KR101248329B1 - 무선 시스템에서 채널 품질 데이터의 전송을 위한 기법 - Google Patents

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Abstract

본 발명의 실시예는 업링크(UL) 고속 피드백 채널들을 프라이머리 및 세컨더리 UL 고속 피드백 채널들로 분리하는 2-레벨 적응 고속 피드백 채널 프레임워크를 통합하는 고속 피드백 채널 설계를 이용하는 무선 네트워크에서 사용하기 위해 구성된 송수신기를 포함하는 장치를 제공한다.

Description

무선 시스템에서 채널 품질 데이터의 전송을 위한 기법{TECHNIQUES FOR TRANSMISSION OF CHANNEL QUALITY DATA IN WIRELESS SYSTEMS}
무선 통신 시스템에서, 다운링크(DL) DL 전송들은 다수의 모드를 지원할 것이다. 이동국(MS) 채널 및 트래픽 조건에 따라 전송 모드들 사이에 적응적으로 스위칭하는 능력은 요구되는 용량 목표를 달성하기 위해 DL 성능을 최적화하는 데 결정적이다. DL 적응을 지원하기 위해 채널 품질 지시자(channel quality indicator) 및 MIMO(multiple input multiple output) 관련 피드백의 데이터를 피드백하기 위해 고속 피드백 채널이 사용된다. 전체 성능을 최적화하기 위해서는, 고속 피드백 채널들은: 1) DL 적응을 위한 적절한 메트릭(metric)을 피드백하고; 2) 보다 빠른 속도로 강건한(robust) 동작을 허용하기 위해 피드백 레이턴시(feedback latency)를 감소시키고; 3) UL 효율을 관리하기 위해 피드백 오버헤드(feedback overhead)를 제어하고; 4) DL 최적화를 허용하기 위해 피드백 신뢰도를 제어할 필요가 있다.
따라서, 무선 시스템에서 채널 품질 데이터의 전송을 위한 개선된 기법에 대한 강력한 요구가 존재한다.
본 발명으로 간주되는 내용은 각별히 지적되고 본 명세서의 결론 부분에서 뚜렷하게 청구된다. 그러나, 본 발명은, 그것의 목적들, 특징들, 및 이점들과 함께, 구성 및 동작 방법 양쪽 모두에 관하여, 도면들과 함께 다음의 상세한 설명을 읽고 참조하는 것에 의해 가장 잘 이해될 수 있다.
도 1은 시간 도메인에서 프라이머리(primary) 및 세컨더리(secondary) 고속 피드백 채널들의 주기성 및 빈도의 예를 도시한다.
도 2는 본 발명의 실시예의 2개의 3x6 FMT들을 갖는 PCQICH를 도시한다.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 UL 프라이머리 피드백 채널에 대한 채널 구조를 도시한다.
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 PCQICH에 대한 타일 구조(3x6)를 도시한다.
도 5는 본 발명의 실시예에 따른 SCQICH에 대한 제어 타일 구조들을 도시한다.
도 6은 본 발명의 실시예에 따른 타일 구조 및 코딩된 블록으로부터 타일 구조 2x6으로의 매핑을 도시한다.
도 7은 본 발명의 실시예에 따른 업링크 세컨더리 고속 피드백 채널의 채널 구조를 도시한다.
도 8은 본 발명의 실시예에 따른 타일 사이즈 3x6/6x6의 4-비트 PCQICH(PB-3kmph 및 PA-3kmph)의 SNR 대 PER 곡선을 도시한다.
도 9는 본 발명의 실시예에 따른 타일 사이즈 2x6의 4/5/6-비트 PCQICH(PB-3kmph 및 VA-350kmph)의 SNR 대 PER 곡선을 도시한다.
도 10은 본 발명의 실시예에 따른 11-비트 SCQICH(PB-3kmph, 1x2 및 1x4)의 SNR 대 PER 곡선을 도시한다.
도 11은 본 발명의 실시예에 따른 22-비트 SCQICH(PB-3kmph 및 PA-3kmph, 1x2)의 SNR 대 PER 곡선을 도시한다.
도 12는 본 발명의 실시예에 따른 타일 사이즈 2x6을 갖는 12/24-비트 SCQICH(PB-3kmph, 1x2, 1x4)의 SNR 대 PER 곡선을 도시한다.
설명의 간결성과 명확성을 위하여, 도면들에 도시된 구성 요소들은 반드시 일정한 비례로 그려진 것은 아니라는 것을 이해할 것이다. 예를 들면, 구성 요소들 중 일부의 치수들은 명확성을 위해 다른 구성 요소들에 대해 상대적으로 과장되어 있다. 또한, 적절하다고 생각되는 경우에, 대응하는 또는 유사한 구성 요소들을 지시하기 위해 도면들 사이에서 참조 번호들이 반복되었다.
다음의 상세한 설명에서는, 본 발명의 철저한 이해를 제공하기 위하여 다수의 특정한 상세들이 제시된다. 그러나, 이 기술의 숙련자들은 본 발명은 이러한 특정한 상세들 없이 실시될 수 있다는 것을 이해할 것이다. 다른 사례들에서, 본 발명을 모호하게 하지 않기 위하여 잘 알려진 방법들, 절차들, 컴포넌트들 및 회로들은 상세히 설명되지 않았다.
비록 본 발명의 실시예들은 이 점에 있어서 제한되지 않지만, 예를 들면, "처리"(processing), "계산"(computing), "산출"(calculing), "결정"(determining), "설정"(establishing), "분석"(analyzing), "체크"(checking) 등과 같은 용어들을 이용한 설명들은 컴퓨터의 레지스터들 및/또는 메모리들 내의 물리적인(예를 들면, 전자적인) 양들로서 표현된 데이터를 조작하고 및/또는 컴퓨터의 레지스터들 및/또는 메모리들 또는 동작들 및/또는 프로세스들을 수행하는 명령어들을 저장할 수 있는 다른 정보 저장 매체 내의 물리적인 양들로서 유사하게 표현된 다른 데이터로 변환하는, 컴퓨터, 컴퓨팅 플랫폼, 컴퓨팅 시스템, 또는 다른 전자 컴퓨팅 디바이스의 동작(들) 및/또는 프로세서(들)를 나타낼 수 있다.
