CN102308543B - 用于无线系统中信道质量数据的传输的技术 - Google Patents

Abstract

本发明的实施例提供一种装置，所述装置包括适用于无线网络的收发机，其使用结合了两级自适应快速反馈信道框架的快速反馈信道设计，所述两级自适应快速反馈信道框架将上行链路(UL)快速反馈信道分成主UL快速反馈信道和辅助UL快速反馈信道。

Description

用于无线系统中信道质量数据的传输的技术

背景

在无线通信系统中，下行链路(DL)DL传输将支持多种模式。根据移动台(MS)的信道和业务条件来在传输模式之间自适应地切换的能力对优化DL性能以实现所需的容量目标是关键的。快速反馈信道被用来反馈信道质量指示符和多输入多输出(MIMO)相关反馈的数据以支持DL自适应。为了优化整体性能，快速反馈信道需要：1)反馈用于DL自适应的适当度量；2)减少反馈延迟(latency)以在更高速度下允许鲁棒操作；3)控制反馈开销以管理UL效率；以及4)控制反馈可靠性以允许DL优化。

因此，强烈需要改进用于无线系统中信道质量数据的传输的技术。

附图简述

在说明书的结束部分中特别地指出并且清楚地要求保护被认为是本发明的主题。然而，通过在结合附图阅读时参考后面的详细描述，可以关于组织和操作方法连同其目的、特征和优点来最好地理解本发明，其中：

图1描绘在时域中主和辅助快速反馈信道的周期性和频率的实例；

图2描绘本发明实施例的具有两个3×6FMT的PCQICH；

图3描绘根据本发明实施例的用于UL主反馈信道的信道结构；

图4描绘根据本发明实施例的用于PCQICH的片(tile)结构(3×6)；

图5描绘根据本发明实施例的用于SCQICH的控制片结构；

图6描绘根据本发明实施例的片结构以及从编码块到2×6片结构的映射；

图7描绘根据本发明实施例的上行链路辅助快速反馈信道的信道结构；

图8描绘根据本发明实施例的片大小为3×6/6×6的4比特PCQICH(PB-3kmph和PA-3kmph)的SNR与PER的关系曲线；

图9示出根据本发明实施例的片大小为2×6的4/5/6比特PCQICH(PB-3kmph和VA-350kmph)的SNR与PER的关系曲线；

图10示出根据本发明实施例的11比特SCQICH(PB-3kmph，1×2和1×4)的SNR与PER的关系曲线；

图11示出根据本发明实施例的22比特SCQICH(PB-3kmph，PA-3kmph，1×2)的SNR与PER的关系曲线；以及

图12示出根据本发明实施例的片大小为2×6的12/24比特SCQICH(PB-3kmph，1×2，1×4)的SNR与PER的关系曲线。

将会认识到，为了说明的简单和清楚起见，附图中所示的元件不一定是按比例绘制的。例如，为了清楚起见，一些元件的尺寸相对于其他元件被夸大。此外，在认为适当的情况下，在附图中重复了参考数字以指示相应或类似的元件。

详细描述

在后面的详细描述中，陈述了许多特定细节以便提供对本发明的透彻理解。然而，本领域技术人员将会理解，可以在没有这些特定细节的情况下实践本发明。在其他实例中，公知的方法、过程、组件和电路未被详细描述以免模糊本发明。

虽然本发明的实施例不限于此方面，但是讨论利用的术语，例如“处理”、“计算”、“运算”、“确定”、“建立”、“分析”、“检查”等，可以是指计算机、计算平台、计算系统、或其他电子计算设备的操作和/或处理，其操纵和/或转换在计算机的寄存器和/或存储器内表示为物理(例如电子)量的数据成在计算机的寄存器和/或存储器或者可以存储执行操作和/或处理的指令的其他信息存储介质内类似表示为物理量的其他数据。

虽然本发明的实施例不限于此方面，但是在此使用的术语“复数个”和“多个”可以包括例如“多个”或“两个或更多”。术语“复数个”或“多个”在整个说明书中可被用来描述两个或更多个组件、设备、元件、单元、参数等。例如，“多个站”可以包括两个或更多个站。

