CN102318207A - 用于数据处理的方法和设备 - Google Patents
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Abstract
提供一种用于数据处理的方法和设备，所述方法包括步骤：结合SNR反馈，在消除器和/或预补偿器中利用至少两个探查系数来处理所述消除器和/或所述预补偿器中的数据。
Description
技术领域
本发明涉及尤其在DSL环境中用于数据处理的方法和设备。
背景技术
DSL或xDSL是通过本地电话网络的导线提供数字数据传输的技术族。
不对称数字用户线（ADSL）是DSL的形式—一种通过铜电话线实现比传统话带调制解调器可以提供的要更快的数据传输的数据通信技术。通过利用通常不由话音电话呼叫使用的频率尤其是比正常人类听觉更高的频率来实现此类快速传输。
VDSL（甚高速DSL）是通过单绞线对提供更快数据传输的xDSL技术。在约300米（1000英尺）的范围上实现高比特速率，其允许对于对称访问而言的26 Mbit/s或对于不对称访问而言允许在下游中高达52 Mbit/s-在上游中高达12 Mbit/s。
当前，标准VDSL使用多达4个不同频带，两个用于上游（从客户端到电信提供商）并且两个用于下游。
根据其高带宽，VDSL能够通过单连接支持比如HDTV以及电话服务（例如，IP话音）和一般性因特网接入的应用。
VDSL2（甚高速数字用户线2）是采用现有铜线基础设施的接入技术，该现有铜线基础设施最初曾用于普通旧式电话服务（POTS）。可以从优选地位于客户住所附近或建筑物内的中心局（CO）、或从光纤馈送柜部署它。
VDSL2被设计用于支持三重服务诸如话音、视频、数据、高清晰度电视（HDTV）和交互游戏的广泛部署。VDSL2使得运营商和电信局能够逐渐地、灵活地以及具有成本效率地升级现有的xDSL基础设施。
ITU-T G.993.2（VDSL2）是对G.993.1（VDSL）的增强，其允许使用高达30MHz的带宽在双绞线上传输高达200Mbit/s的不对称和对称（全双工）聚合数据速率。
此类xDSL宽带调制方法易受被引入到双绞传输线的并由调制解调器接收的串音干扰的影响。
当导线尤其在用于分离信号传输的相同或附近线束的导线对之间耦合时发生串音。因此，来自于一个或多个源的数据信号可能叠加并且污染数据信号。串音包括近端串音（NEXT）和远端串音（FEXT）。
基于此类串音，在双绞线上传输的数据信号可能由相同和/或附近多核线缆或线束中的一个或多个相邻双绞电话线上产生的串音干扰而显著降级。随着传输速度增加，该问题甚至恶化，这可以显著限制经由单线传输的最大数据速率。
多输入多输出系统（下文称作MIMO系统）在现代通信技术中有显著重要性。此类MIMO系统允许对电信系统的串音干扰进行建模。然而，将被全面计算的MIMO系统暗含着有时简直不可行的巨大处理努力。
期望下一代DSL系统提供主动串音压缩方法。在上游方向上，可以由与接收器相关联的矩阵消除器来消除串音，而在下游方向上，可以必须在发射器侧处对串音进行预补偿。
为了提供有效的串音消除和/或预补偿，需要对串音信道的频率响应的幅度和相位的可靠估计。在典型的VDSL2环境中，此类串音信道包括约
个复系数，其中N表示端口的数量。因此，需要针对48端口线卡确定约107个未知实数。
基于每个超帧的1比特量化的判决差错反馈的现有信道估计方法导致在48端口线卡的情况中针对第一配置可能需要多于12分钟的相当有限的学习时段。
发明内容
待解决的问题是克服上述劣势并且尤其是例如在DSL环境中提供有效的信道估计。
根据独立权利要求的特征来解决该问题。其他实施例源自从属权利要求。
为了克服该问题，建议一种用于数据处理的方法，包括步骤