비록 본 발명의 실시예들은 이 점에 있어서 제한되지 않지만, 여기에 사용되는 용어들 "복수"(plurality) 및 "복수의"(a plurality)는, 예를 들면, "다수"(multiple) 또는 "둘 이상"(two or more)을 포함할 수 있다. 용어들 "복수" 또는 "복수의"는 본 명세서의 전체에 걸쳐서 둘 이상의 컴포넌트들, 디바이스들, 엘리먼트들, 유닛들, 파라미터들 등을 기술하기 위해 사용될 수 있다. 예를 들면, "복수의 스테이션들"(a plurality of stations)은 둘 이상의 스테이션들을 포함할 수 있다.
본 발명의 실시예들은 2-레벨 적응 프라이머리/세컨더리 고속 피드백 채널 프레임워크(2-two level adaptive primary/secondary fast feedback channel framework)를 포함할 수 있는 무선 시스템을 위한 새로운 고속 피드백 채널 설계를 제공한다. 이 프라이머리/세컨더리 고속 피드백 채널 프레임워크는 UL 고속 피드백 채널들을 프라이머리(고정된 강건한 레이트를 갖는 광대역(wideband) CQI 보고들) 및 세컨더리(적응 레이트를 갖는 부대역(sub-band) CQI 보고들) UL 고속 피드백 채널들로 분리하는 것; 및 감소된 오버헤드로 전송 효율을 현저히 개선할 수 있는, 이벤트 기반 전송(event-driven transmission)으로 세컨더리 UL 고속 피드백 채널에서 링크 적응하는 것을 더 포함할 수 있다. 이것은 또한 각각의 채널 성능을 최적화하기 위하여 독립적인 고속 피드백 채널 설계에 대한 유연성을 허용한다(예를 들면, 2개의 채널은 상이한 퍼뮤테이션 모드들(permutation modes) 하에 최적의 성능을 달성할 수 있다).
본 발명의 실시예는, 비록 본 발명은 이 점에 있어서 제한되지 않지만, 단순화된 설계 및 감소된 복잡성으로 프라이머리 고속 피드백 채널(PCQICH) 및 세컨더리 고속 피드백 채널(SCQICH) 양쪽 모두에 대하여 최적화된 BCH 코드들이 사용될 수 있는 것을 제공한다. 이것은 상이한 타일 사이즈들에 용이하게 적합할 수 있다.
본 발명의 실시예들은 최적화된 성능으로 6개까지의 정보 비트를 지원하는 PCQICH를 위한 길이 12의 반직교 시퀀스들(semi-orthogonal sequences)을 제공하고 보다 큰 다이버시티 차수(diversity order)를 이용할 수 있다. 본 발명의 실시예들은 또한, 코딩 이득 및 주파수 다이버시티 이득 양쪽 모두를 이용할 수 있는, 고속 피드백 채널 설계를 위한 세부 타일 사이즈 및 파일럿 패턴 및 수신기 검출 방법들을 제공할 수 있다. 또한, 일부 실시예들은 350kmph와 같은 매우 고속에서 논코히어런트 검출(non-coherent detection)로 고속 피드백 채널 전송을 지원하는 진보된 논코히어런트 수신기(non-coherent receiver)를 제공한다.
본 발명의 일부 실시예들에서는 5개의 주요 구성 요소들이 제공될 수 있다: 2-레벨 적응 프라이머리/세컨더리 고속 피드백 채널 프레임워크, SCQICH를 위한 링크 적응, 제안된 고속 피드백 채널 설계의 채널 구조, 진보된 논코히어런트 수신기 및 PCQICH 및 SCQICH를 위한 코드들.
2 레벨 적응 프라이머리 / 세컨더리 CQICH 프레임워크 및 프로토콜
제안된 2-레벨 적응 프라이머리/세컨더리 고속 피드백 채널 프레임워크에서, UL 고속 피드백 채널들은, 프라이머리 고속 피드백 채널(PCQICH) 및 세컨더리 고속 피드백 채널(SCQICH)로 분류된, 2개의 채널들로 분류되고, 그것들 각각은 하나 이상의 유형의 고속 피드백 정보를 포함할 수 있다. 프라이머리 CQI 채널은 낮은 레이트의, 덜 빈번한, 주기적인 CQI 피드백 전송을 지원한다. 그것은 주로 평균 CQI 및 MIMO 피드백 정보를 전송하고 신뢰할 만한 기본 연결들을 제공하도록 설계된다. PCQICH는 UL에서 CQI를 피드백할 필요가 있는 모든 사용자들에게 이용 가능하다. 기지국(BS)은 프라이머리 고속 피드백 채널에 대한 리소스들을 할당하고 각 개별 사용자의 채널 변화 특성들에 기초하여 피드백 빈도를 지정한다. 이 정보는 그것의 CQI 피드백 거동을 조절하도록 가입자국들(SS)에 보내진다. 세컨더리 고속 피드백 채널은 보다 나은 효율로 더 진보된 특징들(예를 들면, MIMO, FFR, FSS(frequency selective scheduling))을 지원하도록 설계되고 전송될 데이터가 있을 때 사용되고 그것은 더 빈번하게 보다 미세한 입도(finer granularity)로 CQI 피드백을 제공할 수 있다. 즉, SCQICH는 요구가 있을 때만 (코드워드당 MIMO 유효 SINR, 전송 랭크, 및 PMI 등을 포함하는) 협대역 CQI 및 MIMO 피드백 정보의 높은 페이로드 피드백을 지원하고 전송은 이벤트 기반(event driven)일 수 있다.
세컨더리 고속 피드백 채널의 처리량을 최대화하면서 강건한 전송을 보장하기 위해, 그 채널에서 링크 적응이 지원되고 그것은 피드백 효율을 개선하기 위해 사용자 위치/채널 조건에 기초하여 행해질 수 있다. 이 설계에 의해, 중심 사용자들은 그들의 높은 신호 대 간섭비(SINR)를 이용할 수 있고 개선된 효율로 높은 레이트에서 CQI들을 전송할 수 있다. 따라서, SCQICH는 FSS, MIMO 등과 같은 특징들을 지원하기 위해 더 많은 CQI를 피드백할 필요가 있는 다운링크에서 로컬화된 리소스 할당(localized resource allocation)을 갖는 사용자들을 커버하는 것을 목표로 삼는 반면, 매우 열악한 채널 품질을 갖는 사용자들은 세컨더리 고속 피드백 채널을 이용하여 더 많은 CQI를 공급하는 의미 있는 이익을 얻을 수 없다. SS로부터의 요청마다, BS는 세컨더리 고속 피드백 채널을 할당할지, 언제 할당할지, 리소스들의 양 및 대응하는 인덱스, 전송 빈도, 레이트를 결정하고, 이 정보를 SS에 중계할 것이다. 일반적으로 100으로서 나타내어진, 도 1에 도시된 바와 같이, 프라이머리 고속 피드백 채널(120)은 다수의 프레임들에서 주기적으로 CQI들을 피드백하도록 각 사용자를 지원한다. 세컨더리 고속 피드백 제어 채널에서의 사용자들의 CQI 피드백은 프라이머리 고속 피드백 제어 채널에서보다 더 빈번할 수 있다.
