CN102355132A - 不连续导电模式低压输入/高压输出的开关倍压整流电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种不连续导电模式低压输入/高压输出的开关倍压电源电路，它包括PWM电能变换电路和倍压整流滤波电路。由于本发明电路的变压器工作在DCM模式，在相同电压变换比例条件下，其耦合变压器的匝数比大幅减小，有效地解决了低压输入/高压输出条件下升压变压器的匝数多、电源电路体积大以及高压输出能力弱的问题。本发明电路广泛应用于航空、医疗等领域的高压电子设备的电源中。

Description

不连续导电模式低压输入/高压输出的开关倍压整流电路

技术领域

本发明涉及一种开关倍压整流电路，特别涉及一种工作在不连续导电模式(DiscontinuedCurrent Mode，DCM)低压输入/高压输出的开关倍压整流电路，它直接应于航空、医疗电子等领域高压电子设备的电源中。

背景技术

将较低的输入电压转换成较高电压输出在工业界有着广泛的应用。传统的倍压整流电路可以将较低交流电压通过倍压整流方式，产生直流高压，图1是传统倍压(四倍)整流电路的原理图。它以工频正弦交流电作为变压器T_1a输入，T_1a次级与倍压整流电路相连。当T_1a初级同名端A_a为正时，T_1a次级与电容C_1a、C_3a一起，通过二极管D_2a、D_4a对C_2a、C_4a进行充电；当T_1a初级异名端B_a为正时，T_1a次级绕组分别通过二极管D_1a、D_3a，对C_1a、C_3a进行充电。在恒定负载情况下，电容C_1a的稳态电压为U_m，电容C_2a、C_3a、C_4a稳态电压为2U_m，输出电压V_o 4U_m。该电路以工频正弦交流电作为输入，通过二极管倍压整流来实现高压输出，其优点在于可以用耐压值较低的二极管和电容，产生较高的直流电压。但是，该电路只能在较轻负载情况工作，否则输出电压会大幅下降，因此该倍压整流电路对负载变化没有调整能力。

专利文献1(专利名称：倍压整流电路，专利申请号：200710118061.8，卢作煊等)是一种PWM控制的倍压电路，其电路原理图如图2所示。它通过对开关管Q_1b进行通断控制，把直流源V_Ib逆变成交流，再进行倍压整流，得到的输出电压V_o＝2nV_IBD/(1-D)。此倍压电路采用PWM控制方式，可在直流输入电压和负载变化时对输出电压V_o进行调整。但是，它的耦合变压器T_1b工作在电流连续模式(Continued Current Mode，CCM)下，其输出电压高低强烈依赖于变压器变比n。当输出电压较高时，工作在CCM模式的变换器需要较大匝数比来产生高压输出，因此，变压器匝数增多，体积必须增大。例如该电路要输出4000V电压，设V_Ib＝20V，D＝0.5，则次级匝数/初级匝数比n＝100，因而如果初级匝数N_p＝10，则次级匝数N_s＝1000，因而导致变压器匝数多，体积大，生产成本增加。

发明内容

本发明所要解决的技术问题在于发明一种不连续导电模式低压输入/高压输出的开关倍压整流电路，以克服低压输入/高压输出条件下的变压器匝数多、电源电路体积大的问题，同时实现输出电压高的目的。

本发明的不连续导电模式低压输入/高压输出的开关倍压整流电路，其特征在于，它含有：

一个PWM开关变换电路，包括：

作能量储存和电气隔离用的耦合变压器T₁、控制T₁初级电流通断功能的功率开关Q₁，其中，T₁初级绕组异名端B与输入直流源V_I的正输出端相连，T₁初级绕组同名端A与Q₁的漏极相连，Q₁源极与V_I的负输出端相连，并作为T₁初级侧参考地电位；和

一个倍压整流电路，包括：

作储能和滤波用的高压电容C₁、C₂、C₃、C₄，其中，C₁负端与T₁次级绕组同名端A′相连，C₁正端与C₃负端相连，C₂负端与T₁次级绕组异名端B′相连，C₂正端与C₄负端相连，C₃正端与二极管D₄阴极相连，C₄正端为不连续导电模式低压输入/高压输出的开关倍压整流电路的输出端V_o；和