本发明的实施例为无线系统提供一种新颖的快速反馈信道设计，其可包括两级自适应主/辅助快速反馈信道框架。该主/辅助快速反馈信道框架可进一步包括：将UL快速反馈信道分成主(具有固定鲁棒速率的宽带CQI报告)和辅助(具有自适应速率的子带CQI报告)UL快速反馈信道；以及在具有事件驱动传输的辅助UL快速反馈信道上的链路自适应，其可以以降低的开销显著地提高传输效率。这还允许用于独立快速反馈信道设计的灵活性，以便优化每个信道的性能(例如，这两个信道可能在不同置换(permutation)模式下实现最优性能)。

本发明的一个实施例提供，优化的BCH码可以被用于具有简化的设计和降低的复杂度的主(PCQICH)和辅助(SCQICH)快速反馈信道二者—虽然本发明不限于此方面。这能够容易地适合于不同片大小。

本发明的实施例为PCQICH提供支持多达6信息比特的、具有优化性能的、长度为12的半正交序列，并且可以利用更大的分集阶数(diversity order)。本发明的实施例还可以提供用于快速反馈信道设计的详细片大小和导频模式以及接收机检测方法，这能够利用编码增益和频率分集增益。而且，一些实施例提供高级非相干接收机，其在非常高速度(例如350kmph)下支持具有非相干检测的快速反馈信道传输。

在本发明的一些实施例中可以提供五个主要组件：两级自适应主/辅助快速反馈信道框架，SCQICH的链路自适应，所提出的快速反馈信道设计的信道结构，高级非相干接收机以及用于PCQICH和SCQICH的码。

两级自适应主/辅助CQICH框架和协议

在所提出的两级自适应主/辅助快速反馈信道框架中，UL快速反馈信道被分类成两种信道，即被归类为主快速反馈信道(PCQICH)和辅助快速反馈信道(SCQICH)，并且它们中的每一种可包含一种或多种类型的快速反馈信息。主CQI支持低速率、不太频繁的、周期性CQI反馈传输。它主要被设计成传送平均CQI和MIMO反馈信息以及提供可靠的基本连接。PCQICH对在UL中需要反馈CQI的所有用户都是可用的。基站(BS)为主快速反馈信道分配资源以及基于每个单独用户的信道变化特性来规定反馈频率。该信息被发送到用户台(SS)以调节其CQI反馈行为。辅助快速反馈信道被设计成以更高的效率来支持更多高级特征(例如MIMO、FFR、频率选择性调度(FSS))，其在有数据将被传送时被使用并且能够更频繁地且以更精细的粒度提供CQI反馈。也就是，SCQICH仅在需要时支持窄带CQI和MIMO反馈信息的高净荷反馈(其包括每码字的MIMO有效SINR、传输等级、以及PMI等)，并且传输能够是事件驱动的。

为了在最大化辅助快速反馈信道的吞吐量的同时保证鲁棒传输，在其上支持链路自适应，并且其将基于用户位置/信道条件而被完成以提高反馈效率。在本设计中，中心用户能够利用他们的高信号干扰噪声比(SINR)并以提高的效率在高的速率下传送CQI。因此，SCQICH旨在覆盖在下行链路上具有局部资源分配的用户，其需要反馈更多的CQI以支持例如FSS、MIMO等的特征，而具有非常差信道质量的用户可能无法使用辅助快速反馈信道来实现馈送更多CQI的有意义的增益。根据来自SS的请求，BS将决定是否分配辅助快速反馈信道、何时分配、资源量和相应索引、传输频率、速率，并将这些信息中继给SS。如图1所示，总体上示出为100，主快速反馈信道120支持每个用户周期性地在多个帧中反馈CQI。辅助快速反馈控制信道上用户的CQI反馈可能比主快速反馈控制信道上的更频繁。

