CN102301819B - 单一调制方案叠加编码组播之系统、方法及计算机程序 - Google Patents

Abstract

跨层设计架构是为最后一跳无线数据的逻辑叠加编码(SPC)调制而设计的，旨在克服无线视频组播中多用户信道多样性的影响。此方法是通过将连续的精细信息比特映射到分层调制上，生成逻辑SPC已调信号，分层调制是通过动态能量分配和相移键控实现的，这模仿了在硬件SPC调制中产生多级已调信号的叠加过程。在接收端，接收到的逻辑SPC信号通过一个基于软件的方法在普通解调器上进行解码，而不通过传统方法所必需的信号干扰消除(SIC)过程。此方法提供了可媲美甚至优于——在为基本层和增强层信息进行的功率分配以及用户信道条件不同的多种场景下——使用常规硬件和基于SIC的SPC调制的整体系统吞吐量。

Description

单一调制方案叠加编码组播之系统、方法及计算机程序

技术领域

总的来说，本发明涉及到无线通信，具体来讲，它是一种实现无线数据组播的技术，该技术仅需对发射器硬件做最小的修改而对接收器硬件则不需任何改动。

背景技术

组播，也就是在一组需要相同内容(如数据、视频、音频等)的接收器中分享一个带有这些信息的发射信号，通常是一种有效、可扩展地以无线方式(甚至是以有线基础设施方式)传输带宽密集型数据的方法，这样可以避免重复传输相同的数据副本。

基于IEEE 802.16(WiMAX)标准的无线宽带接入技术和可伸缩视频编码技术——如H.264/MPEG4高级视频编码(AVC)——的空前进步，使人们能够提供大规模无线视频组播/广播服务，如移动互联网协议电视(IPTV)。一般认为，采用视频组播能获得传输容量的最佳扩展使用，其中系统资源分配仅涉及提供的电视频道数量以及其带宽需求，而不涉及接受者的数量。这有利于大规模、高品质地无线组播和广播视频数据，包括定期和直播的电视节目内容，其中多个接收机预期可同时收到同一视频流的带宽密集型数据。

然而，由于在接收相同的无线组播信号方面用户之间存在多用户信道的多样性，如何选择适当的传输速率一直是一个问题。一个单速率组播信号可能没有充分利用具有良好信道条件的接收器的信道容量，而信道条件不好的接收器无法将其解码。一个简单但有点笨的解决办法是采用保守的传输速率，以满足尽可能多的用户，付出的代价是可共同置备的电视频道数量的减少，这当然会导致糟糕的经济规模。

叠加编码(SPC)是一种物理层技术，它可使发射器在一个单层无线广播信号之内同步发送单个信息到多个接收器。SPC信号中包含多分辨率调制符号，可使一个接收器来解码自己的信号，其它同类接收器亦如此，信息依其在解码即时的信道状况而定。在宽带无线接入(BWA)的网络(如WiMAX)中，SPC可被用于一个跨层设计，形成无线组播信号，来为IPTV服务传输可伸缩视频码流，这一视频码流带有多个品质层。这种跨层设计的框架可以有效地解决多用户信道多样性的问题，产生的多分辨率已调信号可扩展共用连续精细信息的组播/广播，像可伸缩视频码流。通过将多重品质层的信息叠加成一个单一的SPC已调信号，信道差的接收机可解码和获得基本层数据，实现基本的视频图像质量，同时具有良好信道条件的接收器可以从更高质量层获取数据，以便获得优化后的视频质量。

把与每个接收器对应的已调信号叠加成单一信号，SPC提供了一种将两个或更多独立接收器的信息传递到这些接收器的方法。这种多路信号的叠加可以通过向量加法的方式进行解读。例如，可以使用SPC叠加两个或多个信号。

图1说明了与两个接收机的两个SPC信号相对应的一个向量加法，其中带有接收器1信息的X1通过QPSK调制能过获得更高的吞吐量，但对信道要求更高(即要求更高的信噪比)；带有接收器2信息的X2是由BPSK调制以满足低信道的要求(即降低信噪比的要求)，但在同样的错误率下传输速度慢了。叠加信号x是一个由X＝X1+X2管制的两个接收器已调信号的矢量和。如图1(a)所示，向量X表示叠加信号，包括符号′0′和符号′01′。

然后信号x是作为一个单一的无线传输块发射，并由两个相同覆盖范围内不同信道条件的接收器收到。接收到的信号可以表示为y_i＝x+z_i，其中z_i是由接收器i感知的噪音。传统的解码技术，即信号干扰消除(SIC)，是一种通常用于接收器i来识别要传输给其他接收机的信号成分。接收器i通过把从它接收到的信号y_i中去除要传输给其他接收器的信号而获得它自己的信息。例如，接收器2要从y₂中解码它的数据，它必须先用SIC来确定要发给接收器1的数据X1，然后从接收信号y₂中减去X1。然而，使用SIC去除后要发送给x2的结果通常受接收器2噪音，即z2，的干扰。图1(a)和1(b)分别为这些编码和解码过程的示意图，为了能够直观的理解，此处忽略噪声的影响。

SPC最好应用于组播传输连续的精细的信息，如可伸缩的(分层)视频编码比特流，而不是独立的信息。通过采用可伸缩视频编码比特流的SPC，信道条件差的接收器可获取基本视频质量的数据，这些数据以一个较小的吞吐量和较低的信道需求调制，另一个具有良好的信道条件的接收器可能获得完整的视频质量，同时解码视频基本层和增强层的数据，因为它可能能够解调由更高的吞吐量调制方案产生的已调信号。