-结合SNR(信噪比)反馈在消除器和/或预补偿器中利用至少两个探查系数（probing coefficient）来处理所述消除器和/或所述预补偿器中的数据。
指出的是，所述探查系数可以是或包括多维系数或至少一个矩阵。特别地，若干探查系数可以用于调整、修改和/或确定预补偿器和/或消除器。
还指出的是，所述预补偿器和/或消除器的每个可以被表示为矩阵，因此可以根据探查系数和SNR反馈来处理矩阵运算，从而调整或修改各个预补偿和/或消除矩阵。
探查系数可以包括两个、三个或若干探查系数，尤其是探查矩阵。
基于一系列探查系数（例如，至少两个此类多维探查系数），可以有效处理并且因此快速调整预补偿器和/或消除器。
该方法尤其具有以下优势：
（1）可以以更有效的方式使用反馈信道；事实上，已经存在的开销信道可以用于此类目的。
（2）无需超帧同步，从而避免了与旧有（legacy）设备（例如，CPE）的任何互操作问题。
（3）在不对例如VDSL2的建立的训练阶段进行任何改变的情况下可以执行端口的加入和离开。
（4）来自于接收器的反馈的质量可以大大地独立于SNR水平，尤其是只要关于大多数DMT子载波的判决显著正确。
（5）可以比替代方法快约10倍地进行串音信道估计。
（6）该方法甚至在主动数据处理期间有效而对于扩展SISO训练阶段没有任何需要。因此，甚至在正常操作期间，将实现的数据速率可以符合VOIP、WWW、电子邮件数据业务的需要。
在实施例中，探查系数和SNR反馈经由系数调制进行使用。
在另一实施例中，所述探查系数是预定的。
探查系数可以是复值并且可以由于设计需要而被选择，从而允许在此呈现的有效和可靠的信道估计。对系数的幅度和复相位的选择均可以视为服从权衡：
a）在整个集合上以及在探查矩阵内可以将幅度C0设置为常数。在选择该幅度时的权衡可以如下：小幅度可以指示对SNR的微小影响，然而，太大的幅度可能由于大的SNR降级而破坏数据传输。因此，用于设置C0的良好选择由（环路和频率）以线性标度测量的平均FEXT水平给出。对于典型的现代接地线缆，该数量可以等于10-3，然而，对于不良的“话音级”线缆，其可以达到例如10-2。而且，可以进行用于设置此类幅度C0的精细调节。
b）相位可以随探查矩阵改变，并且作为选项或作为替代，可以随频率改变。一个方法可以使用逐步旋转相位，其中根锥角可以相当于2π/M，其中M确定探查矩阵的数量（例如，SNR测量值的数量）。这可以导致基本上鲁棒的相位估计。随频率的变化可能不是必要的。然而，对旋转相位的选择可以保证在信道估计期间的近似恒定的数据速率，这意味着可以维持例如约为50%最优值的最小稳定数据速率。
此外，对于上游方向，所述SNR信息针对芯片组和/或线卡和/或DSLAM内的所有端口在CO接收器处可以是可用的。对于下游方向，根据G.997（例如，G.997标准包括针对ADSL（2+）以及针对VDSL2定义的SNR测量）经由管理信道CPE可以提供SNR信息。
特别地，探查系数可以在训练阶段之前设置。
在其他实施例中，SNR反馈是接收器经由反馈信道提供的数据。
特别地，例如开销信道的旧有通信装置可以用于此类目的。
在下一实施例中，预补偿器与中心局（CO）和/或数字用户线接入复用器（DSLAM）相关联。
还有消除器与客户住所设备（CPE）相关联的实施例。
根据另一实施例，处理的所述数据包括在点对多点情况中的基于DMT的多载波调制。
根据实施例，所述数据处理应用于数字用户线环境。
根据另一实施例，在调制解调器的训练阶段期间处理所述方法。
在又一实施例中，迭代地应用所述方法。
可以应用迭代训练或中间训练或消除器和/或预补偿器的调整。
根据下一实施例，通过对已经估计的优化消除器和/或预补偿器进行超级定位并且通过小的探查分量来将所述方法切换到跟踪模式。