세컨더리 고속 피드백 채널의 할당은 사용자의 트래픽 조건 및 채널 변화에 따라서 이벤트 기반일 수 있다. ULSFBCH는 버퍼에 트래픽이 있거나(110) 다음 n개의 프레임들 내에 도착할 것으로 기대되는 경우에만 할당되고 버퍼에 트래픽이 없고(130) 다음 m개의 프레임들 내에 도착할 것으로 기대되지 않는 경우에는 오프된다. 게다가, 프라이머리 고속 피드백 채널은 전력 제어를 위한 참조를 제공할 수 있다. 이 참조는 데이터 채널 및 세컨더리 고속 피드백 채널 양쪽 모두를 전력 제어하기 위해 사용될 수 있다. 세컨더리 고속 피드백 채널은 최저 MCS 레벨이 지원될 수 있도록 UE가 최소 SINR을 달성하는 것을 돕기 위해 UL 전력 제어를 필요로 한다.
SCQICH 에 대한 링크 적응
SCQICH 상의 링크 적응을 지원하는 다수의 방법들이 있다. 설계 옵션 1: 링크 적응은 장기 채널 통계(long term channel statistics)(예를 들면, 기지국에서 장기간에 걸쳐 측정된 UL 지오메트리(geometry) SINR)에 기초할 수 있다. 설계 옵션 2: SS는 최저 변조를 이용하여 전송하기 시작한다. BS는 일단 SS가 할당받고 SCQICH에서 CQI를 피드백하기 시작하면 SCQICH의 UL 전용 파일럿을 이용한 채널 측정에 기초하여 레이트를 조정한다. 설계 옵션 3: PCQICH는 각 사용자에 대한 채널 측정을 용이하게 하는 전용 파일럿들을 제공한다. SCQICH를 사용하는 사용자들에 대하여, 초기 MCS 레벨은 PCQICH에 의해 측정된 채널 품질에 기초하여 선택되고, 각 사용자의 레이트는 설계 옵션 2와 유사한 방식으로 조정될 수 있다. 설계 옵션 4: 후보(사운딩) 부채널들(subchannels)의 전용 파일럿들에 기초하여 레이트를 적응시키는 것.
BS는 SCQICH에서 CQI를 전송할 것을 요청하는 사용자들에게 후보 채널들을 할당한다. 각 사용자에 대한 이 후보 부채널들의 채널 품질들은 전용 파일럿들에 의해 측정된다. 그 품질들에 관하여, 선택된 사용자들에 대한 지정된 부채널에서의 SCQICH의 대응하는 MCS들이 할당된다. 다음의 프레임에서, CQI 데이터는 할당된 부채널들에서 전송된다.
모든 상기 설계 옵션들에 대하여, UL 확정할 수 없는 채널 변화(indeterminable channel variation)를 보상하기 위해 소정량의 마진이 유지될 필요가 있는 점에서 링크 적응은 단지 코어스(coarse)할 수 있다.
본 발명의 실시예들에서, 제안된 블록 코드 기반 통합 코딩(block codes based unified coding)은, 하나의 특정한 타일 구조(3x6 또는 6x6, 또는 2x6)에 기초하여, 후술되는 바와 같이 12/24개까지의 정보 비트를 지원할 수 있지만, 그 설계는 상이한 리소스 블록 사이즈(또는 타일 구조)에 용이하게 적응될 수 있고 본 발명은 이 점에 있어서 제한되지 않을 것이다.
게다가, 사용자마다 CQI당 총 비트들은, 예를 들면, 그것이 선택하는 상이한 MIMO 모드에 따라서 변한다는 것을 고려할 때, 리소스들을 가장 잘 사용하기 위해 하나의 리소스 블록 내에서 또는 다수의 블록들 사이에서 혼합된 레이트들/MCS 레벨들을 지원하는 것을 통해 보다 미세한 입도 레벨들(finer granularity levels)이 제공될 것이다.
PCQICH 및 검출을 위한 채널 구조
UL 피드백 채널의 퍼뮤테이션 모드(permutation mode)가 로컬화(localized)인지, 분포(distributed)인지, 호핑 로컬화(hopping localized)인지에 따라서 PCQICH를 설계하는 3가지 방법이 있는데, 후자의 둘은 동일한 타일 구조 및 파일럿 패턴들을 공유한다. 로컬화 모드에서, PCQICH 논리 채널은 6개의 인접한 부반송파들(contiguous subcarriers) × 6개의 OFDM 심벌들(생략하여 6x6)의 하나의 타일 사이즈를 차지하고, 그것은 더 많은 확산 이득(spreading gain)을 얻기 위해 상이한 UL 로컬화 제어 리소스 유닛들(control resource units)로부터 선택되는 반면, 다른 2개의 퍼뮤테이션 모드들에서는, 2가지 방법들이 있다: 1) PCQICH 논리 채널은 2개의 UL 피드백 미니타일들(UL feedback mini-tiles, UL FMT)을 차지하고, 그것들은 주파수 다이버시티를 위해 상이한 UL 분포 제어 리소스 유닛들로부터 선택된다. 여기서 각 UL FMT는, 일반적으로 200으로 지시된, 도 2에 도시된 바와 같이, 3개의 인접한 부반송파들 × 6개의 OFDM 심벌들(생략하여 3x6)로서 정의된다. PCQICH 논리 채널은 3개의 UL 피드백 미니타일들(UL FMT)을 차지하고, 그것들은 주파수 다이버시티를 위해 상이한 UL 분포 제어 리소스 유닛들로부터 선택된다. 여기서 각 UL FMT는, 3x6과 유사한, 2개의 인접한 부반송파들 × 6개의 OFDM 심벌들(생략하여 2x6)로서 정의된다. 이 3가지 경우 모두에서, 6x6인 동일한 블록 사이즈가 사용될 것이다. 분포는 210에 도시되어 있고 호핑 로컬화는 220에서 도시되어 있다.