图2说明了两层的连续精细视频源的BPSK和QPSK的SPC组播示意图。使用SPC调制方案能支持多分辨率的传输速率，以便在良好的信道条件下最大化接收质量，但仍能确保来自同一SPC组播信号基本层的保守速率。熟悉该技术的人都知道在无线信道视频组播中利用叠加编码的高效性可以克服多用户信道多样性的缺点。

尽管具有上述优势特征，很少有商用无线系统和无线视频组播相关行业标准采用SPC调制。视频组播中没有用SPC调制很可能因为需要额外的系统支持，在这些系统中，需要专用的硬件组件和电路来把两个或多个已调信号叠加在一起，在PHY层形成SPC信号。此外，需要修改某些软件以确保连续精细的视频信号源和通过SPC分层调制之间的跨层映射。目前3G技术和以前的无线系统没有使用这样一个专用的硬件和软件支持，这主要是由于视频组播服务订阅(如按节目单播出的IPTV)还没有达到成熟。这些要求为在宽带无线接入(BWA)网络中针对可伸缩的无线视频组播采用和部署此标准做法造成了重大的技术障碍和互操作性问题。

畅想在新兴的BWA网络上提供带宽要求的视频组播服务将会流行，定义和定位一个可行的能够基本被业内接受的SPC视频组播变得越来越重要。

因此，我们需要的是这样一个SPC的新设计架构：可减轻多用户信道多样性的影响，可以以最小的改动用于现有的无线发射器，最好是对现有的无线接收器不用任何硬件修改。

发明内容

本本发明提供了一种通过无线信道将数据从一个发射器传送到一个或多个接收器的方法，该方法的特点是：(一)将数据分离到一个或多个层，每一层由一个或多个比特表示；(二)把这些层的比特组合成一个比特流，而每一个可能的比特流组合由一个唯一的数据点表示；(三)通过第一种比特流调制方案调制产生已调信号，该调制方案可调节至少与可能存在的比特流组合数量相同的唯一数据点；(四)传输已调信号到一个或多个接收器，每个接收器可解调至少一个使用第一种调制方案或一个或多个其他调制方案的层，其他调制方案可解调拥有可能比第一种调制方案少的数据点的信号。

本发明还提供了一个将数据传输到一个或多个接收器的系统，该系统的特点是一个发射器通过无线信道连接到一个或多个接收器，其中：(一)发射器包括或连接到一种数据分离装置，该装置将数据分离到一个或多个层，每一层由一个或多个比特表示；(二)发射器包括或连接到一个比特流生成装置，该装置把这些层的比特组合成一个比特流，而每一个可能的比特流组合由一个唯一的数据点表示；(三)发射器包括或连接到一个调制器，通过第一种比特流调制方案调制产生已调信号，该调制方案可调节至少与可能存在的比特流组合数量相同的独特数据点；其中发射器传输已调信号传输到一个或多个接收器，每个接收器可解调至少一个使用第一种调制方案或一个或多个其他调制方案的层，其他调制方案可解调拥有可能比第一种调制方案少的数据点的信号。

本发明还提供了一种计算机程序产品，包括电脑指令，当加载连接到可通过无线信道传输数据发射器的一个或多个计算机处理器时，这些指令为数据传输到一个或多个与该无线信道相连接的接收器提供了一种手段，其特点在于计算机程序可执行步骤：(一)将数据分离到一个或多个层，每一层由一个或多个比特表示；(二)把这些层的比特组合成一个比特流，而每一个可能的比特流组合由一个唯一的数据点表示；(三)通过第一种比特流调制方案调制产生已调信号，该调制方案可调节至少与可能存在的比特流组合数量相同的唯一数据点；(四)已调信号传输到一个或多个接收器，每个接收器可解调至少一个使用第一种调制方案或一个或多个其他调制方案的层，其他调制方案可解调拥有可能比第一种调制方案少的数据点的信号。

就此，在详细解释本发明的任何构成部分之前，我们要明白，就其应用，本发明不限于其构建细节和在下面说明中提出或在图纸上说明的其组件的安排设置。本发明能够被其他的组件使用，很实用，并以各种方式进行了实践。此外，此处使用的短语和术语均出于描述目的，不应被视为限制。

附图说明

图1说明了与两个接收机的两个SPC信号相对应的一个向量加法，其中带有接收器1信息的X1通过QPSK调制能过获得更高的吞吐量，但对信道要求更高(即要求更高的信噪比)；带有接收器2信息的X2是由BPSK调制以满足低信道的要求(即降低信噪比的要求)，但在同样的错误率下传输速度慢了。

图2说明了两层的连续精细视频源的BPSK和QPSK的SPC组播示意图。

图3说明了两个概念品质层的3比特包的星座图，基本层由一比特表示，增强层由两比特表示。

图4说明了修改后的MAC软件与PHY层中的调制DSP芯片组之间的交互，产生本发明提供的逻辑SPC组播信号。

图5说明了上面如图3所示的星座图，其中两个能量E1和E2表示一个两层信号中的基本层与增强层的已调信号的能量。

图6说明了在假设的正态分布用户信道条件下，相对于SPCM-SIC和MONO系统的L-SPCM的系统吞吐量。

图7说明了在假设的瑞利分布用户信道条件下，相对于SPCM-SIC和MONO系统吞吐量的L-SPCM的系统吞吐量。

图8显示了L-SPCM和SPCM-SIC的类似的最大系统吞吐量，不管假设的正态分布用户信道的平均信道质量。

图9显示了L-SPCM和SPCM-SIC的类似的最大系统吞吐量，不管假设的瑞利分布用户信道的平均信道质量。

具体实施方式

概述

本发明是关于一个可以逻辑实现的叠加编码组播，以便它能利用典型的叠加编码组播技术在现有接收机硬件上可被操作，而这原本是不能实现的。本发明公开了逻辑叠加编码调制(SPCM)新型的跨层设计的架构，以便组播传输连续的精细的信息，缓解多用户信道的多样性的影响，这是个无线视频组播方案遗留的问题。该架构的特点是不需要对典型的现有无线系统和标准添加任何额外硬件，来产生一个物理层符号，逻辑上相当于(或接近于)传统的基于硬件的SPCM形成一个星座。