根据又一实施例，所述探查系数包括至少两个探查矩阵。
根据其他实施例，探查系数的相位随频率改变。
因此，可以实现合适的和非合适的相位贡献的良好平衡的混合。
上述问题还分别由被布置使得在其上执行在此描述的方法的设备或由包括被布置使得在其上执行在此描述的方法的处理器单元和/或硬线电路和/或逻辑设备的设备来解决。设备还可以与用于执行该方法的具体装置相关联。
根据实施例，设备是通信设备，特别地是中心局、数字用户线接入复用器和/或客户住所设备，或设备可以与各个装置相关联。
上述问题进一步由包括在此描述的设备的通信系统解决。
附图说明
在以下图中示出并阐明了本发明的实施例:
图1示出了用于上游串音信道估计的接收器和发射器模块的示意图；
图2示出了用于下游串音信道估计的接收器和发射器模块的示意图；
图3示出了将示出梯度类型估计的曲线图301与示出探查类型估计的曲线图进行比较的估计原理；
图4示出了包括允许尤其是经由xDSL连接从服务器向客户端发送数据的通信网络的情况。
具体实施方式
该方法引入了系数调制（CM），其结合在正常数据传输期间来自于接收器的非相干SNR反馈而在消除器和/或预补偿器矩阵内使用一系列（例如，预定的或设计完善的）复值探查系数。基于此类探查相位，可以以直接、立即和因此快速的方式确定相干（相位和幅度）估计。
通过拓宽传输带宽，DSL技术的演进实现了更高的比特率。由于环路衰减和串音随着频率增加，所以在DSL发射器和接收器处需要附加的测量。
当前部署的VDSL2系统使用高达17 MHz的带宽，而根据ITU-993.2的标准可选地覆盖高达30 MHz。期望的典型目标比特率被认为在0.3km到1km的环路长度处相当于100 Mbit/s。这对于当前收发器技术是不可行的。
串音减少导致可及范围（在给定速率时最大可容许环路长度）或速率（在给定环路长度时）的增加，或导致关于受由线缆设备之外的源产生的电磁干扰所引起的侵入噪声的稳定性增加。由于功率补偿的串音减轻导致脉冲噪声抗扰性（immunity）的急剧降低，因此这从长远看来将不解决串音问题。
用于串音补偿和/或消除的高效方法基于信号处理方法，该方法可以利用对串音传递函数的先验估计。提供的方法尤其可以在点对多点情况中利用基于DMT的多载波调制建立。传输信号可以包括256个DMT帧，所述256个DMT帧包含自适应地QAM调制到所谓同步符号之后的多个子载波上的信息比特（即，QAM调制到相同多个子载波上的预定义数据模式）。因此，根据和/或基于VDSL2上下文，放在一起的这257个DMT帧称作DMT超帧（有时在ADSL上下文中称作‘超高帧’）。
可以假设帧同步。然而，建议的方法不需要超帧同步。可以将未压缩的信道H的频域输入-输出关系概括为
其中
Dfeq表示包括频域均衡器（FEQ）系数的（对角）矩阵；
Xl（n）是传输QAM符号；
Yk（n）是接收QAM符号；
Wl（n）是加性接收器噪声；
n是子载波索引；以及
k，l是端口索引。
等式（1）应用于上游和下游方向。可以根据
假设FEQ系数。有利地，对角主导信道矩阵H可以被利用：
其中
(4)
(5)
上游消除
在上游方向上，接收器可以布置在单个硬件实体（例如，线卡、DSLAM）中。因此，可以基于联合处理接收的信号来如下执行远端串音（FEXT）消除：
(6)
其中
C 表示矩阵值频域上游消除矩阵。
该消除充当关于FEQ均衡的接收信号的线性矩阵
作为对角主导的结果（参见等式（3）），所谓的非对角迫零消除器提供最优值：
下游预补偿
在下游方向上，接收器被分离，因此需要对发射器侧执行线性预补偿：
其中
Xl,d（n）表示下游传输符号；以及
P表示预补偿矩阵。
优化的预补偿矩阵Popt由如下的下游FEXT信道的非对角逆给出：
