CN102299659A - 用于多相电力转换器的控制的系统以及方法 - Google Patents

Abstract

一种用于控制多相电力转换器(12)的控制系统(34)包括电流控制模块(40)、电压控制模块(100)以及电流命令选择器(33)。电流控制模块(40)产生用于多相电力转换器(12)的电网电压命令信号以及电压控制模块(100)产生用于电流控制模块(40)的参考转换器电流命令信号。电流命令选择器(33)当多相电力转换器(12)与电网连接时，将来自监督控制器(27)的有功与无功电流命令信号供给电流控制模块(40)并且当多相电力转换器(12)与电网没有连接时，将该参考转换器电流命令信号供给电流控制模块(40)。

Description

用于多相电力转换器的控制的系统以及方法

技术领域

该发明一般涉及电能转换以及，更特殊地，涉及用于电能转换的多相电力转换器的控制。

背景技术

随着传统能源的提升成本以及缺乏和对环境的关注，在代用能源(比如太阳能发电系统、燃料电池、风力涡轮机以及海洋水电动力装置)方面存在相当大的兴趣。这些代用能源的大部分采用三相脉宽调制(PWM)转换器以输电至电网。

与电网连接的三相PWM转换器典型地以电流控制模式调整，其中控制器使用电网的电压以及电流与锁相环路(PLL)电路来获得控制信号以提供待注入电网的电流的相位与频率。然而，如果电网不可用，如当代用能源以孤岛模式运行时的例子，转换器被迫离开电流控制模式并且切换至电压控制模式，其中电压的频率以及相位由内产生。在这样的例子中，控制器一般包括在其输出处的电流限制器以限制输出电流并且被设计成具有足够的带宽以在带不平衡负载的运行状况下产生平衡的电压。这些限制器的设计以及调谐由于限制器的非线性本性以及由于负载的可变本性而相当难处理。

更进一步，这些转换器通过变压器以这样的方式与电网或者负载连接，在该方式中控制器被设计成以避免可给这些变压器的芯带来饱和的运行模式的方式来提供控制信号。另一挑战是，当电网不可用时，执行从电流控制到电压控制的平稳转变或者当电网又变得可用时，执行从电压控制返回电流控制的平稳转变不是容易的。

因此，提供将解决前述问题的方法以及系统是所希望的。

发明内容

根据本发明的实施例，用于控制多相电力转换器的控制系统。该控制系统包括电流控制模块(其用于产生用于多相电力转换器的电网电压命令信号)以及电压控制模块(其用于产生用于电流控制模块的参考转换器电流命令信号)。该控制系统还包括电流命令选择器，其用于当多相电力转换器与电网连接时将来自监督控制器的有功与无功电流命令信号供给电流控制模块，用于以及当多相电力转换器与电网断开连接时将参考转换器电流命令信号供给电流控制模块。

根据本发明的另一实施例，提供了用于控制多相电力转换器的方法。该方法包括连续使用电压反馈信号以用于产生参考转换器电流命令信号以及，当多相电力转换器与电网连接时，使用来自监督的有功与无功电流命令信号以用于产生转换器切换信号。当多相电力转换器未与任何电网连接时，该方法使用参考转换器电流命令信号以用于产生转换器切换信号。

附图说明

本发明这些和其他特征、方面和优点当参考附图(在其中：类似的字符表示遍及所有附图的类似部件)阅读了下面详细的描述时可以被更好地理解，其中：

图1是与电网连接的PWM转换器的图表表示；

图2是根据本发明的实施例用于控制图1的PWM转换器的转换器控制器的图表表示；

图3是根据本发明的实施例的详细电流控制模块的图表表示；

图4是根据本发明的实施例的电压控制模块的图表表示；

图5是根据本发明的实施例的在图3中图示的电压控制模块的正-负序列电压调整器的框图；以及

图6是根据本发明的实施例带有双积分器的电压调整器。

具体实施方式

图1图示与电网14连接的PWM转换器12的示意图10。PWM转换器12将输入DC电力转换成AC电力并且通过低通滤波器18与变压器20将AC电力传输至电网14以及至负载16。低通滤波器可包括例如电感器17与电容器19。DC电源15与PWM转换器12耦合。在一个实施例中，DC电源15包含能量存储装置(比如电池)。在另一实施例中，DC电源15包含一个或者多个燃料电池或者光伏(PV)电池。在又另一实施例中，DC电源15包含带有AC至DC转换器的风力涡轮机或者海洋动力能量装置。