作整流用的高压二极管D₁、D₂、D₃、D₄，其中，D₁阳极与T₁次级绕组同名端A′相连，D₁阴极与C₂正端和C₄负端相连，D₂阳极与D₁阴极相连，D₂阴极与C₁正端和C₃负端相连，D₃阳极与D₂阴极相连，D₃阴极和D₄阳极均与V_o相连，D₄阴极与C₃正端相连；和

一个负载电阻R，其中，R的一端与V_o相连，R的另一端与T₁次级绕组异名端B′相连，并作为T₁次级侧参考地电位。

所述耦合变压器T₁的初级电感量

或T₁的次级电感量使T₁的电流在整个工作状态下处于不连续导电模式，其中，R为负载电阻值，T_S为开关周期，D₁为Q₁的导通时间占空比，n为T₁的次级匝数/初级匝数的比值。

有益效果：

本发明的不连续导电模式低压输入/高压输出的开关倍压整流电路包括PWM变换电路和倍压整流电路两部分。与传统的倍压整流电路相比，它具有以下特点：

1.本发明电路的耦合变压器T₁工作在DCM模式，每个开关周期T_S内T₁所储存的能量在功率开头Q₁关断后完全释放，在相同电压变换比例条件下，可大幅减少变压器的匝数，本发明电路与倍压整流电路的匝数比的比较如表1所示。从表1可以看出，在相同输入/输出条件下本发明电路的匝数比值为11，仅为传统电路的8.8％。因此，本发明电路有效地解决了低压输入/高压输出条件下的变压器匝数多、电源电路体积大的问题，能有效降低电路的生产成本。

表1本发明电路与倍压整流电路的变压器匝数比的比较

2.由于本发明电路所述耦合变压器T1的初级电感量满足：

整个电路工作在DCM模态，因而具有低压输入/高压输出的特点。本发明电路与倍压整流电路的输出电压比较如表2所示。由表2可知，在相同输入电压和变压器匝数比值条件下，本发明电路的输出电压为4000V，比倍压整流电路的输出电压高11倍，因此，本发明电路有效地实现了输出电压高的目的。

表2本发明电路与倍压整流电路的输出电压比较

附图说明

图1为传统的倍压整流电路的原理图；

图2为专利文献1的倍压整流电路的原理图；

图3为本发明的不连续导电模式低压输入/高压输出的开关倍压整流电路的原理图；

图4为本发明电路的工作波形图；

图5为本发明电路的实际高压输出波形图。

具体实施方式

本发明的具体实施方式不仅限于下面的描述，现结合附图加以进一步说明。

本发明具体实施的不连续导电模式低压输入/高压输出的开关倍压整流电路的原理图如图3所示。它由一个隔离型PWM变换电路和一个倍压整流电路组成，当功率开关Q₁导通，变压器T₁初级励磁电流线性增加，储存能量，同时T₁次级绕组和电容C₂、C₄一起，分别通过D₂、D₄，对电容C₁、C₃进行充电；当Q₁关断，T₁初级绕组断路，其储存能量从T₁次级流出，T₁次级绕组通过D₁、D₃，对电容C₂、C₄进行充电，当T₁中储存能量泄放完毕，T₁次级绕组电流为零，此后，电容C₂、C₄单独对负载R放电，直到下一个周期开始。

本发明电路的具体结构和连接关系、作用与本说明书的发明内容部分相同，此处不再重复。其具体工作原理如下：

设本发明电路的输入电压为V_I，输出电压为V_O，变压器T₁初级/次级匝数比为1∶n；当电路达到稳态时，电容C₁、C₂、C₃、C₄两端的电压值分别为V_C1、V_C2、V_C3和V_C4。

图4为本发明电路的工作波形图，图4中，V_G为Q₁的通断控制信号，i_LP为T₁初级励磁电流，I_PP为T₁初级最大励磁电流；i_LS为T₁次级输出电流，I_SP为T₁次级最大输出电流；v_LP为T₁初级励磁电感两端电压，v_LS为T₁次级绕组两端电压。本发明电路工作在DCM模式，一个开关周期内电路有三个工作模态：在t₀≤t＜t₁时段，为模态I，在t₁≤t＜t₂时段，为模态II，在t₂≤t＜T_S时段，为模态III。