一方面，本发明可以应用于市场上已有的典型无线接收器，因为它不需要接收器使用SPCM解调器。更具体地说，本发明中的接收机不需要用一个信号干扰消除电路。为了达到这个目的，另一方面，本发明提供了一个发射器，仅使用一种调制方案调制SPCM信号，而传统的SPCM技术则需要至少两种调制方案。

本发明的逻辑SPCM技术与传统SPCM技术对比如下。传统SPCM信号在用来传输连续的精细的数据层时，在两个层的传输中，基本层的数据被调制后能在质量差的信道中被接收(通常是一种不能处理带宽密集型数据的调制方案)，而增强层数据使用一种方式被调制后可处理带宽密集型数据(通常是不能被差质量信道接收的一种调制方案)。这使得接收机能在信道差时接收基本层数据，在信道好时能接收增强层的数据。但是，本发明的逻辑SPCM技术仅使用一种调制方案就能同时传输这两层数据。选择该方式能至少传输在传统SPCM模型下所有层能传输的清楚的点(如基本层的点数乘以增强层的点数)。因为该调制方案有策略的选择星座点的位置，所以不管信道是差还是好，使用逻辑SPCM的接收器都可解码信息，详细说明如下。

在本发明的某一方面，通过提供一种星座点映射策略，使基本层和增强层信息比特成为一个逻辑叠加编码(SPC)信号，这是通过动态功率分配和相移分配实现的。因此，其中的一个方面，本发明可被应用到那些信道特别差或者是特别好的设备上。在接收端，用户只需使用标准的解调器或者加上MAC层软件的修改，解码接收到的逻辑SPC已调信号即可，这可以通过本发明的一部分实现，即在用户端安装一个软件(驱动程序)。

为了更好地了解本发明，下面的内容讨论表示可伸缩视频码比特流的分层数据。然而，技术资深人士期望本发明能实现适应连续数据层的多分辨率信号数据的通信。此外，本发明可以适用于任何无线传输，包括CDMA、GSM、WiMAX、LTE、SC-TMDA、数字卫星广播、数字电视、网络电视，或其他任何无线传输。

此外，为了更好的理解本发明，下面内容将讨论使用BPSK和QPSK调制方案来传输带有基本层和增强层的可伸缩视频编码内容源，其中在信道中使用两级SPC调制。但是，本领域技术人员能够明白，本发明是很容易被模仿以构造其他调制方案、调制方案组合，以及与其他级或层对应的调制方案。

在整个系统吞吐量方面，与典型SPCM相比，本发明可以实现同等或更好的性能，它还有更容易执行以及更容易被行业和市场接受等优势。

本发明的逻辑叠加调制

本发明的逻辑SPC调制方案，不仅提供了一种SPC调制的可选方法，能够减轻无线视频设备多用户信道多样性的严重影响，而且它可以在目前被应用的接收器上使用，不需要对硬件进行修改。更具体地说，可使用本发明的接收机不需要执行信号干扰消除(SIC)手段。

然而，本发明的逻辑SPC调制方案也可能用在未来无线通信技术中。

发射机单一调制方案

如前所述，为简单起见，假设一个SPC已调信号包含并传输来自一个可伸缩的视频比特流的两个品质层的比特信息。然而，本发明对任意数量的品质层的任何类型的信息都具有可操作性。

图3说明了两个概念品质层的3比特包的星座图，基本层由一比特和增强层由两位表示。正如先前图1所示，叠加信号x可以被视为两个向量的总和，这两个向量是在BPSK和QPSK的常规调制方案形成的星座图中的相应幅度和相位。参照图1，它可以被理解为由此产生的信号x的星座图可能有八个点，每个都关联着一个幅度和相位。

这种叠加信号由星座图上的点表示，它可直接通过动态的相移(即星座图中的角x)键控在发射器中产生和能量(或功率)分配(即幅度x)来传输信号，这在通常情况下，通过在发射器中的MAC层软件控制，两者由简单硬件功能可实现。

图5说明了上面如图3所示的星座图，其中两个能量E1和E2表示一个两层信号中的基本层与增强层的已调信号的能量。每个星座点的幅度和角度可确定其实际位置，这可能也取决于采用BPSK和QPSK调制的已调信号的能量分配比例，在每个传输中分别记为E1和E2。在每个传输瞬间，可能有一个总能量约束E＝E₁+E₂，其中在采用的调制方案中的两个能量分配关是来自约束，特点是带有一个参数β，如下：

E₁＝βE

E₂＝(1-β)E

因此，通过确定的星座点所需数量和操纵β值，逻辑SPC调制能产生等于或优于通过硬件组件叠加BPSK和QPSK信号的标准SPC所产生的8点星座图。

然而，本发明提供的这种方法，在产生逻辑上等同于任何普通调制方案组合的SPC组播信号方面，可能更加灵活和有效。如表一所示，首先分别了解基本层和增强层数据的调制方案，然后可能认出在星座图中的总点数。很明显，对那些本领域的技术人员来说，传统的调制方案(即，目前例子中的8-QAM)可导致相类似或相同的星座图，其中相同数量的星座点使用一个调制方案表示，不需要提供两种已调信号的叠加过程(即在当前例子中的BPSK和QPSK调制)。