断路器22可被用于在异常状况(比如故障)期间将PWM转换器12与电网14隔离。电网状况监测器(未示出)启动在断路器22处的跳闸动作以响应这些异常状况。负载16可以是电感式、阻抗式、电容式或者其组合。转换器控制器24提供合适的命令给转换器12以其输出电压与电流。

图2图示了根据本发明的实施例用于在图1的实施例中使用的转换器控制器24。转换器控制器24包括监督控制器27与电压控制模块100。监督控制器27给电流命令选择器块33提供d-q域的有功与无功电流命令Id_CmdG与Iq_CmdG。在一个实施例中，监督控制器27基于由用户设置的、基于电网状况或基于DC电源15(在图1中所示)的状况由算法评估的有功与无功电力命令来产生有功与无功电流命令。电压控制模块100接收三相转换器电流反馈信号I_Fbk(Ia_Fbk、Ib_Fbk、Ic_Fbk)、负载电流信号Iload_Fbk、以及线路电压反馈信号V_Fbk(Vab_Fbk、Vbc_Fbk、Vca_Fbk)并且给电流命令选择器块33提供d-q域参考转换器电流命令信号Id_CmdSA与Iq_CmdSA。应注意，I_Fbk、Iload_Fbk以及V_Fbk是三相a-b-c域信号，其可进一步被转换成d-q域信号。转换器电流反馈信号I_Fbk代表转换器12的输出电流，并且电压反馈信号V_Fbk代表跨图1的滤波电容器19的电压。更进一步地，负载电流信号Iload_Fbk能直接被测量或者能通过从转换器电流反馈信号I_Fbk中减去滤波器电流信号(未示出)来确定。在一个实施例中，滤波器电流信号从滤波器阻抗模型来计算。

对与电网连接的例子，对通过转换器12注入电网14(图1)的电流来说，具有与电网14的相位以及频率相同的相位以及频率是必须的。在一个实施例中，三相电压反馈信号V_Fbk被采用以产生通过转换器12待注入电网14的电压的相位与频率。在更具体的实施例中，三相电流反馈信号Ia_Fbk、Ib_Fbk、Ic_Fbk与线路电压信号Vab_Fbk、Vbc_Fbk以及Vca_Fbk首先使用如下给定的Clarke变换矩阵42从a-b-c域变换成α-β-o域，如，Iα_Fbk、Iβ_Fbk、Io_Fbk，Vα_Fbk以及Vβ_Fbk、Vo_Fbk：

$\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}\frac{1}{\sqrt{2}}& 1& 0\\ \frac{1}{\sqrt{2}}& -\frac{1}{2}& \frac{\sqrt{3}}{2}\\ \frac{1}{\sqrt{2}}& -\frac{1}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]$

α-β-0参量然后使用如下给定的Park变换矩阵44进一步被变换成d-q-0参量Id_Fbk、Iq_Fbk、I0_Fbk、Vd_Fbk、Vq_Fbk、V0_Fbk。

$\frac{2}{3}\left[\begin{array}{ccc}\cos {\mathrm{\γ}}_{\mathrm{Grid}}& \cos ({\mathrm{\γ}}_{\mathrm{Grid}}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})& \cos ({\mathrm{\γ}}_{\mathrm{Grid}}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})\\ \sin {\mathrm{\γ}}_{\mathrm{Grid}}& \sin ({\mathrm{\γ}}_{\mathrm{Grid}}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})& \sin ({\mathrm{\γ}}_{\mathrm{Grid}}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})\\ \frac{1}{2}& \frac{1}{2}& \frac{1}{2}\end{array}\right]$

