched-capacitor regulators
GB2511733A (en) 2G support for 2G and 3G/4G envelope tracking modulator
CN100559319C (zh) 用在极性发射器中的混合开关式/线性功率放大器电源
EP1830458A2 (en) Method and apparatus for power conversion and regulation
CN207490897U (zh) 电压驱动器电路
CN102594136B (zh) Dc-dc 转换器
US9509205B2 (en) Power converter with negative current capability and low quiescent current consumption
US9602070B2 (en) Power amplifying device
CN102064788A (zh) 用于均衡可变相位稳压器的小信号响应的系统和方法
US20120049930A1 (en) Apparatus and Method for Switching Audio Amplification
US20130342185A1 (en) Power supplying apparatus and control method thereof
US10170992B1 (en) Adaptive amplification active filter for divider-less high frequency DC-DC converters
Mahmoudidaryan et al. 27.5 A 91%-efficiency envelope-tracking modulator using hysteresis-controlled three-level switching regulator and slew-rate-enhanced linear amplifier for LTE-80MHz applications
CN101286693B (zh) 电荷泵调节器及产生一受调节的电压的方法
CN108336905A (zh) 一种dc-dc电路
CN105453400B (zh) 供电装置
CN203457116U (zh) 共模反馈的差分放大电路及集成电路
CN102136799A (zh) 一种带有自校准输出的电流模式变换器
CN110380698B (zh) 一种线性放大器

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
WD01 Invention patent application deemed withdrawn after publication

Application publication date: 20120314

WD01 Invention patent application deemed withdrawn after publication