300으로 지시된 도 3은 타일 사이즈 3x6 및 2x6에 대한 PCQICH 채널 심벌 생성 절차를 도시한다. 여기서는 예로서 4-비트 페이로드(310)가 설명되지만, 본 발명은 이 점에 있어서 제한되지 않는다. 320에서는 시퀀스 선택이 제공된다. 먼저 4-비트 페이로드(310)는 하기의 표 3에서 기술된 블록 코드에 의해 16 비트로 인코딩되고 그 후, 타일 사이즈 2x6을 사용중인 때, 반복(repetition)-2(330)가 적용되고, 4-비트 페이로드(310)는 표 1의 반직교 시퀀스(semi-orthogonal sequence)에 의해 12 비트로 인코딩된 다음 반복-3이 적용된다. 그 후 반복된 코딩된 비트들은 BPSK 변조되고(340) 하나의 UL FMT에 매핑되어(350) 피드백 채널 심벌(360)을 출력한다. PCQICH 내의 3x6의 각 채널에 대해서는, 400으로 지시된 도 4에 도시된 바와 같이, 2개의 톤은 널(null)인 반면, 타일 사이즈 2x6에 대해서는, 모든 톤들이 데이터 전송을 위해 사용된다.
본 발명의 실시예에서, 6x6의 타일 구조는 도 1에 제공된 것과 유사한 방법으로, 또는 설계 복잡성을 감소시키기 위해 통합된 파일럿 패턴에 대한 (도 5에 관련하여 아래에 설명된) SCQICH의 구조를 이용하여 얻어질 수 있다. 이것은 어떠한 성능 차이도 초래하지 않을 것이다. 6x6의 타일 사이즈를 이용하는 경우의 채널 심벌 생성 절차도, 더 많은 확산 이득을 달성하기 위해 4-비트 페이로드를 32 비트로 직접 인코딩하는 것을 제외하면, 유사할 것이다. 이 경우, 2회 반복은 스킵될 것이다.
후술되는 바와 같이 PCQICH 검출을 위해 논코히어런트 검출이 이용될 수 있다:
1) 로컬화 모드에서의 타일 사이즈 6x6
j번째 수신기 안테나에 대하여, 수신된 신호는 수학식 1로서 표현될 수 있고, 여기서
Figure 112011024064372-pct00001
는 j번째 안테나에서의 수신된 신호를 나타내고,
Figure 112011024064372-pct00002
는 채널 응답을 나타내고,
Figure 112011024064372-pct00003
는 코딩된 비트들을 나타내고,
Figure 112011024064372-pct00004
는 화이트 노이즈(white noise)를 나타낸다.
Figure 112011024064372-pct00005
논코히어런트 수신기에 의해, 수신된 신호는 수학식 2에 표현된 모든 가능한 시퀀스와 상관된다.
Figure 112011024064372-pct00006
Figure 112011024064372-pct00007
는 타일 6x6의 32개 부반송파들에서의 요약에 의해, CQICH에서 거의 동일하다고 가정된다.
Figure 112011024064372-pct00008
앤트 넘버(ant number)는 AntNum이라고 가정하면, 모든 수신 안테나들의 결과들은 수학식 7에 표현된 바와 같이 조합된다.
Figure 112011024064372-pct00009
Figure 112011024064372-pct00010
는 검출된 코딩된 비트들
Figure 112011024064372-pct00011
로서 간주되고 따라서 4-비트 페이로드가 검출될 수 있다.
2) 분포/호핑 분포 모드에서의 타일 사이즈 3x6
수신기에서는, 다음에 설명되는 바와 같이 논코히어런트 검출이 사용된다:
타일 1 및 2에 대한 j번째 수신기 안테나에 대하여, 수신된 신호는 수학식 1로서 표현될 수 있다.
수신기에서는, 다음에 설명되는 바와 같이 논코히어런트 검출이 사용된다:
타일 1 및 2에 대한 j번째 수신기 안테나에 대하여, 수신된 신호는 수학식 1로서 표현될 수 있다.
Figure 112011024064372-pct00012
여기서 m은 타일 인덱스를 나타내고 1 또는 2와 같다.
논코히어런트 수신기: 수신된 신호는 수학식 5에 표현된 모든 종류의 시퀀스와 상관된다.
Figure 112011024064372-pct00013
Figure 112011024064372-pct00014
는 3x6의 각 타일에서 거의 동일하다고 가정된다.
16개의 부반송파들에서의 요약에 의해,
Figure 112011024064372-pct00015
2개의 타일들 내의 CQI 데이터는 수학식 10에 표현된 바와 같이 요약될 것이다.
Figure 112011024064372-pct00016
전적으로, 4개의 안테나는 수학식 12에 표현된 바와 같이 조합된다.
Figure 112011024064372-pct00017
Figure 112011024064372-pct00018
는 검출된
Figure 112011024064372-pct00019
로서 간주된다.
3) 분포/호핑 분포 모드에서의 타일 사이즈 2x6
타일 사이즈 3x6과 유사하고 유일한 차이는 시퀀스 길이가 12이고 우리는 3회 반복을 행한다.
여기서 우리는 단지 PCQICH의 채널 구조의 설명을 편하게 하기 위해 하나의 예로서 4비트 페이로드를 사용한다. 유효 SINR을 위해 4 비트가 요구되는 한편 상이한 MIMO 모드에 대한 랭크 적응을 위해 1~2비트가 요구되기 때문에 기본적으로 4~6비트가 PCQICH에서의 평균 피드백 정보를 위한 적당한 범위일 것이다. PCQICH에 대한 정확한 비트 수는 특정한 무선 시스템에 의존할 것이고 우리의 설계는 12/24개까지의 비트를 지원하여 아래에 제안된 블록 코드 기반 통합 채널 코딩 때문에 상이한 페이로드 비트들에 용이하게 확장될 수 있다.