应注意，因为系统是三电线系统，在电压与电流中的零序列分量(zero sequence component)能从计算中被消除。

在以上等式中，γ_Grid是电网电压反馈信号的相位角，其可从锁相环路(PLL)46获得。PLL46还可用以确定电网电压反馈信号的频率ω_Grid。PLL电路将输入信号的相位与从其输出振荡器信号得来的相位信号相比并且调节其振荡器的频率以保持匹配的相位。

在一个实施例中，限流器(未示出)限制来自监督控制器27与电压控制模块100的电流信号输入(在这些输入被供应给电流命令选择器33之前)。电流命令选择器33进一步接收电网状况信号35。电网状况信号35可通过分离反孤岛算法或者另外的传感器(未示出)来提供。用于电网的断开连接的探测的反孤岛算法的一个示例例如在共同受让的美国专利No.7016793中被公开。基于电网状况信号35，电流命令选择器33选择合适的电流信号Id_Cmd与Iq_Cmd以提供给电流控制模块40。如果电网状况信号35指示电网与PWM转换器12(图1)连接，那么电流命令选择器33提供监督控制器输出信号Id_CmdG与Iq_CmdG给电流控制模块40。如果电网状况信号35指示电网与PWM转换器12没有连接，那么电流命令选择器33提供电压控制模块输出信号Id_CmdSA与Iq_CmdSA给电流控制模块40。电流控制模块40输出电网电压命令信号36，其然后被PWM发生器块34采用以产生切换脉冲以用于PWM转换器12(图1)的切换装置。PWM发生器块34可包含正弦-三角PWM算法、空间矢量调制算法、或者PWM算法，其使输出优化以消除例如低频谐波。

图3图示了图2的详细电流控制模块40。电流控制模块40提供合适的命令Ua_Cmd、Ub_Cmd、以及UcCmd给PWM发生器34(图2)以控制转换器12(图1)的输出电压与电流。电流控制模块40接收来自电流命令选择器33(图2)的d-q域电流命令信号Id_Cmd、Iq_Cmd。如所述，当电网与转换器12(图1)连接时，电流命令信号Iq_Cmd与Id_Cmd是有功与无功电流命令。有功与无功电流命令指的是由转换器12应该产生的期望电流，使得期望量的有功与无功电力通过转换器12被供应给电网14。当电网与转换器12没有连接时，电流信号Id_Cmd与Iq_Cmd是参考转换器电流信号，其指的是由转换器12独立于被连接的负载的类型而应该产生的期望输出电压。

电流反馈信号I_Fbk的d-q分量Id_Fbk、Iq_Fbk通过代数块52、54从电流命令信号Id_Cmd、Iq_Cmd中被减去。来自代数块52、54的误差信号56、58然后被供应给电流调整器60、62以提供d-q电压命令64、66以在控制通过转换器12待注入电网14的电压中使用。然而，d-q参量之间的交叉耦合(cross coupling)能影响电流调整器60、62的动态性能。如将被本技术领域人员所理解的，退耦块与电压限制块68可被采用以产生退耦d-q电压命令Vd_Cmd、Vq_Cmd。退耦与电压限制器块68，在一个实施例中，还接收DC链路电压VDC_Fbk作为输入70以使这些命令独立于(在限制内)DC电源15的输出电压的幅度。退耦d-q电压命令Vd_Cmd、Vq_Cmd然后使用逆Park变换矩阵72被变换成α-β电压命令Vα_Cmd与Vβ_Cmd并且然后使用逆Clarke变换矩阵74被变换成a-b-c电压命令Va_Cmd、Vb_Cmd、Vc_Cmd。第三谐波发生与DC中心控制器76可进一步修改a-b-c电压命令以使命令的线性最大化并且通过代数块78、80、82产生电网电压命令Ua_Cmd，Ub_Cmd以及Uc_Cmd。对其中电力转换器12是三电平转换器的例子而言，第三谐波发生与DC中心控制器76还接收中间DC链路电压VDC_Mid作为输入以使DC总线电压的上部与下部平衡。最终电压命令Ua_Cmd、Ub_Cmd以及Uc_Cmd然后被PWM发生器(未示出)采用以产生用于转换器切换装置(converterswitching device)的栅极信号Ma_Cmd、Mb_Cmd以及Mc_Cmd。