模态I：

t₀≤t＜t₁时段，Q₁导通，T₁初级励磁电感电流线性增加，D₂、D₄导通，分别对C₁、C₃进行充电，此时，D₁、D₃处于反向偏置状态，C₂、C₄对负载电阻R放电。设t₁-t₀＝D₁T_S，T₁初级励磁电感两端电压为：

$\left\{\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{LP}}=V_I\\ {\mathrm{nV}}_I+V_{C2}=V_{C1}\\ {\mathrm{nV}}_I+V_{C2}+V_{C4}=V_{C1}+V_{C3}\end{array}\right.\·\·\·\left(1\right)$

C₂和C₄的放电电流为：

模态II：

t₁≤t＜t₂时段，Q₁关断，T₁次级绕组中电流通过D₁、D₃，分别对C₂、C₄进行充电，同时C₂、C₄对负载电阻R放电，D₂、D₄处于反向偏置状态。设t₂-t₁＝D₂T_S，T₁初级、次级两端电压为：

$\left\{\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{LP}}=-\frac{V_{C2}}{n}\\ v_{\mathrm{LS}}=V_{C2}=V_{C2}+V_{C4}-V_{C1}\end{array}\right.\·\·\·\left(3\right)$

C₂和C₄的充电电流为：

模态III：

t₂≤t＜T时段，T₁的次级绕组中电流为零，D₁、D₂、D₃、D₄均处于反向偏置状态。C₂、C₄给负载R提供电流。此时，T₁的初级励磁电感两端电压为：

v_LP＝0……………………………………………………(5)

C₂和C₄的放电电流为：

由(1)、(3)式，可得：

$\left\{\begin{array}{c}{V}_{C1}=V_{C2}=V_{C4}=\frac{1}{2}(V_O+{\mathrm{nV}}_I)\\ V_{C2}=\frac{1}{2}\left(V_O{-\mathrm{nV}}_I\right)\end{array}\right.\·\·\·\left(7\right)$

T₁在一个周期T_S内，要满足伏秒平衡：

$V_1{D}_1-\frac{V_{C2}}{n}{D}_2=0\·\·\·\left(8\right)$

C₂和C₄在一个周期T内，要满足充放电荷平衡：

$\frac{1}{T_S}\underset{0}{\overset{D_1{T}_s}{\∫}}-\frac{V_{C2}+V_{C4}}{R}\mathrm{dt}+\frac{1}{T_S}\underset{D_1{T}_s}{\overset{(D_1+D_2)T_s}{\∫}}(i_{\mathrm{LS}}-\frac{V_{C2}+V_{C4}}{R})\mathrm{dt}+\frac{1}{T_S}\underset{(D_1+D_2)T_S}{\overset{T_s}{\∫}}-\frac{V_{C2}+V_{C4}}{R}\mathrm{dt}=0\·\·\·\left(9\right)$

由(7)、(8)式，可得：

$V_O=2n(\frac{D_1}{D_2}+\frac{1}{2})V_I\·\·\·\left(10\right)$

由(9)式，可得：

$V_O=\frac{D_1{D}_2}{\frac{2n{L}_P}{{\mathrm{RT}}_S}}{V}_I\·\·\·\left(11\right)$

令

$K=\frac{{4n}^2{L}_P}{{\mathrm{RT}}_S}=\frac{{4L}_S}{{\mathrm{RT}}_S}\·\·\·\left(12\right)$

由(10)、(11)式，可得：

$D_2=\frac{\frac{1}{4}+\sqrt{\frac{D_1^2}{K}+\frac{1}{16}}}{\frac{D_1}{K}}\·\·\·\left(13\right)$

$V_O=2n(\frac{\frac{D_1^2}{K}}{\frac{1}{4}+\sqrt{\frac{D_1^2}{K}+\frac{1}{16}}}+\frac{1}{2})V_I\·\·\·\left(14\right)$