논코히어런트 검출을 위한 진보된 수신기
송신기는 인접한 주파수 부반송파들 및 인접한 OFDM 심벌들을 통하여 미리 정의된 시퀀스들 중 하나를 송신한다. 시퀀스의 각 엔트리는 하나의 부반송파를 변조한다. 만약 채널 상관이 수신기에 알려진다면, 이 섹션에서 진보된 수신기를 적용하는 것이 가능하다. 상이한 부반송파들에 대한 채널 상관은 채널 지연 확산(channel delay spread)으로부터 추정될 수 있다. 상이한 OFDM 심벌들에 대한 채널 상관은 도플러(Doppler)로부터 추정될 수 있다. 진보된 수신기는 상이한 주파수 및 시간에 위치한 2개의 부반송파들의 상관이 낮아질 때, 예를 들면, 속도가 높을 때 직접 상호 상관(direct cross correlation)이 적용되는 경우에 에러 플로어(error floor)를 극복하는 데 특히 도움이 된다.
1) 신호 모델
송신기는 인접한 주파수 부반송파들 및 인접한 OFDM 심벌들을 통하여 미리 정의된 시퀀스들 중 하나를 송신한다. 시퀀스의 각 엔트리는 하나의 부반송파를 변조한다. 수신기는 채널 응답을 추정하지 않고 상기 미리 정의된 시퀀스들 중 어느 것이 송신되었는지를 검출하기를 원한다. 미리 정의된 시퀀스들을 다음과 같이 표현하자.
Figure 112011024064372-pct00020
여기서
Figure 112011024064372-pct00021
는 시퀀스의 길이이고
Figure 112011024064372-pct00022
는 미리 정의된 시퀀스들의 수이다. 수신된 신호는 다음과 같이 표현된다.
Figure 112011024064372-pct00023
여기서
Figure 112011024064372-pct00024
는 송신된 시퀀스의 인덱스이고;
Figure 112011024064372-pct00025
는 피드백 채널에서의 부반송파들의 인덱스이고;
Figure 112011024064372-pct00026
는
Figure 112011024064372-pct00027
번째 부반송파의 채널 응답이고;
Figure 112011024064372-pct00028
는
Figure 112011024064372-pct00029
번째 부반송파에 대한 AWGN이다. 더욱이,
Figure 112011024064372-pct00030
및
Figure 112011024064372-pct00031
는 제로 평균이고 분산 1 및
Figure 112011024064372-pct00032
으로 가우스 분포되는 것으로, 즉,
Figure 112011024064372-pct00033
및
Figure 112011024064372-pct00034
로 가정된다. 채널 응답들은 수신기에 알려지지 않은 것으로 가정되지만 부반송파들에 걸쳐서 채널 응답들의 상관들은 알려진 것으로 가정된다. 즉, 다음이 얻어진다.
Figure 112011024064372-pct00035
여기서
Figure 112011024064372-pct00036
이다.
2) 시퀀스 검출
Figure 112011024064372-pct00037
에 대하여,
Figure 112011024064372-pct00038
라고 하면,
Figure 112011024064372-pct00039
Figure 112011024064372-pct00040
및
Figure 112011024064372-pct00041
는 독립적이고
Figure 112011024064372-pct00042
이기 때문에,
Figure 112011024064372-pct00043
및
Figure 112011024064372-pct00044
는 동일한 분포를 갖는다. 더욱이, 후보 시퀀스
Figure 112011024064372-pct00045
가 전송된 시퀀스
Figure 112011024064372-pct00046
이면
Figure 112011024064372-pct00047
상수는 1과 같다. 그렇지 않다면,
Figure 112011024064372-pct00048
는
Figure 112011024064372-pct00049
에 대하여 독립적인 랜덤 위상 회전(random phase rotation)이고 따라서 수학식 5의 첫 번째 항은 독립적인 가우스 랜덤 변수(Gaussian random variable)이다.
각 시퀀스는 동등하게 있음직하기(equally likely) 때문에, 최대 사후 검출(maximum posterior detection)은 최대 우도 검출(maximum likelihood detection)과 동일하다. 전송된 시퀀스
Figure 112011024064372-pct00050
의 최대 우도 검출은 다음과 같이 표현된다.
Figure 112011024064372-pct00051
조건부 확률은 다음과 같이 계산될 수 있다.
Figure 112011024064372-pct00052
여기서
Figure 112011024064372-pct00053
는
Figure 112011024064372-pct00054
에 의존하지 않는 정규화 인수(normalization factor)이다. 수학식 5를 수학식 6에 대입하면,
Figure 112011024064372-pct00055
여기서
Figure 112011024064372-pct00056
이다.
만약
Figure 112011024064372-pct00057
이 수신기에서 알려져 있지 않다면,
Figure 112011024064372-pct00058
은 관련 요청 및 ACK와 같은 이전의 업링크 트래픽으로부터 추정될 수 있다. 그렇지 않다면, MAP(maximum a posterior) 검출기는 다음과 같은 항을 하나 더 추가하는 것에 의해 수학식 14로부터 얻어질 수 있다.
Figure 112011024064372-pct00059
여기서,
Figure 112011024064372-pct00060
기지국은
Figure 112011024064372-pct00061
의 분포, 즉
Figure 112011024064372-pct00062
을 추정하기 위해
Figure 112011024064372-pct00063
의 샘플들을 획득하고 수치적으로 수학식 18을 평가할 수 있다. 낮은 복잡성을 위해,
Figure 112011024064372-pct00064
은 도플러 속도에 의해 파라미터화(parameterize)될 수 있고 수학식 18의 평가를 위해 극히 소수의, 예를 들면, 4개의 속도들만이 선택된다. 추가적인 복잡성 감소를 위해, 속도, 즉 중간 또는 높은 속도, 예를 들면, 100 km/h 또는 300 km/h의
Figure 112011024064372-pct00065
이 수학식 17 및 18을 초래하지 않고 수학식 14에서 사용된다. 그 이유는
Figure 112011024064372-pct00066
은
Figure 112011024064372-pct00067
에 대한 저역 통과 필터(low pass filter)로서 기능하고 도플러 속도는 최고 통과 주파수를 대략 제어한다는 것이다. 정확한
Figure 112011024064372-pct00068
은 작은 성능 손실로 다양한 저역 통과 필터로 대체될 수 있다.
복잡성 감소를 위해, 어떤 양(quantity)은 미리 계산되어 저장될 수 있다. 예를 들면,
Figure 112011024064372-pct00069
은 미리 상이한 속도들에 대하여 계산될 수 있다.