图4图示了根据本发明的实施例的图2的电压控制模块100。在孤岛运行期间(如，当电网14(图1)不可用并且转换器12仅供应电流给负载16时)，电流命令选择器33(图2)采用电压控制模块100的输出信号以产生用于电流控制模块40(图2)的电流命令信号。在孤岛运行期间，转换器的期望输出电压Vcmd是每相处于期望幅度与频率的纯三相正弦波。电压控制模块100接收输入信号，比如负载电流反馈信号Iload_Fbk(ILa_Fbk、ILb_Fbk、ILc_Fbk)、转换器电流反馈信号I_Fbk(Ia_Fbk，Ib_Fbk，Ic_Fbk)以及电压反馈信号V_Fbk。如早先讨论的电压反馈V_Fbk可从滤波电容器19来测量，并且负载电流反馈信号可通过从转换器电流信号I_Fbk中减去滤波器电流信号来测量或者计算。滤波器电流信号典型地未被直接测量但可通过滤波器阻抗模型102(如下讨论的)来计算，并且转换器电流反馈信号I_Fbk可在滤波器输入端子处被测量。转换器电流反馈信号Ia_Fbk、Ib_Fbk、Ic_Fbk以及负载电流反馈信号ILa_Fbk、ILb_Fbk、ILc_Fbk通过Clark变换矩阵104与Park变换矩阵106被转换成d-q域。Park变换矩阵106使用参考电压命令V_cmd的相位或者角信息γ_cmd，其可通过PLL的分离振荡器(未示出)来提供。

滤波器阻抗模型102接收参考电压命令信号V_cmd作为输入并且以d-q域输出滤波器电流信号，如ICd_FF与ICq_FF。参考电压命令信号V_cmd包括三相a-b-c域参考电压信号，其然后被变换成d-q域参考电压信号(未示出)。在一个实施例中，滤波器电流信号ICd_FF、ICq_FF通过对以电容器值C定标的命令电压V_cmd求导而计算。使用该计算的而不是测量的电容器电流使系统稳定并且因而消除由负载反馈电流的使用引起的可能的不稳定正反馈环。在一个实施例中，为纠正在电容器电流计算中的动态或者恒稳态误差，来自正-负序列电压调整器108(其在下面关于图5被讨论)的d-q域序列电流命令Ido_Cmd、Iqo_Cmd通过加法块110与112被添加至滤波器电流信号ICd_FF、ICq_FF。d-q域负载电流命令ILd_Fbk、ILq_Fbk然后进一步通过加法块114、116被添加至来自正负序列电压调整器108与滤波器阻抗模型102的d-q域电流命令的加和。此处应注意，正-负序列电压调整器108是可选调整器，其在负序列分量将被消除的情况下或者换句话说，当负载是不平衡的时或当负载变化非常快时为确保良好的动态行为的情况下则是有用的。因而，在一个实施例中，d-q域负载电流命令可被直接添加至来自滤波器阻抗模型102的输出电流命令以产生转换器电流命令。在另一实施例中，d-q域负载电流命令可直接被用作d-q域电流命令。两个限流块118、120限制这些d-q域电流命令并且产生参考转换器电流命令Id_CmdSA与Iq_CmdSA，并且将其提供给电流命令选择器33(在图2中所示)。为提供在与电网连接以及与电网断开连接的运行模式之间的平稳转变，在一个实施例中，电压控制模块总是运转的而不管电网是否被连接。而且，在孤立运行期间使用的频率发生器与当在与电网连接的模式中时用作产生相位角的PLL的一部分的相同。这确保在转变期间没有相位跃变发生。