表一

由于现在的调制/解调DSP芯片的高级功能，单调制方案星座图中星座点可以通过操纵β值配置，逻辑上提供与标准方法所产生的相同的幅度和相位。为了使星座点从逻辑上相当于标准方法所产生那些点，由单一调制方案产生的每个星座点表示的信息比特(以下称为符号)可能需要按标准方法有策略映射到匹配的结果。

发射机的跨层映射

为了实现上述两层信息的SPC调制方案，从基本层数据的m比特和增强层的n比特符号必须映射成(m+n)比特包。再次提及如图3所示的BPSK和QPSK的例子，其中3比特包含有基本层的1比特和增强层的2比特，形成并映射到8-点星座图，表示基本和增强品质层数据的原始符号同时可以由一个传统调制方案(上述图3所示的两个在坐标平面)的选择组合表示。

3-比特包映射到8-点星座，取决于对应用层中的可伸缩视频码流的信息比特的了解。对于一个BPSK调制的在基本层与“0”关联符号和一个QPSK调制的在增强层的指与“01”关联的符号，相应的3-比特包含“001”(即“0”+“01”)，可形成并映射到符号“0，01”，它们在现有调制方案的单一调制方案星座图中，以便产生一个相当于标准方法的SPC调制逻辑信号。

要实现图示的发射机2级逻辑SPC调制，可能需要在现有的MAC层加入一个新的软件模块，以获得可伸缩视频码流源的两个品质层比特流之间的信息比特的依赖关系，它缓存于发射器相应队列中。

图4说明了修改后的MAC软件与PHY层中的调制DSP芯片组之间的交互，产生本发明提供的逻辑SPC组播信号。这种相互作用可能由一组计算机的基本命令提供，作为MAC软件指定单一调制方案的一个通道，其中一个由3-比特包映射的星座点被选择，该3-比特包是由相应队列行头的一组比特。另一方面，在调制DSP芯片中，可能需要增加更多的功能，以便使一些服务访问点(SAPs)可被定义，以接收和识别来自上层MAC软件传递的参数。此外，该芯片组应该能够生成逻辑SPC已调信号以及相关的分配能量。在星座图中的符号的位置，可以通过β控制，由每个符号的给定幅度和相位动态确定，β可以决定设备所需的传输性能，如符号错误率(SER)或整体符号吞吐量。对于一个给定操作的β的最优选择，下面详细讨论。

利用现有的接收器和解调器

相对于硬件修改本身，对现有的硬件进行软件更新通常是一个简单的过程，这将是标准SPC组播解决方案需要的修改。其中一个方面，本发明比标准SPC组播解决方案具有优势，因为它采用的调制方案使一个接收器至少能解调基本层的信息，无论接收器是有这样的软件更新装备，是未配备软件更新但与传统的叠加编码兼容，还是没有软件更新也不与传统叠加编码兼容。

可用于本发明的接收器可解码基本层信息，并在信道条件好时，按照本发明，可传输多分辨率信号的增强层数据。虽然本发明调制方案与标准SPC组播解决方案不同，一个信道条件差的接收器仍然能够解码接收到信号的基本层数据。类似于使用SIC硬件的标准SPC解调，逻辑SPC解调方式，在接收信道条件差时，允许直接使用低阶调制方案(如BPSK)解码基本层信息。例如，图3所示，第一个比特为“0”，它属于基本层，当收到的逻辑SPC信号被BPSK解调器解释为星座图左手侧的任何符号时，它可以一直被捕获。

本发明优于标准SPC组播解决方式的其中一方面是，逻辑SPC解调方式不需要接收器使用低阶调制方案来解码基本层信息。另外，即使在接收信道条件较差时，接收器可使用高阶调制方案(如8QAM)解码基本层的信息。由于此处所描述的星座点的按策略分布的位置，只获得基本层比特的误码率与使用8QAM和BPSK调制是相同的。因此，即使在增强层比特错误中使用8QAM的结果，相对于使用BPSK，在接收较低层比特时并没有增加更多错误的可能性。

本发明相对于标准SPC组播解决方案还具有更多优势，当信道条件好时，增强层信息可为特定的接收器接收。当基层符号从接收到的信号中被提取出来以获取增强层的符号时，我们不采用标准的SIC解调方式，而采用本发明的接收器直接使用8-QAM解调器解调逻辑SPC信号，以获取所有三个比特。因此，由于不需要在硬件级别进行提取，收到的逻辑SPC已调信号可以使用现有的已经商业可用的硬件芯片组的调制方案进行解码。

本发明的另一个优点是，逻辑SPC组播信号的解调甚至有可能被只设有一个解调器或者没有软件升级可能性的旧接收器所使用。

如果接收器没有或不能升级，也不支持传统的叠加解码，基本层比特仍可以使用BPSK获取，如上所述。如果接收器没有或不能升级，但支持传统的叠加编码，无论是基本层还是增强层，都可用传统方法利用信号干扰消除来正确解码，因为BPSK可用于基本层、QPSK可用于增强层的解码，信号干扰消除被用来除去基本层比特。

接收器的软件支持

解调带多分辨率解调的逻辑SPC组播信号，接收机只需要知道发射机的哪两个普通调制方案应予以考虑。软件模块可根据接收端的瞬时信道条件选择调制方案。正如熟悉该技术的人所了解的，在相同的信噪比下，低阶调制能强于高阶调制。为了确保获得基本层比特的更高精度，该软件可以按一定策略指导对接收信号进行两次解调——使用BPSK和8-QAM解调(当接收信道条件支持这两种方式时)。