辅助快速反馈信道的分配能够是事件驱动的，这取决于用户的业务条件和信道变化。只有当业务处于缓冲器中110或者预期在接下来n个帧内到达时才分配ULSFBCH，以及当没有业务处于缓冲器中130并且没有预期在接下来m个帧内到达时关闭ULSFBCH。另外，主快速反馈信道能够为功率控制提供参考。该参考能够被用于数据信道和辅助快速反馈信道二者的功率控制。辅助快速反馈信道需要UL功率控制以帮助UE实现最小SINR，从而能够支持最低MCS等级。

SCQICH的链路自适应

存在支持SCQICH上的链路自适应的多种方式。设计选项1：链路自适应能够基于长期信道统计(例如，在基站处长期测量的UL几何SINR)。设计选项2：SS开始使用最低调制进行传送。一旦SS获得分配并开始在SCQICH上反馈CQI，BS就基于信道测量使用SCQICH的UL专用导频来调谐速率。设计选项3：PCQICH为每个用户提供专用导频以促进信道测量。对使用SCQICH的用户，基于由PCQICH测量的信道质量来选择初始MCS等级，并且每个用户的速率能够以与设计选项2类似的方式调谐。设计选项4：基于候选(探测)子信道的专用导频自适应速率。

BS为请求在SCQICH中传送CQI的用户分配候选信道。每个用户的这些候选子信道的信道质量通过专用导频来测量。在质量方面，分配所选用户的规定子信道中SCQICH的相应MCS。在下一帧中，在分配的子信道中传送CQI数据。

对于所有上述设计选项，在需要保持一定量的余量以补偿UL的无法确定的信道变化的意义上说，链路自适应能够仅是粗糙的。

在本发明的实施例中，如下所述，基于一个特定片结构(3×6或6×6，或2×6)，所提出的基于块码的统一编码能够支持多达12/24信息比特，但是本设计能够容易地适合于不同的资源块大小(或片结构)，并且本发明不打算限于此方面。

另外，考虑到每个用户每CQI的总比特取决于例如其选择的不同MIMO模式而变化，通过在一个资源块内或在多个资源块中支持混合速率/MCS等级将提供更精细的粒度等级，以便最佳地使用资源。

PCQICH的信道结构和检测

存在设计PCQICH的三种方式，这取决于UL反馈信道的置换模式是局部的、分布式的、还是跳频局部的，而后两者共享相同的片结构和导频模式。在局部模式中，PCQICH逻辑信道占用6个连续子载波×6个OFDM符号(简称6×6)的一片大小，其是从不同UL局部控制资源单元中选择的以实现更高的扩展增益，而在另两种置换模式中，存在两种方式：1)一个PCQICH逻辑信道占用2个UL反馈小片(min-tile)(UL FMT)，其是从用于频率分集的不同UL分布式控制资源单元中选择的。这里，每个UL FMT被定义为3个连续子载波×6个OFDM符号(简称3×6)，如图2所示，总体上为200。一个PCIQCH逻辑信道占用3个UL反馈小片(UL FMT)，其是从用于频率分集的不同UL分布式控制资源单元中选择的。这里，每个UL FMT被定义为2个连续子载波×6个OFDM符号(简称2×6)，其与3×6类似。在所有这三种情况中，将使用相同的块大小，其是6×6。分布式的在210处示出，并且跳频局部的在220处示出。

在300处的图3示出用于片大小3×6和2×6的PCQICH信道符号生成过程。4比特的净荷310在此作为例子被示出，但是本发明不限于此方面。在320处提供序列选择。首先，4比特净荷310通过下面在表3中描述的块码被编码成16比特，然后在330应用重复-2，当使用片大小2×6时，4比特净荷310通过表1中的半正交序列被编码成12比特，并且然后应用重复-3。之后，在340对重复编码比特进行BPSK调制，并且在350将其映射到一个UL FMT并在360输出反馈信道符号。对于PCQICH中的每个3×6片，两个音调是空的，如在400处的图4所示，而对于片大小2×6，所有音调都被用于数据传输。

在本发明的一个实施例中，6×6片结构能够以与图1中所提供的类似的方式、或者使用用于统一导频模式的SCQICH的结构(在下面参考图5进行描述)以降低设计复杂度，而被导出。这不将导致任何性能差异。而且，在使用6×6的片大小时的信道符号生成过程也将是类似的，除了直接将4比特净荷编码成32比特以实现更高的扩展增益之外。在这种情况下，将跳过两次重复。