信道估计涉及系统标识问题，其基本上可能需要对此类系统的输入信号和输出信号的某些观察。标准系统标识方法假设输入和输出样本的完整知识。半盲和盲方法使用输入和/或输出信号的不完整知识来标识系统。
可以不将物理信道限制为环路设备，但是其反而可以包括在发射器处和在接收器处的混合信号处理（模拟衰减和滤波级、A/D转换、D/A转换、模拟平衡滤波器）。
优选地，在（例如，在数字用户线DSL的领域中）信道估计的初始收敛之后，保持对信道传递函数的（微小）变化的跟踪仍旧可能是有利的。
指出的是，提供的方法适可应用于上游消除和下游预补偿目的。
系数调制（CM）：上游消除器
关于在此建议的系数调制（CM），直到插入线性消除矩阵为止，发射器和接收器以它们正常的方式动作。
除了执行梯度类型步长搜索，训练时段包括应用预定义的消除矩阵集合
其具有如图3所示的特定结构。因此，图3描绘了估计的原理：曲线图301示出了梯度类型并且曲线图302示出了具有M=3的探查类型。根据利用三个起点的探查类型，估计比梯度类型方法快得多。
直到对角线，仅单列（具有列索引k0）具有非零项并且这些项可以是复2D三角多项式
其中常数幅度c0：
其中
；
并且
，
其中
k0是贯穿矩阵大小Kport的列索引；
M确定每列应用的探查矩阵的数量；
m是探查的索引；以及
n是离散多音（DMT）子载波索引。
在没有先验知识的情况下用于稳定估计的最小大小可能相当于M=3。如果幅度已知（经由加入线的重估），尤其是在适度静止SNR条件下，每列应用的探查矩阵的数量可能相当于M=2。诸如单高脉冲噪声（SHINE）之类的高波动干扰可能需要更大数量的探查矩阵。
值N0和c0可以是可以根据特定要求调节的设计参数，该特定要求可以取决于实际环境。
在应用根据等式（11）的探查矩阵之后，信噪比相当于
(12)。
如果重复此类探查，可以获得针对复值和未知的FEXT信道系数h（k,l）的等式的高非线性系统。该问题的确切解决方案似乎很难。然而，对于小探查幅度c0而言，可以利用如下近似：
c0的值可以是待期望的平均FEXT水平，其可以确保
（i）该近似的有效性；以及
（ii）探查方法可能不导致大SNR偏差，这否则将恶化重要的接收器功能，诸如FEQ自适应或相位恢复。
所得到的等式系统可以如下求解：对于任何复数
，等式（13）导致：
此外，建议探查结果的具体对之间的差：
(15)
(16)。
使用三角多项式的基本性质，可以将等式（15）和（16）转换为
(17)
其中
上面定义的SNR差的商
仅取决于信道相位（和探查矩阵的已知设计参数）：
基于等式（20），可以通过对差分探查结果进行平均来确定最小二乘最优相位估计：
可能导致一致估计的、利用的消除器探查的有利最小数量似乎相当于每MIMO矩阵列4个。然而，通过在等式（11）中引入π/4的恒定相位偏移，每MIMO矩阵列3个探查的总数可能是足够的。而且，例如，也可以应用约为4或约为4的倍数的探查。
相位估计可以基于有限数量的测量，其中其实现了保证的精度。数值实验表明即使对于最小数量的探查，也可以达到相位估计的足够质量。
构成相位估计基础的差分探查允许该方法的另一优势：相位估计质量可以不基于或不受到SNR中绝对变化的影响（尤其是关于所谓的“高SNR体制”，其是关于所有使用的DMT音的正常操作模式；在“低SNR体制”中，误码率（BER）如此之高以至于SNR测量精度受到判决差错的影响）。
通过构成等式（21）中的求和基础的线性回归的性质，可以实现孤立点检测方案，其允许丢弃遭受波动噪声的SNR测量值。
探查矩阵的频率依赖性似乎导致进一步的复杂性。然而，通过随频率改变探查相位，可以实现在探查相位期间的消除器的合适的和非合适的相位贡献的良好平衡的混合。这对于加入MIMO系统的新端口的重要用例而言极有帮助。实验表明可以执行探查相位而没有严重的数据速率降级。因此，消除方法在探查相位期间遵从“不伤害（nil nocere）”法则即数据速率不显著低于在没有此类消除时可达到的单输入单输出（SISO）数据速率。