假设BPSK解调的结果是a1，8-QAM的解调结果是b₁b₂b₃，那么结果发现在应用层可能是a₁b₂b₃。由于a₁是最重要的(即基本层或所需的比特)，这通过使用最可靠的解调方式(即BPSK调制)可以获得，这样会得到更好的接收视频质量。这是一个在接收器的MAC层可实现的优势，因为利用了现有的解调器硬件，仅需最小的信号和软件修改。所有可能需要的是，第一，发射器和接收器之间的信号已经为每个SPC解调块确定了调制方案；第二，MAC软件可能需要将每个获得的符号分成两部分，第一部分的比特分配给基本层的缓冲区，而其余的比特被分配到增强层缓冲区；第三，在接收端设备应用程序中的视频解码器，可能必须分别提取这两个部分的比特信息以重建可伸缩视频流。

减少误码率

虽然逻辑SPC调制和标准SPC调制方案的星座图中有相同数目的点，并且每个符号的逻辑意义也相同，由于两相邻点的距离，方案相对的表现可能会有所不同。虽然标准SPC调制方案通常提供的数据点相邻等距，本发明的逻辑SPC调制方案产生的点可能没有这样的特点。数据点的间距通常会影响接收器的符号错误率和整体吞吐量，提供相邻点等距的数据通常被认为能最佳降低符号错误率。然而，本发明的星座能证明优于标准SPC调制方案。

当使用SPC调制传输分层的连续精细信息时，并不一定是需要同样距离的符号，它需要的是对连续品质层间信息比特的单独接收以及无线组播的多用户信道多样性的可伸缩性。相反，它倾向于星座点距离的目的是要更容易解码基本层的信息比特所指的符号。因此，在设计星座点这方面，单一调制方案下的任何相邻两点的距离最好不相等。另一方面，对该距离也可能存在一定的限制，这是由于接收器要支持现有的解调器以及其他环境因素和网络运营政策，如用户信道配置文件，视频质量要求/阈值，以及源编码参数等。

星座点的非等距和界限

还有，本发明提供了通过动态功率分配和相移分配可获得最佳性能。功率分配和相移，可由特定设备信道的好坏确定，或可基于接收器对实际吞吐量的反馈，进行动态分配。这些和其他可能的优点是熟悉该技术的人所期望的。

为确保逻辑SPC已调信号完全可被解码(或对基本层信息部分解码)，发射机发射的星座图的所有点(或基本层信息比特点)，应该能被接收器通过使用一对普通的接收解调器很好地解读。这可通过能量分配因子β布置策略，提升β上下界限制星座点的位置。

图5再次提及，产生的逻辑SPC已调信号可以分别用能量E1和E2模仿使用BPSK和QPSK的标准方法，产生星座图中的8个点。图5(b)和5(c)所示的黑阴影符号是指β的下限和上限，它受普通能量限制E＝E₁+E₂。

从星座图的角度来看，当β值下降(见图5(b)项)时，基本层信息符号可能会靠拢在一起，而增强层的符号可能会分开。相反，β值能有增加(见图5(c)项)。当图5(b)中的黑影符号接近垂直轴以便解调增强层符号时，能达到其下限，例如β＝0.333。使用标准8-QAM的解码器，当有利于基层符号解调时，其上限，例如β＝0.9499，也需要得到满足。如果β值在这个范围以外，黑影符号可能跨过相应的解码区域，因此无法解读。选定的β值可确定逻辑SPC调制的性能。

分析误码率

当在以下两种情况下接收器解码时——仅支持基本层数据低阶调制；整个数据的低、高阶调制都被支持，选择决定E1和E2的合适的β值，可能影响星座点的位置以及由此产生的误码率。

一般情况，下面的分析是基于在星座图中的通过加性白高斯噪声(AWGN)信道的8点逻辑SPC调制，在接收器上执行基于BPSK+QPSK调制结合的SPC解调。由于AWGN信道，符号s_i的坐标能被除了分配能量E₁和E₂之外的正态分布的高斯噪音N₀所干扰。因此，星座图中的8点的坐标，s_i：(x₁，x₂)，成为了正态变量，表示如下：

$x_1~N[\±\sqrt{E_1}\±\sqrt{\frac{E_2}{2}},\frac{N_0}{2}]$

$x_2~N[\±\sqrt{\frac{E_2}{2}},\frac{N_0}{2}]$

接收器的解调机制使标准的8-QAM解调器能被用来解码SPC已调信号。当第j个接收器的信噪比(记为SNR_j＝10log(E/N₀))至少是一个预定义的阈值(记为SNR_th)，接收器j可收集所有标准8-QAM解调器产生的三个比特。否则，接收器j可能只收集对应的基本层信息的第一个比特的符号。上述机制可能需要MAC层的额外信息，该机制可以很容易地在客户端设备上利用驱动程序软件修改实现。然而，如前所述，基本层也可以使用BPSK调制解码。

不良频道的接收器

凡接收器信道条件差时，低阶调制(举例中的BPSK)可用于接收器。误判概率(即一个传输符号被接收器解码为相邻符号的概率)表达式，P(e|si)，给出的发送符号为si，可以表示如下：

$P\left(e\right|s_i)=\left\{\begin{array}{c}Q\left[\sqrt{\frac{2}{N_0}}(\sqrt{E_1}+\sqrt{\frac{E_2}{2}})\right],\mathrm{for\; i}=\mathrm{1,4,5},\mathrm{and}8.\\ Q\left[\sqrt{\frac{2}{N_0}}(\sqrt{E_1}-\sqrt{\frac{E_2}{2}})\right],\mathrm{for\; i}=\mathrm{2,3,6},\mathrm{and}7.\end{array}\right.$