如下所述，非相干检测能够被用于PCQICH检测：

1)局部模式中的片大小6×6

对于第j个接收机天线，接收信号能够被写为(1)，其中R_j(n，k)代表在第j个天线处的接收信号，H_j(n，k)代表信道响应，P_t(n，k)代表编码比特，以及N_j(n，k)代表白噪声。

R_j(n，k)＝H_j(n，k)P_t(n，k)+N_j(n，k)

(1)

利用非相干接收机，接收信号与(2)中示出的所有可能序列进行相关：

$R_j(n,k)P_i^{*}(n,k)=H_j(n,k)P_t(n,k)P_i^{*}(n,k)+N_j^{\′}(n,k)---\left(2\right)$

假设在CQICH中H_j(n，k)几乎是相同的，通过在6×6片的32个子载波中相加，

${\mathrm{\Λ}}_{\mathrm{jt}}=\left|\underset{k=0}{\overset{31}{\mathrm{\Σ}}}{R}_j(n,k)P_i^{*}(n,k)\right|=\left|H_j\left(n\right)\right|\left|\underset{k=0}{\overset{31}{\mathrm{\Σ}}}{P}_t(n,k)P_i^{*}(n,k)\right|+N^{\′\′}---\left(3\right)$

假设天线数量是AntNum，则所有接收天线的结果如(7)中所示被组合：

${\mathrm{\Λ}}_t=\underset{j=0}{\overset{\mathrm{AntNum}-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\Λ}}_{\mathrm{jt}}---\left(4\right)$

Λ＝max{Λ_t，t＝0，1，......31}被认为是检测到的编码比特P_t，并且因此能够检测到4比特净荷。

2)分布式/跳频分布式模式中的片大小3×6

在接收机中，如下所述使用非相干检测：

对于片1和2的第j个接收机天线，接收信号能够被写为(1)。

在接收机中，如下所述使用非相干检测：

对于片1和2的第j个接收机天线，接收信号能够被写为(1)

$R_j^m(n,k)=H_j^m(n,k)P_t(n,k)+N_j^m(n,k)---\left(5\right)$

其中m代表片索引并且等于1或2。

非相干接收机：接收信号与(5)中示出的所有种类的序列进行相关

$R_j^m(n,k)P_i^{*}(n,k)=H_j^m(n,k)P_t(n,k)P_i^{*}(n,k)+N_j^{m^{\′}}(n,k)---\left(6\right)$

假设在每个3×6片中几乎相同。

通过在16个子载波中相加

${\mathrm{\Λ}}_{\mathrm{jt}}^m=\left|\underset{k=0}{\overset{15}{\mathrm{\Σ}}}{R}_j^m(n,k)P_i^{*}(n,k)\right|=\left|H_j^m\left(n\right)\right|\left|\underset{k=0}{\overset{15}{\mathrm{\Σ}}}{P}_t(n,k)P_i^{*}(n,k)\right|+N^{\′\′}---\left(7\right)$

两个片中的CQI数据将被相加，如(10)中所示，

${\mathrm{\Λ}}_{\mathrm{jt}}={\mathrm{\Λ}}_{\mathrm{jt}}^1+{\mathrm{\Λ}}_{\mathrm{jt}}^2---\left(8\right)$

整个地，四个天线如(12)中所示被组合：

${\mathrm{\Λ}}_t=\underset{j=0}{\overset{\mathrm{AntNum}-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\Λ}}_{\mathrm{jt}}---\left(9\right)$

Λ＝max{Λ_t，t＝0，1，......15}被认为是检测到的P_t。

3)分布式/跳频分布模式中的片大小2×6

与片大小3×6类似，唯一的差别在于，序列长度是12，并且做3次重复。

这里仅使用4比特净荷作为一个实例以易于解释PCQICH的信道结构。基本上，4～6比特将是PCQICH中平均反馈信息的合理范围，因为有效SINR需要4比特，而不同MIMO模式的等级自适应需要1～2比特。PCQICH的确切比特数将取决于特定的无线系统，并且由于下面提出的基于块码的统一信道编码支持多达12/24比特，所以我们的设计能够被容易地扩展到不同的净荷比特。