SCQICH 및 검출의 채널 구조
PCQICH와 유사하게, SCQICH는 6x6의 블록 사이즈를 갖는 설계이지만 타일 사이즈는 분포/호핑 로컬화 모드에서 3x6 또는 2x6 또는 로컬화/분포 모드에서 6x6일 수 있다.
1) 타일 사이즈 3x6
하나의 6x6 블록은 2개의 UL FMT로부터 구성되고, 그것들은 상이한 UL DRU(distributed resource unit)로부터 선택된다. UL FMT는 3개의 인접한 부반송파들 × 6개의 OFDM 심벌들의 시간-주파수 블록이고 3개의 고정된-위치 파일럿 톤들을 갖는다;
2) 타일 사이즈 2x6
하나의 6x6 블록은 3개의 UL FMT로부터 구성되고, 그것들은 상이한 UL DRU(distributed resource unit)로부터 선택된다. UL FMT는 2개의 인접한 부반송파들 × 6개의 OFDM 심벌들의 시간-주파수 블록이고 2개의 고정된-위치 파일럿 톤들을 갖는다;
3) 타일 사이즈 6x6: 4개의 고정된-위치 파일럿 톤들을 갖는다.
일반적으로 500으로 지시된 도 5는 3x6(310), 6x6(320), 및 2x6(330)을 포함하는 위에 언급된 상이한 타일 사이즈들의 타일 구조를 도시한다.
일반적으로 600으로 지시된 도 6은 타일 구조 및 코딩된 블록으로부터 610, 620 및 630에서 도시된 타일 구조 2x6로 매핑하는 것을 도시한다.
700으로 지시된 도 7에는 업링크 세컨더리 고속 피드백 채널의 SCQICH 및 채널 구조를 구성하는 프로세스가 도시되어 있다. 먼저, 각 블록 UL 인핸스드(enhanced) 피드백 페이로드 정보 비트(1~11비트)는 타일 사이즈 3x6 또는 타일 사이즈 2x6(마지막 2개의 칼럼(column)은 펑처링됨(punctured))을 사용중인 때는 30 비트 길이로 또는 타일 사이즈 6x6을 사용중인 때는 32 비트 길이로 후술되는 표 3 및 표 4에 의해 기술된 블록 코드에 의해 인코딩된다(710 및 720). 그 후 그 시퀀스는 2회 반복되고(730) QPSK 변조된다(740). 변조된 심벌들은 업링크 인핸스드 고속 피드백 제어 채널의 데이터 부반송파에 매핑된다(750). 세컨더리 고속 피드백 채널 심벌 결과는 760에 도시되어 있다. 구체적으로, 코딩된 블록으로부터 2x6의 타일 구조로 매핑하는 것은 도 6에 도시되어 있다.
SCQICH의 제어 데이터 페이로드는 피드백 정보의 조합이 주어지는 보고 포맷(reporting format)에 따라서 가변 사이즈를 갖는다. 각 SCQICH는 1~12비트 범위의 피드백 페이로드 정보 비트 사이즈를 지원할 수 있다. 게다가, 레이트들은 그것의 채널 조건에 기초하여 상이한 사용자들에 대하여 적응될 수 있다. SCQICH에서 보다 높은 레이트(24개까지의 페이로드 비트)를 지원하기 위해 반복이 스킵될 수 있다. SCQICH 채널들의 수신기 검출은 MLD 수신기와 코히어런트(coherent)할 것이다.
CQICH에 대한 채널 코딩
1) PCQICH에 대한 반직교 시퀀스
표 1은 타일 사이즈 2x6을 사용중인 때의 PCQICH에 대한 반직교 시퀀스를 나타낸다. 이러한 시퀀스들의 상호 상관(cross-correlation)은 6, 4, 2, 0이다. 이것은 6개까지의 정보 비트를 전송하는 것을 지원할 수 있고, 전자의 16개 시퀀스들은 4비트를 전송중일 때 사용될 수 있고, 전자의 32개 시퀀스들은 5비트를 전송중일 때 사용될 수 있다.
Figure 112011024064372-pct00070
2) 프라이머리/SCQICH에 대한 블록 코드 기반 통합 채널 코딩
CQICH의 정보 비트들은 2개의 개별 블록 코드들에 의해 인코딩된다. 정보 비트들의 수는
Figure 112011024064372-pct00071
로 표시된, 1 비트부터 11 비트까지이고, 여기서
Figure 112011024064372-pct00072
이다. 상이한 수의 정보 비트들에 대하여 표 3 및 표 4에서 정의된 2개의 블록 코드들이 있다. 코드워드는 표 3 및 표 4에서 Si,n으로 표시된 6개 또는 12개의 기초 시퀀스들(basis sequences)의 선형 조합에 의해 획득된다.
Figure 112011024064372-pct00073
Figure 112011024064372-pct00074
Figure 112011024064372-pct00075
는 인코딩된 코드워드 중 하나이고 여기서
Figure 112011024064372-pct00076
이라고 가정하자. 그 컴포넌트들 중 하나는
Figure 112011024064372-pct00077
로 표현될 수 있고 여기서 n = 0, 1, 2, ..., N-1이다.
인코딩된 코드워드에 펑처링 및 반복이 적용될 수 있다. 결과의 시퀀스
Figure 112011024064372-pct00078
은
Figure 112011024064372-pct00079
로 표현될 수 있고 여기서 j = 0, 1, 2, ..., M-1이다.
C 성능 평가
우리의 802.16m LLS(link level simulator)의 시뮬레이션 플랫폼에 기초하여, 상이한 퍼뮤테이션 모드들의 성능이 평가된다. 채널 모델들은 ITU PA 3km/h 및 ITU PB 3km/h를 포함하고 4-비트 PCQICH 성능 평가를 위하여 우리는 논코히어런트 검출을 이용한다. SCQICH 관련 평가를 위하여, 우리는 MMSE 기반 채널 추정과 함께 ML 검출을 이용한다. 800으로 지시된 도 8은 타일 사이즈 3x6/6x6의 4-비트 PCQICH(PB-3kmph 및 PA-3kmph)의 SNR 대 PER 곡선으로서 PCQICH의 성능 결과들을 도시한다.
900으로 지시된 도 9는 타일 사이즈 2x6의 4/5/6-비트 PCQICH(PB-3kmph 및 VA-350kmph)의 SNR 대 PER 곡선이다.