假设每次8个可能的符号在发射端等概率出现，恶劣信道条件下，使用BPSK调制解调的整体误码率可记为PBPSK(e)，可表示为：

$P_{\mathrm{BPSK}}\left(e\right)=\frac{1}{2}Q\left[\sqrt{\frac{2E}{N_0}}(\sqrt{\mathrm{\β}}+\sqrt{\frac{1}{2}(1-\mathrm{\β})})\right]$

$+\frac{1}{2}Q\left[\sqrt{\frac{2E}{N_0}}(\sqrt{\mathrm{\β}}-\sqrt{\frac{1}{2}(1-\mathrm{\β})})\right]$

如前所述，E₁＝βE，E₂＝(1-β)E。请注意，上述方程通过动态功率分配因子β合并E1和E2的关系，也可捕捉功率分配属性。

良好频道的接收器

良好信道条件接收器足以保证使用8-QAM调制可有效的解码，其误判概率可以表示为：

$P\left(e\right|s_i)=$

$\left\{\begin{array}{c}1-Q\left[\sqrt{\frac{2E}{N_0}}(\sqrt{\frac{2}{3}}-\sqrt{\mathrm{\β}}-\sqrt{\frac{1}{2}(1-\mathrm{\β})})\right]Q[-\sqrt{\frac{E}{N_0}}\left(\sqrt{1-\mathrm{\β}}\right)]\\ \mathrm{for\; i}=\mathrm{1,4,5}\mathrm{and}8.\\ 1-\left\{\begin{array}{c}Q\left[\sqrt{\frac{2E}{N_0}}(-\sqrt{\frac{2}{3}}+\sqrt{\mathrm{\β}}-\sqrt{\frac{1}{2}(1-\mathrm{\β})})\right]-\\ Q\left[\sqrt{\frac{2E}{N_0}}(\sqrt{\mathrm{\β}}-\sqrt{\frac{1}{2}(1-\mathrm{\β})})\right]\end{array}\right\}Q[1-\sqrt{\frac{E}{N_0}}\left(\sqrt{1-\mathrm{\β}}\right)]\\ \mathrm{for\; i}=\mathrm{2,3,6}\mathrm{and}7.\end{array}\right.$

假设8个符号的每个都同样可能被传播，并被有足够信道条件直接使用8-QAM解调器的接收器接收，总的符号错误率P_8-QAM(e)可以表示为：

$P_{8-\mathrm{QAM}}\left(e\right)=\frac{1}{2}[P\left(e\right|s_1)+P\left(e\right|s_2)]$

$=\frac{1}{2}\{1-Q[\sqrt{\frac{2E}{N_0}}(\sqrt{\frac{2}{3}}-\sqrt{\mathrm{\β}}-\sqrt{\frac{1-\mathrm{\β}}{2}})\left]Q\right[-\sqrt{\frac{2E(1-\mathrm{\β})}{N_0}}\left]\right\}$

$+\frac{1}{2}-\frac{1}{2}\left\{\begin{array}{c}Q\left[\sqrt{\frac{2E}{N_0}}(-\sqrt{\frac{2}{3}}+\sqrt{\mathrm{\β}}-\sqrt{\frac{1-\mathrm{\β}}{2}})\right]-\\ Q\left[\sqrt{\frac{2E}{N_0}}(\sqrt{\mathrm{\β}}-\sqrt{\frac{1-\mathrm{\β}}{2}})\right]\end{array}\right\}Q[-\sqrt{\frac{E(1-\mathrm{\β})}{N_0}}]$

$=\frac{1}{2}Q\left[\sqrt{\frac{2E}{N_0}}(\sqrt{\mathrm{\β}}+\sqrt{\frac{1-\mathrm{\β}}{2}})\right]+\frac{1}{2}Q\left[\sqrt{\frac{2E}{N_0}}(\sqrt{\mathrm{\β}}-\sqrt{\frac{1-\mathrm{\β}}{2}})\right]$

以上程式可以用来推导出一个最佳的β值，减少执行特定无线传输的误码率。

应用示例

下面的讨论仅用于说明目的，不是为了缩小本发明可能的应用范围。本文描述的逻辑SPC调制/解调是为了通过AWGN信道组播传输可伸缩视频码流。逻辑SPC调制方案(记为L-SPCM)可被比作利用单调制(记为MONO)以及标准SPC调制方案(记为SPCM-SIC)用SIC组播视频的方式。

视频码流中包含2个品质层。L-SPCM和SPCM-SIC方式将基本层和增强层的比特信息映射为一个2级SPC已调信号。一组接收器在同一时间收到SPC已调信号，并执行相应的解调方式，其中视频信息的数量可根据自己的瞬时信道条件获得。一般情况，BPSK/QPSK和BPSK/8-QAM调制被分别认为是SPCM-SIC和L-SPCM调制。假定一个接收器的瞬时信道条件的最低门槛必须至少为6分贝，以便使用SPCM-SIC的SIC技术，利用BPSK和QPSK解调收到的SPC信号，而不是只支持BPSK解码基本层。同样，在L-SPCM解调方式下，接收器在一个不到六分贝的差的信道条件下，只能通过使用BPSK调制解调基本层的信息比特。否则，它可以使用8-QAM解码来自基本层和增强层的信息比特，以获取完整的视频质量。对于MONO调制，单一的调制和解调方式分别被发射器和接收器采用。