用于非相干检测的高级接收机

发射机在相邻频率子载波和相邻OFDM符号上发送预定义序列之一。序列的每个项目调制一个子载波。如果接收机知道信道相关，则有可能在本节中应用高级接收机。能够从信道延迟扩展来估计不同子载波的信道相关。能够从多普勒效应来估计不同OFDM符号的信道相关。当位于不同频率和时间的两个子载波的相关变低时，例如当速度为高时，高级接收机尤其有助于克服在应用直接互相关时的误差底限。

1)信号模型

发射机在相邻频率子载波和相邻OFDM符号上发送预定义序列之一。序列的每个项目调制一个子载波。接收机想要检测哪个预定义序列在没有估计信道响应的情况下就发送了。将预定义序列表示为

c_i＝[c_i(1) … c_i(N_f)]^T，对于i＝1，…，N_c，(10)

其中N_f是序列的长度，以及N_c是预定义序列的数量。接收信号由下式给出：

对于j＝1，…，N_f，

(11)

其中i₀是传送序列的索引；j是反馈信道中子载波的索引；h(j)是第j个子载波的信道响应；n(j)是第j个子载波的AWGN。此外，h(j)和n(j)被假设为零均值、具有方差1和σ²的高斯分布，即h(j)～CN(0，1)和n(j)～CN(0，σ²)。假设信道响应对接收机是未知的，但是假设子载波间信道响应的相关是已知的。也就是有

h＝[h(1) … h(N_f)]^T～CN(0，R)，

(12)

其中R＝E(hh^H)。

2)序列检测

令

for j＝1，…，N_f.

则

$=h\left(j\right)l_{c_i}\left(j\right)+\mathrm{\η}\left(j\right)---\left(13\right)$

由于n(j)和c_i(j)是独立的并且‖c_i(j)‖＝1，因此n(j)和η(j)具有相同的分布。而且，如果候选序列c_i是传送序列则恒等于1。否则，对于j＝1，…，N_f，是独立且随机的相位旋转，因此(5)中的第一项是独立的、高斯随机变量。

由于每个序列是同等可能的，所以最大后验检测与最大似然检测是相同的。传送序列的最大似然检测由下式给出：

$i_0=\underset{i=1,\·\·\·,N_c}{\arg \max }p\left(r\right|c_i)---\left(14\right)$

条件概率能够被计算为

$p\left(r\right|c_i)$

$=\∫p\left(r\right|c_i,h)p\left(h\right)\mathrm{dh}$

$=\∫p(r_{c_i}-h)p\left(h\right)\mathrm{dh}$

$=c\∫\exp (-\frac{1}{{\mathrm{\σ}}^2}{(r_{c_i}-h)}^H(r_{c_i}-h))\exp (-h^H{R}^{-1}h)\mathrm{dh}---\left(15\right)$

$=c\∫\exp ({-h}^H{R}_r^{-1}h+2\mathrm{Re}\left(r_{c_i}^{H}h\right))\mathrm{dh}$

$=\mathrm{cexp}\left(\frac{1}{{\mathrm{\σ}}^4}{r}_{c_i}^H{R}_r{r}_{c_i}\right)$

其中c是不依赖于c_i的归一化因子。将(6)代入(5)得到

$i_0=\underset{i=1,\·\·\·,N_c}{\arg \max }p\left(r\right|c_i)$

$=\underset{i=1,\·\·\·,N_c}{\arg \max }{r}_{c_i}^H{R}_r{r}_{c_i}---\left(16\right)$

其中R_r＝(R^-1+σ^-2I)^-1。

如果在接收机处不知道相关R，则能够从先前的上行链路业务(例如关联请求和ACK)中估计R。否则，最大后验(MAP)检测器能够从(14)中通过再添加一项而获得

$i_0=\underset{i=1,\·\·\·,N_c}{\arg \max }p\left(r\right|c_i),---\left(17\right)$