도 8의 곡선들은 PER = 10%인 경우 로컬화 퍼뮤테이션에서의 타일 사이즈 6x6이 분포 모드에서의 타일 사이즈 3x6의 것보다 약간 더 나을 것이지만, 보다 낮은 PER에 대해서는, 타일 사이즈 3x6이 6x6보다 나을 것임을 나타낸다. 기본적으로 3x6의 타일 사이즈를 갖는 곡선들은 6x6의 것보다 더 가파르지만, 그 차이는 안테나 수가 증가할 때 얼마간 작아진다. 실제 시스템에서, 우리는 CQICH의 설계 목표에 따라 적절한 것을 선택할 수 있다. 표 5는 목표 PER 1% 및 10%를 달성하기 위해 상이한 경우들에서 요구되는 SNR(dB)을 기재하였다. 4-수신 안테나의 경우에, 요구되는 SNR은 -8.5dB만큼 낮을 수 있다는 것이 명백하고, 이것은 시스템이 5km의 셀 사이즈까지 신뢰할 만한 CQI 연결 및 커버리지(coverage)를 유지하기 위해 우리의 설계가 매우 강건하다는 것을 의미한다. (우리는 5km까지의 셀 사이즈의 동작점은 대략 -8dB일 것이라는 이전의 평가를 갖고 있다). 900으로 지시된 도 9는 4/5/6 페이로드 비트들에 대한 사이즈 2x6을 갖는 PCQICH의 결과들을 나타낸다. 그 경사는 반복 3으로부터의 더 많은 주파수 다이버시티 이득으로 인해 3x6의 경사보다 약간 더 가파르다. 게다가 VA350kmph 하의 결과들로부터 논코히어런트 검출을 위한 제안된 진보된 수신기의 이점을 명확히 나타낸다. 이것이 없다면, 우리는 PER=0.01을 얻기 전에 EF를 겪는다.
Figure 112011024064372-pct00080
2) SCQICH의 성능 결과들
1000으로 지시된 도 10은 11-비트 SCQICH(PB-3kmph, 1x2 및 1x4)의 SNR 대 PER 곡선을 나타내고 6x6의 블록 사이즈로 11 비트 페이로드를 전송중인 때 PB-3kmph 하의 1x2 및 1x4의 성능 결과들을 증명한다. 우리는 타일 사이즈 3x6의 결과들은 2개의 수신 안테나가 있는 경우에 PER = 10%에서 약 2dB 및 PER = 1%에서 4dB만큼 타일 사이즈 6x6보다 성능이 우수한 반면 4 수신기 안테나의 경우에 성능 이익은 각각 1dB 및 2.5dB가 될 것임을 명확히 확인할 수 있다. 이것은 주파수 다이버시티 이득(3x6의 2개의 타일을 사용중인 경우 다이버시티 차수=2)로부터의 이익이다. 따라서 이 경우에 타일 사이즈 3x6이 선호된다.
1100으로 지시된 도 11은 6x6의 블록 사이즈로 22 비트 페이로드를 전송중인 때 PB-3kmph 및 PA-3kmph 하의 1x2의 성능 결과들을 나타낸다. 우리는 타일 사이즈 6x6의 결과들은 PB-3kmph 하에 약 ~2dB 및 PA-3kmph 하에 ~1.5dB만큼 타일 사이즈 3x6보다 성능이 우수하다는 것을 명확히 확인할 수 있다. 따라서 반복이 스킵되는 경우 11 비트보다 더 큰 페이로드 비트들을 전송중인 때, 3x6의 타일 사이즈와 비교하여 6x6의 타일 사이즈가 선호된다. 1200으로 지시된 도 12는 본 발명의 실시예에 따른 타일 사이즈 2x6을 갖는 12/24-비트 SCQICH(PB-3kmph, 1x2, 1x4)의 SNR 대 PER 곡선을 도시한다.
본 발명의 특정한 특징들이 여기에 도시되고 설명되었지만, 이 기술의 숙련자들에게는 다수의 수정들, 대체들, 변경들, 및 동등물들이 머리에 떠오를 것이다. 그러므로, 첨부된 청구항들은 본 발명의 참된 정신 안에 있는 모든 그러한 수정들 및 변경들을 포함하기 위해 의도되었음을 이해해야 한다.

Claims (22)

  1. 통신 장치로서,
    업링크(UL) 고속 피드백 채널들을 프라이머리(primary) UL 고속 피드백 채널 및 세컨더리(secondary) UL 고속 피드백 채널로 분리하는 2-레벨 적응 고속 피드백 채널 프레임워크(2-two level adaptive fast feedback channel framework)를 통합하는 고속 피드백 채널 설계를 이용하는 무선 네트워크에서 사용하기 위해 구성된 송수신기(transceiver)를 포함하고, 상기 프라이머리 UL 고속 피드백 채널은 고정된 강건한 레이트(fixed robust rate)를 갖는 광대역(wideband) 채널 품질 지시자(channel quality indicator)(CQI) 보고들을 제공하고 세컨더리 UL 고속 피드백 채널은 적응 레이트(adaptive rate)를 갖는 부대역(sub-band) CQI 보고들을 제공하는 통신 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    감소된 오버헤드로 전송 효율을 개선하기 위해 이벤트 기반 전송(event-driven transmission)들로 상기 세컨더리 UL 고속 피드백 채널에서 링크 적응을 이용하는 것을 더 포함하는 통신 장치.
  3. 삭제
  4. 제1항에 있어서,
    상이한 타일 사이즈들에 적합하도록 구현 가능하고 단순화된 설계 및 감소된 복잡성으로 상기 프라이머리 UL 고속 피드백 채널 및 상기 세컨더리 UL 고속 피드백 채널 양쪽 모두에 대하여 최적화된 BCH(Bose, Chaudhri, Hocquenghem) 코드들을 사용하는 것을 더 포함하는 통신 장치.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 프라이머리 UL 고속 피드백 채널은 보다 큰 다이버시티 차수(diversity order)를 이용하기 위해 최적화된 성능으로 6개까지의 정보 비트를 지원하는 길이 12의 반직교 시퀀스들(semi-orthogonal sequences)을 사용하도록 구성되는 통신 장치.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 송수신기는 논코히어런트 검출(non-coherent detection)로 고속 피드백 채널 전송들을 지원하는 진보된 논코히어런트 수신기를 포함하는 통신 장치.