为了评价和比较三种方法通过SPC信号传输连续精细信息的性能，符号吞吐量T，按照每个接收器的每个符号的平均比特数来衡量。假定每个传输只包含一个符号，而且当一个以上的符号被传输时，这种方法仍然适用。符号吞吐量T被定义在下面的公式中，当一个接收器i的信道条件足够(即＞6分贝)支持所需的调制方案时，其中嵌入在SPC信号中的高、低品质层的连续精细数据之间的依赖性将被考虑。

$T_i=\left\{\begin{array}{c}(1-P_{\mathrm{BPSK}}\left(e\right))+2(1-P_{\mathrm{BPSK}}\left(e\right))(1-P_{\mathrm{QPSK}}\left(e\right)),\mathrm{for\; SPCM}-\mathrm{SIC}.\\ (1-P_{\mathrm{BPSK}}\left(e\right))+2(1-P_{\mathrm{BPSK}}\left(e\right))(1-P_{8-\mathrm{QAM}}\left(e\right)),\mathrm{for\; L}-\mathrm{SPCM}.\end{array}\right.$

对于接收信道条件差(小于6dB)的接收器i，不会试图解码增强层的任何信息。因此，T可被定值为：

T_i＝(1-P_BPSK)，for both L-SPCM and SPCM-SIC

每个接收器仅利用T_i不能公平地评价一个组播方案，因为在一个组播情况下有很多信道条件不同的用户。因此，整个系统的性能，s，被定义为总符号吞吐量产生的比特，符号吞吐量是由所有接收器解码接收到的相同的SPC信号实现的：

$S={\mathrm{\Σ}}_{i=1}^N{T}_i,$

其中N是一个组播组中的解码相同SPC信号的接收器的总数。

图6说明了在假设的正态分布用户信道条件下，相对于SPCM-SIC和MONO系统的L-SPCM的系统吞吐量。图7说明了在假设的瑞利分布用户信道条件下，相对于SPCM-SIC和MONO系统吞吐量的L-SPCM的系统吞吐量。图6(a)和图7(a)说明了所有接收器的长期信道条件下的直方图，使用不同参数的正常分布和瑞利分布进行分别建模。

从图6(b)和图7(b)中可以看出，能源的分配系数β的选择，能影响在L-SPCM和SPCM-SIC调制方案中的一个接收器T_i的个体符号吞吐量，并最终确定整体组播的性能。从图6(b)中看出，当β值在0.67-0.94之间时，L-SPCM通常可以超越SPCM-SIC和MONO，即使L-SPCM在发射器和接收器端的应用更容易实现。同样，从图7(b)可以看出，根据不同的接收器信道条件的瑞利分布，在同样的β值范围内(即0.67-0.94)，L-SPCM也会产生更好的系统性能。

因此，这三方面是显而易见的，其中包括：1)当大多数用户只能维持信噪比解码基本层(即，如图6(a)中情况mean＝0，如图7(a)中sigma＝2.5)，L-SPCM和SPCM-SIC的表现等效，因为接收器一般使用BPSK调制解码基本层的信息比特；2)除了L-SPCM的应用优势之外，当β值在一定范围内(即β＝0.67-0.94)时，一个更好的系统吞吐量可以实现，无论用户信道分布类型为什么。当更多的用户体验到更高信噪比(即较高的平均值或标准差)的信道条件时，L-SPCM会有比SPCM-SIC更高的性能增益，这是由于越来越多的能量分配到增强层，比起用QPSK调制，8-QAM的β值有所增加。在相同的β值范围内，配备了基于SIC技术的标准SPC的接收器仍然可以得到支持，以解调逻辑SPC信号，并且整体的兼容也不错；3)只单独使用BPSK或QPSK的性能可分别由图6(b)和图7(b)的两条扁平线来表示，在β值的主要范围内，一般不比SPCM或SPCM-SIC表现好，我们得出结论，无线视频组播需要使用SPC调制，特别是实施更容易和部署更具伸缩性的方式。

继上述意见，可以证明L-SPCM最大吞吐量可与选择适当的β的SPCM-SIC媲美。

图8显示了L-SPCM和SPCM-SIC的类似的最大系统吞吐量，不管假设的正态分布用户信道的平均信道质量。图9显示了L-SPCM和SPCM-SIC的类似的最大系统吞吐量，不管假设的瑞利分布用户信道的平均信道质量。它可以证明，若有一个大范围的平均信道质量，正确选择不同的β值，L-SPCM和SPCM-SIC可达到比较理想的系统性能S。为实现每个组播传输最大可实现的系统性能，应该根据给定的带有平均值或标准差特点的接收器信道分布选择β值。正如图8和图9所示，该建议的方法，分别在正态分布和瑞利分布的不同均值和标准差下，都可以实现类似的最佳的S，。这两种方法可以使用将它们性能最大化的β值进行评估和比较，这可通过求解第一阶导数得出这些结果证明，L-SPCM在提供更容易的SPC调制实施和部署的同时，可达到与SPCM-SIC类似的最佳的系统性能

此外，熟悉该技术的人都知道，发射器可识别当前和历史的信道条件，例如，使用从接收器到发射机的反馈机制。因此，条件信息可用于提供一种算法来选择合适的β值，以维持最佳系统的吞吐量，即使信道条件正在发生变化。

Claims (33)

1.一种通过无线信道将数据传送到连接至发射器的一个或多个接收器的方法，所述方法其特征在于：

(a)分离所述数据为一个或多个层，每个层由一个或多个比特表示；

(b)组合各层的比特为比特流，每个可能的比特流组合由唯一数据点表示；

(c)利用第一调制方案，通过调制比特流生成已调信号，该调制方案可操作以调制至少与存在的可能比特流组合的数目一样多的唯一数据点；

(d)传输已调信号到所述一个或多个接收器，每个接收器可操作以使用该第一调制方案或一个或多个其它调制方案解调至少一层数据，所述其它调制方案可操作以解调与所述第一调制方案相比具有的可能数据点更少的信号。