其中

$p\left(r\right|c_i)=\underset{R}{\∫}p\left(r\right|c_i,R)p\left(R\right).---\left(18\right)$

基站能够获得用于估计R的分布(即p(R))的R的采样并且在数值上计算(18)。对于低复杂度，R可以通过多普勒速度来参数化，并且仅少数(例如4个)速度被选择用于(18)的计算。为了进一步降低复杂度，速度的R，比如说中速或高速，例如100km/h或300km/h，被用于(14)而不招致(17)和(18)。原因在于，R在上作为低通滤波器运行，并且多普勒速度粗略地控制最高通过频率。确切的R能够被具有小的性能损失的各种低通滤波器替代。

为了降低复杂度，一些量能够被预先计算并存储。例如，能够为不同速度事先计算R_r。

SCQICH的信道结构和检测

与PCQICH类似，SCQICH被设计具有6×6的块大小，而在分布式/跳频局部模式中片大小能够是3×6或2×6，或者在局部/分布式模式中能够是6×6。

1)片大小3×6

一个6×6块由2个UL FMT来构造，所述UL FMT是从不同UL DRU(分布式资源单元)中选择的。UL FMT是3个连续子载波×6个OFDM符号的时频块并且具有3个固定位置的导频音调；

2)片大小2×6

一个6×6块由3个ULFMT来构造，所述ULFMT是从不同ULDRU(分布式资源单元)中选择的。UL FMT是2个连续子载波×6个OFDM符号的时频块并且具有2个固定位置的导频音调；

3)片大小6×6：具有4个固定位置的导频音调

总体上在500处的图5示出上面提到的不同片大小的片结构，包括3×6310、6×6320、以及2×6330。

总体上在600处的图6示出片结构以及从编码块到2×6片结构的映射，如在610、620和630处所示。

构成SCQICH和上行链路辅助快速反馈信道的信道结构的过程在700处的图7中被示出。首先，当使用片大小3×6或片大小2×6(最后2列被穿孔)时，每个块UL增强反馈净荷信息比特(1～11比特)在710和720被下面描述的表3和表4描述的块码编码成30比特长度，或者当使用片大小6×6时被编码成32比特长度。然后，序列在730被重复两次并在740进行QPSK调制。经调制的符号在750被映射到上行增强快速反馈控制信道的数据子载波。辅助快速反馈信道符号结果在760被示出。具体而言，从编码块到2×6片结构的映射在图6被示出。

SCQICH的控制数据净荷具有可变大小，这取决于给出反馈信息的组合的报告格式。每个SCQICH能够支持在1～12比特范围的反馈净荷信息比特大小。另外，基于其信道条件能够为不同用户自适应速率。在SCQICH中能够跳过重复以支持更高速率(多达24净荷比特)。SCQICH信道的接收机检测将与MLD接收机是相干的。

CQICH的信道编码

1)PCQICH的半正交序列

表1示出在使用片大小2×6时PCQICH的半正交序列。这些序列的互相关是6、4、2、0。这能够支持传送多达6信息比特，并且在传送4比特时能够使用前16个序列，在传送5比特时能够使用前32个序列。

表1：12比特长的半正交序列

2)主/SCQICH的基于块码的统一信道编码

CQICH的信息比特由两个分离块码来编码。信息比特的数量能够从1到11比特，其由a₀，a₁，a₂，...，a_K-1表示，其中K＝1，...，11。在表3和表4中为不同数量的信息比特定义了两个块码。码字能够通过表3和表4中表示为Si，n的6或12基本序列的线性组合来获得。