  7. 무선 시스템들에서 채널 품질 데이터의 전송을 위한 방법으로서,
    업링크(UL) 고속 피드백 채널들을 프라이머리 UL 고속 피드백 채널 및 세컨더리 UL 고속 피드백 채널로 분리하는 2-레벨 적응 고속 피드백 채널 프레임워크를 통합하는 고속 피드백 채널을 이용하는 단계; 및
    보다 큰 다이버시티 차수를 이용하기 위해 최적화된 성능으로 6개까지의 정보 비트를 지원하는 길이 12의 반직교 시퀀스들을 사용하도록 상기 프라이머리 UL 고속 피드백 채널을 구성하는 단계
    를 포함하는, 무선 시스템들에서의 채널 품질 데이터 전송 방법.
  8. 제7항에 있어서,
    감소된 오버헤드로 전송 효율을 개선하기 위해 이벤트 기반 전송들로 상기 세컨더리 UL 고속 피드백 채널에서 링크 적응을 이용하는 단계를 더 포함하는, 무선 시스템들에서의 채널 품질 데이터 전송 방법.
  9. 제7항에 있어서,
    고정된 강건한 레이트를 갖는 광대역 채널 품질 지시자(CQI) 보고들을 제공하는 상기 프라이머리 UL 고속 피드백 채널 및 적응 레이트를 갖는 부대역 CQI 보고들을 제공하는 세컨더리 UL 고속 피드백 채널을 더 포함하는, 무선 시스템들에서의 채널 품질 데이터 전송 방법.
  10. 제7항에 있어서,
    상이한 타일 사이즈들에 적합하도록 구현 가능하고 단순화된 설계 및 감소된 복잡성으로 상기 프라이머리 UL 고속 피드백 채널 및 상기 세컨더리 UL 고속 피드백 채널 양쪽 모두에 대하여 최적화된 BCH(Bose, Chaudhri, Hocquenghem) 코드들을 사용하는 단계를 더 포함하는, 무선 시스템들에서의 채널 품질 데이터 전송 방법.
  11. 삭제
  12. 제7항에 있어서,
    고속 피드백 채널 전송들은 논코히어런트 검출을 허용하는, 무선 시스템들에서의 채널 품질 데이터 전송 방법.
  13. 무선 시스템들에서의 채널 품질 데이터 전송을 위한 컴퓨터 실행가능한 명령어들로 인코딩된 컴퓨터 판독가능한 매체로서, 상기 컴퓨터 실행 가능한 명령어들은, 액세스될 때, 컴퓨터로 하여금,
    업링크(UL) 고속 피드백 채널들을 프라이머리 UL 고속 피드백 채널 및 세컨더리 UL 고속 피드백 채널로 분리하는 2-레벨 적응 고속 피드백 채널 프레임워크를 통합하는 고속 피드백 채널을 제어하고,
    고정된 강건한 레이트를 갖는 상기 프라이머리 UL 고속 피드백 채널을 이용하여 광대역 채널 품질 지시자(CQI) 보고들을 제공하고,
    적응 레이트를 갖는 상기 세컨더리 UL 고속 피드백 채널을 이용하여 부대역 CQI 보고들을 제공하는 것을 포함하는 동작들을 수행하게 하는, 컴퓨터 판독가능한 매체.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 컴퓨터 실행 가능한 명령어들은, 감소된 오버헤드로 전송 효율을 개선하기 위해 이벤트 기반 전송들로 상기 세컨더리 UL 고속 피드백 채널에서 링크 적응을 이용하는 것을 제어하는 추가적인 명령어들을 더 포함하는, 컴퓨터 판독가능한 매체.
  15. 삭제
  16. 제13항에 있어서,
    상기 컴퓨터 실행 가능한 명령어들은, 상이한 타일 사이즈들에 적합하도록 구현 가능하고 단순화된 설계 및 감소된 복잡성으로 상기 프라이머리 UL 고속 피드백 채널 및 상기 세컨더리 UL 고속 피드백 채널 양쪽 모두에 대하여 최적화된 BCH(Bose, Chaudhri, Hocquenghem) 코드들을 사용하는 것을 제어하는 추가적인 명령어들을 더 포함하는, 컴퓨터 판독가능한 매체.
  17. 제13항에 있어서,
    상기 컴퓨터 실행 가능한 명령어들은, 보다 큰 다이버시티 차수를 이용하기 위해 최적화된 성능으로 6개까지의 정보 비트를 지원하는 길이 12의 반직교 시퀀스들을 사용하도록 상기 프라이머리 UL 고속 피드백 채널을 적응시키는 것을 제어하는 추가적인 명령어들을 더 포함하는, 컴퓨터 판독가능한 매체.
  18. 제17항에 있어서,
    상기 컴퓨터 실행 가능한 명령어들은, 고속 피드백 채널 전송들의 논코히어런트 검출을 허용하는 것을 제어하는 추가적인 명령어들을 더 포함하는, 컴퓨터 판독가능한 매체.
  19. 통신 시스템으로서,
    기지국(BS); 및
    상기 기지국과 통신하도록 구성된 이동국(MS)
    을 포함하고,
    상기 BS 및 상기 MS는 업링크(UL) 고속 피드백 채널들을 프라이머리 UL 고속 피드백 채널 및 세컨더리 UL 고속 피드백 채널로 분리하는 2-레벨 적응 고속 피드백 채널 프레임워크를 통합하는 고속 피드백 채널 설계를 이용하도록 구성되고, 상기 프라이머리 UL 고속 피드백 채널은 고정된 강건한 레이트를 갖는 광대역 채널 품질 지시자(CQI) 보고들을 제공하고 세컨더리 UL 고속 피드백 채널은 적응 레이트를 갖는 부대역 CQI 보고들을 제공하는 통신 시스템.
  20. 제19항에 있어서,
    상기 MS 및 BS는 감소된 오버헤드로 전송 효율을 개선하기 위해 이벤트 기반 전송들로 상기 세컨더리 UL 고속 피드백 채널에서 링크 적응을 이용하는 것을 더 포함하는 통신 시스템.
  21. 삭제
  22. 제19항에 있어서,
    상기 BS 및 MS는 상이한 타일 사이즈들에 적합하도록 구현 가능하고 단순화된 설계 및 감소된 복잡성으로 상기 프라이머리 UL 고속 피드백 채널 및 상기 세컨더리 UL 고속 피드백 채널 양쪽 모두에 대하여 최적화된 BCH(Bose, Chaudhri, Hocquenghem) 코드들을 사용하는 통신 시스템.
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