2.权利要求1的方法，其特征在于所述其它调制方案比第一调制方案有较低的信噪比要求。

3.权利要求2的方法，其特征在于所述层为品质层，所述其他调制方案中至少之一可操作以解调已调信号以便重现最低的品质层。

4.权利要求1或权利要求3的方法，其特征在于所述第一调制方案为8QAM，且至少第二调制方案为BPSK。

5.权利要求4的方法，其特征在于第三调制方案为QPSK。

6.权利要求1的方法，其特征在于所述比特流是叠加信号，所述叠加信号是对应于每层比特的向量的总和。

7.权利要求6的方法，其特征在于采用动态相移键控和能量或功率分配在所述发射器端产生所述叠加信号。

8.权利要求1的方法，其特征在于所述唯一数据点当在星座图中表示时是不等距的。

9.权利要求3的方法，其特征在于选择唯一数据点之间的距离使得与所述最低的品质层对应的比特的间距比与任何其他品质层所对应的比特的间距都大。

10.权利要求9的方法，其特征在于所述第一调制方案至少有与所述其他调制方案中每个的数据点相乘一样多的数据点。

11.权利要求1的方法，其特征在于至少提供三个层，所述方法还包括使用至少一个附加调制方案调制至少一个层。

12.一种将数据传输到一个或多个接收器的系统，其特征在于该系统包括通过无线信道而连接到一个或多个接收器的发射器，其中：

(a)所述发射器载有或连接到数据分离设备，该数据分离设备用于分离数据成一个或多个层，每一层由一个或多个比特表示；

(b)所述发射器载有或连接到比特流生成设备，该比特流生成设备用于合并所述层的比特成比特流，每个可能的比特流的组合被唯一数据点表示；

(c)所述发射器载有或连接到调制器，所述调制器利用第一调制方案，通过调制所述比特流生成已调信号，该调制方案可操作以调制至少与存在的可能比特流组合数目一样多的唯一数据点；

其中所述发射器传输已调信号到一个或多个接收器，每个接收器可操作以使用该第一调制方案或一个或多个其它调制方案解调至少一层数据，所述其它调制方案可操作以解调出与第一调制方案相比具有的可能数据点更少的信号。

13.权利要求12的系统，其特征在于所述其它调制方案比所述第一调制方案有较低的信噪比要求。

14.权利要求13的系统，其特征在于所述层为品质层，所述其他调制方案中至少之一可操作以解调已调信号以便重现最低的品质层。

15.权利要求12或权利要求14的系统，其特征在于所述第一调制方案为8QAM，至少第二调制方案为BPSK。

16.权利要求15的系统，其特征在于第三调制方案为QPSK。

17.权利要求12的系统，其特征在于所述比特流是叠加信号，所述叠加信号是对应于每层比特的向量的总和。

18.权利要求17的系统，其特征在于采用动态相移键控和能量或功率分配在所述发射器端产生所述叠加信号。

19.权利要求12的系统，其特征在于所述唯一数据点当在星座图中表示时是不等距的。

20.权利要求14的系统，其特征在于选择唯一数据点之间的距离使得与最低品质层对应的比特的间距比任何其他品质层所对应的比特的间距都大。

21.权利要求20的系统，其特征在于所述第一调制方案至少有与所述其他调制方案中每个的数据点相乘一样多的数据点。

22.权利要求21的系统，其特征在于至少提供三个层，所述调制器还可操作以使用至少一个附加调制方案调制至少一个层。

23.一种用于通过无线信道将数据传送到连接至发射器的一个或多个接收器的装置，所述装置包括：

(a)用于分离数据为一个或多个层的装置，每个层由一个或多个比特表示；

(b)用于组合各层的比特为比特流的装置，每个可能的比特流组合由唯一数据点表示；

(c)用于利用第一调制方案，通过调制比特流生成已调信号的装置，该调制方案可操作以调制至少与存在的可能比特流组合数目一样多的唯一数据点；

(d)用于传输已调信号到一个或多个接收器的装置，每个接收器可操作以使用该第一调制方案或一个或多个其它调制方案解调至少一个层，所述其它调制方案可操作以解调出与所述第一调制方案相比具有的可能数据点更少的信号。

24.权利要求23的装置，其特征在于所述其它调制方案比所述第一调制方案有较低的信噪比要求。

25.权利要求24的装置，其特征在于所述层为品质层，至少所述其他调制方案之一可操作以解调已调信号以便重现最低的品质层。

26.权利要求23或权利要求25的装置，其特征在于所述第一调制方案为8QAM，至少第二调制方案为BPSK。

27.权利要求26的装置，其特征在于第三调制方案为QPSK。

28.权利要求23的装置，其特征在于所述比特流是叠加信号，所述叠加信号是对应于每层的比特的向量的总和。

29.权利要求28的装置，其特征在于采用动态相移键控和能量或功率分配在发射器端产生所述叠加信号。

30.权利要求23的装置，其特征在于所述唯一数据点当在星座图中表示时是不等距的。

31.权利要求25的装置，其特征在于选择唯一数据点之间的距离使得与最低品质层对应的比特的间距比与任何其他品质层所对应的比特的间距都大。

32.权利要求31的装置，其特征在于所述第一调制方案至少有与其他调制方案中每个的数据点相乘一样多的数据点。

33.权利要求23的装置，其特征在于至少提供三个层，且所述装置还可操作以通过至少一个附加调制方案调制至少一个层。