表3(32，K＜7)码的基本序列

表4(30，7≤K≤12)码的基本序列

假定b₀，b₁，b₂，...，b_N-1是编码码字之一，其中N＝32。分量之一能够由下式表示：其中n＝0，1，2，...，N-1。

可向编码码字应用穿孔和重复。所得到的序列c₀，c₁，c₂，...，c_M-1能够被表示为c_j＝b_(j mod N)，其中j＝0，1，2，...，M-1。

C性能评估

基于我们的802.16m LLS(链路级仿真器)的仿真平台，评估不同置换模式的性能。信道模型包括：ITU PA 3km/h和ITU PB 3km/h，以及对于4比特PCQICH性能评估，使用非相关检测。对于SCQICH相关评估，使用具有基于MMSE的信道估计的ML检测。在800处的图8将PCQICH的性能结果示出为片大小为3×6/6×6的4比特PCQICH(PB-3kmph和PA-3kmph)的SNR与PER的关系曲线。

在900处的图9是片大小为2×6的4/5/6比特PCQICH(PB-3kmph和VA-350kmph)的SNR与PER的关系曲线。

图8的曲线示出，对于PER＝10％，局部置换中的片大小6×6将稍好于分布式模式中的片大小3×6，而对于较低PER，片大小3×6将好于6×6。基本上，3×6的片大小的曲线比6×6的尖锐，但当天线数量增加时差异以某种方式收缩。在实际系统中，能够根据CQICH的设计目标选择适当的一个。表5列出在不同情况下实现目标PER 1％和10％所需的SNR(dB)。显然，对于4个接收天线，所需的SNR能够低至-8.5dB，这意味着我们的设计对于维持可靠的CQI连接和多达5km的小区大小的覆盖的系统是非常鲁棒的。(我们先前评估了，多达5km的小区大小的操作点将是大约-8dB)。在900处的图9示出具有大小为2×6的PCQICH对4/5/6净荷比特的结果。由于来自重复3的更大的频率分集增益，所以斜率比3×6的斜率稍微尖锐。另外，由在VA350kmph下的结果清楚地示出所提出的高级接收机对于非相关检测的优点。在没有此的情况下，我们在得到PER＝0.01之前看到EF。

表5：PER 1％和10％所需的4比特PCQICH的SNR(dB)

2)SCQICH的性能结果

在1000处的图10示出11比特SCQICH(PB-3kmph，1×2和1×4)的SNR与PER的关系曲线，并显示了当传送具有6×6的块大小的11比特净荷时在PB-3kmph下1×2和1×4的性能结果。能够清楚地看到，当存在2个接收天线时片大小3×6的结果在PER＝10％处优于片大小6×6大约2dB，在PER＝1％处优于片大小6×6大约4dB，而在4个接收天线的情况下性能优势将分别变为1dB和2.5dB。这是来自频率分集增益的好处(当使用2个3×6片时分集阶数＝2)。因此在此情况下片大小3×6是优选的。

在1100处的图11示出当传送具有6×6的块大小的22比特净荷时在PB-3kmph和PA-3kmph下1×2的性能结果。能够清楚地看到，在PB-3kmph下片大小6×6的结果优于片大小3×6大约～2dB并且在PA-3kmph下优于片大小3×6～1.5dB。因此，当传送多于11比特的净荷比特、其中重复被跳过时，相比于3×6的片大小，6×6的片大小是优选的。在1200处的图12示出根据本发明实施例的片大小为2×6的12/24比特SCQICH(PB-3kmph，1×2，1×4)的SNR与PER的关系曲线。

虽然在此示出并描述了本发明的某些特征，但是本领域技术人员可能会想到许多修改、替换、改变和等同物。因此应当理解，所附的权利要求书打算在本发明的真实精神内覆盖所有这样的修改和改变。

Claims (18)

1.一种用于无线系统中信道质量数据的传输的装置，包括：

适用于无线网络的收发机，其使用结合了两级自适应快速反馈信道框架的快速反馈信道设计，所述两级自适应快速反馈信道框架将上行链路UL快速反馈信道分成主UL快速反馈信道和辅助UL快速反馈信道，

其中，所述主UL快速反馈信道提供具有固定鲁棒速率的宽带CQI报告，以及辅助UL快速反馈信道提供具有自适应速率的子带CQI报告。

2.如权利要求1所述的装置，进一步包括：在具有事件驱动传输的所述辅助UL快速反馈信道上使用链路自适应以便以降低的开销提高传输效率。

3.如权利要求1所述的装置，进一步包括：为具有简化的设计和降低的复杂度的、并且能够实施以适合于不同片大小的所述主UL快速反馈信道和所述辅助UL快速反馈信道二者使用优化的BCH码。