为了确定幅度的无偏估计，利用三角多项式的正交性关系：
尤其是通过设置k=1和n=0其意味着平均值变为零：
应用该等式（23）来评估对等式（14）的求和，结果相当于：
等式（24）可以如下重写表述：
等式（17）和等式（18）的积相当于：
引入变量
并且合并等式（24）和（26）导致针对
的二次等式：
这简单地通过对剩余的m独立性进行平均来导致期望的估计，其最小化了估计的方差：
可以通过回代到根据等式（26）的基本条件来检查平方根的符号。
图1示出了用于上游串音信道估计的接收器和发射器模块的示意图。
发射器经由DMT信道向接收器传送经由若干线k、n的信号X，DMT信道由矩阵H描述。在接收器处，消除器c由系数调制补充，从而利用由接收器经由差错率e（n）、e（k）确定的SNR（参见“SNR寄存”）来减少（线n和k之间的）串音和附加噪声W。
系数调制（CM）：下游预补偿
可以容易地针对下游预补偿来扩展经由上游消除器的“调制”的FEXT信道估计的上述原理。在这里，探查矩阵由以下给出：
其中
以及
。
因此，代替出于消除目的利用的逐行探查，可以应用下游发射器处的逐列探查。上述方程适用，仅需交换k和k0。
图2示出了用于下游串音信道估计的接收器和发射器模块的示意图。
发射器经由DMT信道向接收器传送经由若干线k、n的信号X，DMT信道由矩阵H描述。在由系数调制补充的发射器处，预补偿器P执行预处理（预补偿），从而利用由接收器经由差错率e（n）、e（k）确定的SNR（参见“SNR寄存”）来减少（线n和k之间的）串音和附加噪声W。出于系数调制目的，此类（每线k、n）SNR信息需要被传送到发射器。这优选地经由（现有的）反馈信道完成。
MIMO信道的加入和跟踪
如果客户住所设备（CPE）加入或重新加入MIMO组，则每当使用用于信道估计的LMS类型方法时，优选地在超帧和DMT帧级两者上同步加入链路的调制解调器状态机。
该基于SNR的方法的优势在于无需超帧级上的任何同步，因为在同步符号之间不存在关于任何时间相关性的交结（hinge）。基于标准化的无缝速率自适应，该方法允许VDSL2环路的旧有加入即无需改变SISO训练状态机。
在初始收敛之后，由于某个小时间变化量（由于开销传输线上的温度漂移、湿度等）可以利用跟踪方法。如果将系数调制用于初始估计目的，则可以利用慢梯度类型更新方法，或替代地通过对已经估计的优化迫零非对角消除器的超级定位和小探查分量，系数调制方法可以切换到跟踪模式：
与上面讨论的估计理论完全相同，可以针对消除器矩阵获得针对幅度和相位梯度的最优估计。对
的选择可以使得SNR活动性小，但是明显在分辨率之上，例如其可以相当于0.2dB。
在图4中示出了通信网络的特定情况。下游业务从服务器经由网络传送到中心局或数字用户线接入复用器CO/DSLAM。CO/DSLAM进一步经由数字用户线xDSL连接至客户住所设备CPE。数字用户线连接尤其可以是以下类型：
- 不对称数字用户线ADSL、ADSL2、ADSL2+；
- 高数据速率数字用户线HDSL；
- 甚高速数字用户线VDSL、VDSL2。
客户可以经由机顶盒和电视或经由个人计算机PC/TV被连接至客户住所设备CPE。从PC/TV向服务器发送的数据称作上游业务。
优选地，运营商或提供商希望通过采用具有低串音影响的高数据速率来有效地使用从CO/DSLAM到CPE的xDSL下游方向。
在此提出的方法可以在CO/DSLAM内和/或在CPE内运行。然而，有利地，提供商可以仅修改CO/DSLAM以能够运行在此提出的方法。特别地，CPE不必被改变或修改。