当R较大时，K＜＜1时，化简(14)式，可得：

$M=\frac{V_O}{V_I}=2n(\frac{D_1}{\sqrt{K}}+\frac{1}{2})\·\·\·\left(15\right)$

要使电路工作在DCM模态，D₁+D₂＜1，因此：

$D_1<1-\frac{\frac{1}{4}+\sqrt{\frac{D_1^2}{K}+\frac{1}{16}}}{\frac{D_1}{K}}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(16\right)$

由(16)式，进一步化简，可得：

$L_P<\frac{D_1{(1-D_1)}^2{\mathrm{RT}}_S}{{2n}^2(1+D_1)}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(17\right)$

从以上可知，本发明的电路要工作在DCM模式，T₁初级电感量L_P必须满足式(17)式，它与占空比D₁、开关周期T_S和最大负载电阻值R相关。在小功率高压输出场合，负载电阻值R很大，D₁为大于0小于1的有限值，只要合理开关周期T_S设计合适，就可以满足式(17)式，使本发明电路工作在DCM模式。

工作在DCM模式的该电路，由于K＜＜1，

$\frac{D_1}{\sqrt{K}}>>1\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(18\right)$

从(15)式可知，本发明电路的n即使较小，也有较大电压变换比M，从而可以有效地实现低压输入/高压输出的功能。

在本发明的不连续导电模式低压输入/高压输出的开关倍压整流电路中，所述耦合变压器T₁初级电感量

或T₁次级电感量

使T₁电流在整个工作状态下处于不连续导电模式。其中，R为负载电阻值，T_S为开关周期，D₁为Q₁导通时间占空比，n为变压器T₁次级匝数/初级匝数的比值。

本发明电路的基本参数为：

输入电压V₁：16～40V；输出电压V_O：4000V；负载电流I_O：0～2mA；开关周期：20μ_S。

耦合变压器T1：磁性材料为PC40P18/11Z-52B，开20mm气隙，初级电感量为20μH，初、次级匝数分别为9：99。

功率开关Q₁：MOS管，型号为：SPI11N60C3。

电容C₁～C₄：高压滤波陶瓷电容，电容值为0.047μF，耐压3kV。

二极管D₁～D₄：高压整流二极管，每个二极管由3个US1M构成。

图5为本发明电路的高压输出波形图，从图5中可以看出，在50ms时间内，本发明电路的输出电压从0伏上升到4000V，因而具有快速输出高电压的良好性能。

Claims (2)

1.一种不连续导电模式低压输入/高压输出的开关倍压整流电路，其特征在于，它含有：

一个PWM开关变换电路，包括：

作能量储存和电气隔离用的耦合变压器T₁、控制T₁初级电流通断功能的功率开关Q₁，其中，T₁初级绕组异名端B与输入直流源V_I的正输出端相连，T₁初级绕组同名端A与Q₁的漏极相连，Q₁源极与V_I的负输出端相连，并作为T₁初级侧参考地电位；和

一个倍压整流电路，包括：

作储能和滤波用的高压电容C₁、C₂、C₃、C₄，其中，C₁负端与T₁次级绕组同名端A′相连，C₁正端与C₃负端相连，C₂负端与T₁次级绕组异名端B′相连，C₂正端与C₄负端相连，C₃正端与二极管D₄阴极相连，C₄正端为不连续导电模式低压输入/高压输出的开关倍压整流电路的输出端V_o；和

作整流用的高压二极管D₁、D₂、D₃、D₄，其中，D₁阳极与T₁次级绕组同名端A′相连，D₁阴极与C₂正端和C₄负端相连，D₂阳极与D₁阴极相连，D₂阴极与C₁正端和C₃负端相连，D₃阳极与D₂阴极相连，D₃阴极和D₄阳极均与V_o相连，D₄阴极与C₃正端相连；和

一个负载电阻R，其中，R的一端与V_o相连，R的另一端与T₁次级绕组异名端B′相连，并作为T₁次级侧参考地电位。

2.根据权利要求1所述的不连续导电模式低压输入/高压输出的开关倍压整流电路，其特征在于所述耦合变压器T₁的初级电感量或T₁的次级电感量

使T₁的电流在整个工作状态下处于不连续导电模式，其中，R为负载电阻值，T_S为开关周期，D₁为Q₁的导通时间占空比，n为T₁的次级匝数/初级匝数的比值。

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