4.如权利要求3所述的装置，其中，所述主UL反馈信道适合使用支持多达6信息比特的、具有优化性能的、长度为12的半正交序列以利用更大的分集阶数。

5.如权利要求1所述的装置，其中，所述收发机包括高级非相干接收机，所述接收机支持具有非相干检测的快速反馈信道传输。

6.一种用于无线系统中信道质量数据的传输的方法，包括：

使用结合了两级自适应快速反馈信道框架的快速反馈信道，所述两级自适应快速反馈信道框架将上行链路UL快速反馈信道分成主UL快速反馈信道和辅助UL快速反馈信道，

其中，所述方法进一步包括：所述主UL快速反馈信道提供具有固定鲁棒速率的宽带CQI报告，以及辅助UL快速反馈信道提供具有自适应速率的子带CQI报告。

7.如权利要求6所述的方法，进一步包括：在具有事件驱动传输的所述辅助UL快速反馈信道上使用链路自适应以便以降低的开销提高传输效率。

8.如权利要求6所述的方法，进一步包括：为具有简化的设计和降低的复杂度的、并且能够实施以适合于不同片大小的所述主UL快速反馈信道和所述辅助UL快速反馈信道二者使用优化的BCH码。

9.如权利要求8所述的方法，进一步包括：使所述主UL反馈信道适合使用支持多达6信息比特的、具有优化性能的、长度为12的半正交序列以利用更大的分集阶数。

10.如权利要求6所述的方法，进一步包括：将高级非相干接收机结合到收发机中，所述接收机支持具有非相干检测的快速反馈信道传输。

11.一种用于无线系统中信道质量数据的传输的设备，包括：

用于使用结合了两级自适应快速反馈信道框架的快速反馈信道的装置，所述两级自适应快速反馈信道框架将上行链路UL快速反馈信道分成主UL快速反馈信道和辅助UL快速反馈信道，

其中，所述设备进一步包括用于控制所述主UL快速反馈信道提供具有固定鲁棒速率的宽带CQI报告以及辅助UL快速反馈信道提供具有自适应速率的子带CQI报告的装置。

12.如权利要求11所述的设备，进一步包括用于在具有事件驱动传输的所述辅助UL快速反馈信道上使用链路自适应以便以降低的开销提高传输效率的装置。

13.如权利要求11所述的设备，进一步包括用于为具有简化的设计和降低的复杂度的、并且能够实施以适合于不同片大小的所述主UL快速反馈信道和所述辅助UL快速反馈信道二者使用优化的BCH码的装置。

14.如权利要求13所述的设备，进一步包括用于使所述主UL反馈信道适合使用支持多达6信息比特的、具有优化性能的、长度为12的半正交序列以利用更大的分集阶数的装置。

15.如权利要求14所述的设备，进一步包括用于将高级非相干接收机结合到收发机中的装置，所述接收机支持具有非相干检测的快速反馈信道传输。

16.一种用于无线系统中信道质量数据的传输的系统，包括：

基站BS；

移动台MS，其适合与所述基站通信；其中所述BS和所述MS适合使用结合了两级自适应快速反馈信道框架的快速反馈信道设计，所述两级自适应快速反馈信道框架将上行链路UL快速反馈信道分成主UL快速反馈信道和辅助UL快速反馈信道，

其中，所述主UL快速反馈信道提供具有固定鲁棒速率的宽带CQI报告，以及辅助UL快速反馈信道提供具有自适应速率的子带CQI报告。

17.如权利要求16所述的系统，进一步包括：所述MS和BS在具有事件驱动传输的所述辅助UL快速反馈信道上使用链路自适应以便以降低的开销提高传输效率。

18.如权利要求16所述的系统，其中，所述BS和MS为具有简化的设计和降低的复杂度的、并且能够实施以适合于不同片大小的所述主UL快速反馈信道和所述辅助UL快速反馈信道二者使用优化的BCH码。