示出的方法尤其可以与离散多音调制（DMT）或正交频分复用（OFDM）一起使用。
其他优势：
与LMS类型的信道估计方法相反，提供的方法关于由于差分SNR评价技术引起的外部噪声是固有鲁棒的。该方法尤其适用于误码率在10-7范围中的环境。
有利地，可以提供阈值，根据该阈值可以避免导致不正确SNR测量值的错误判决（例如，由于不良的SNR）。
因为DSL几乎总是在高SNR体制中操作，所以提供的方法对于任何稳定的DSL链路都工作良好而不论环路长度或噪声条件如何。
完全未知信道的初始估计时间可以取决于重复SNR测量的可用性。另一方面，估计时间以线性的方式随着待提供的端口数量而增加。在完全旧有版本中，每个端口存在30秒的最小估计时间，因为标准ITU-997.1针对单个SNR测量允许高达10秒（这将导致针对48端口线卡的24分钟）。理论上，对于可靠的“瞬时”SNR测量而言，使用约100 DMT帧可能是足够的，这将导致每个端口约0.1秒的估计时间，即针对48端口矢量组的总计5秒估计时间。
关注按照CPU努力的计算复杂性，复杂算法不一定意味着高计算复杂性。包括探查相位（经由SNR日志文件）的全数值实验每个音花费5秒。可以通过采用在音之间并且跨端口的相关性或通过利用预补偿和/或消除而向线卡的初始启动提供旧有兼容的非相干串音估计来降低计算负担。在多用户频谱优化情况中，非相干串音估计是足够的，即串音的相位可以不影响优化。
缩写列表
A/D 模数
BER 误码率
CM 系数调制
CPE 客户住所设备
CRC 循环冗余校验
D/A 数模
DMT 离散多音
DSL 数字用户线
FEC 前向纠错
FEQ 频域均衡器
FEXT 远端串音
LMS 最小均方
MIMO 多输入多输出
NEXT 近端串音
OFDM 正交频分复用
QAM 正交幅度调制
QoS 服务质量
SHINE 单高脉冲噪声
SISO 单输入单输出
SNR 信噪比
TEQ 时域均衡器
ZF 迫零
Claims (15)
1.一种用于数据处理的方法，包括步骤
-结合信噪比反馈，在消除器和/或预补偿器中利用至少两个探查系数来处理所述消除器和/或所述预补偿器中的数据。
2.根据权利要求1所述的方法，其中经由系数调制来使用所述探查系数和所述信噪比反馈。
3.根据前述权利要求中任一项所述的方法，其中所述探查系数是预定的。
4.根据前述权利要求中任一项所述的方法，其中所述信噪比反馈是接收器经由反馈信道提供的数据。
5.根据前述权利要求中任一项所述的方法，其中所述预补偿器与中心局和/或数字用户线接入复用器相关联。
6.根据前述权利要求中任一项所述的方法，其中所述消除器与客户住所设备相关联。
7.根据前述权利要求中任一项所述的方法，其中处理的所述数据包括点对多点情况中的基于DMT的多载波调制。
8.根据前述权利要求中任一项所述的方法，其中所述数据处理应用于数字用户线环境。
9.根据前述权利要求中任一项所述的方法，其中在调制解调器的训练阶段期间处理所述方法。
10.根据前述权利要求中任一项所述的方法，其中迭代地应用所述方法。
11.根据前述权利要求中任一项所述的方法，其中通过对已经估计的优化消除器和/或预补偿器进行超级定位并且通过小的探查分量来将所述方法切换到跟踪模式。
12.根据前述权利要求中任一项所述的方法，其中所述探查系数包括至少两个探查矩阵。
13.根据前述权利要求中任一项所述的方法，其中所述探查系数的相位随频率改变。
14.一种设备，被布置使得在其上能执行根据前述权利要求中任一项的方法。
15.根据权利要求14所述的设备，所述设备是通信设备，特别地是中心局、数字用户线接入复用器和/或客户住所设备。
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