图5是图4中所图示的转换器电压控制器100的正-负序列电压调整器108。在电容器端子处测量的反馈电压信号Va_Fbk、Vb_Fbk以及Vc_Fbk使用Clarke变换矩阵152被转换成两个90°相移分量或者α-β分量Vα_Fbk、Vβ_Fbk。所得信号然后使用Park变换矩阵154以参考电压命令的角γ_cmd向前旋转成d-q同步2轴线参考系。所得dq电压分量Vd_Fbk与Vq_Fbk是在恒稳态的DC参量并且被称之为正序列电压。当在Park变换矩阵154中使用的命令电压的角γ_Cmd与反馈电压的角相同时(即是，当命令的以及实际的电压具有相同角时)，那么正序列电压Vd_Fbk与Vq_Fbk二者的值是已知的。在这样的例子中，电压分量的一个(Vd_Fbk或者Vq_Fbk)是零，并且另一个等于期望或者命令的基本电压幅度。例如，如果角γ_Cmd取向为使得总电压矢量处于d轴线，那么Vd_Cmd等于输出线路到中线的电压的幅度，并且Vq_Cmd是零。比较块160与162被用于通过从命令的电压Vd_cmd与Vq_cmd中减去反馈d-q电压测量Vd_Fbk与Vq_Fbk而获得误差信号156、158。误差信号然后被馈送入正序列电压调整元件164、166中。正序列电压调整元件164、166的输出信号已被限制在足够的最大值并且代表应流通过滤波器以获得期望平衡的输出电压的期望正序列电流命令Id_PScmd与Iq_PScmd。

在图5的实施例中，变换矩阵168被用以使α-β电压分量Vα_Fbk、Vβ_Fbk向后以相位角γ_cmd旋转。旋转导致α-β电压分量变换成两个d-q域的负电压分量Vd_NSFbk和Vq_NSFbk(以两倍于施加的电压频率)。这两个分量Vd_NSFbk与Vq_NSFbk的平均值代表负序列电压的幅度并且是在转换器输出处的电压不平衡的存在的指示。在一个实施例中，为了更好地从这两个高频分量Vd_NSFbk与Vq_NSFbk隔离负序列电压分量，低通滤波器170、172被使用。这里应注意，高频指的是期望电压的频率的两倍(2f)。在另一实施例中，低通滤波器170与172可包含离散“浮动平均”滤波器。离散“浮动平均”滤波器通过计算在等于应被消除的频率(其是2f)的周期的时间的期间所存储的最后样本的和的平均来提供负分量的更好的滤波。

因为在孤岛运行期间预计转换器的输出电压是三相电压的平衡设置，对负序列分量或者滤波的负序列电压信号Vd_NSFilt与Vq_NSFilt二者的期望值应总是零。为确保该状况，负序列电压分量Vd_NSFilt与Vq_NSFilt二者被馈送至负序列电压调整元件174与176以产生d-q域负电流分量。在确保负序列调整元件输出或者d-q域负电流分量Id_NScmd₀与Iq_NScmd₀在限制内之后，这些输出信号使用变换块178以两倍于角(2γ_cmd)向前变换。该变换导致将负序列调整元件输出信号带入相同的参考系以作为正序列调整器Id_PScmd与Iq_PScmd的输出信号。最终，来自变换矩阵178的负序列电流命令的d与q分量Id_NScmd与Iq_NScmd使用加法块180、182被添加至来自调整元件164、166的d与q分量Id_PScmd与Iq_PScmd以产生最终电流命令Ido_Cmd与Iqo_Cmd。

图6图示了根据本发明的一个实施例带有双积分器的示例电压调整元件200，其可用于关于图5所讨论的一个或者多个电压调整元件164、166、174以及176。电压调整元件确定用于给定电压命令信号的合适的电流命令信号。电压调整元件200包括比例块202以及积分器块204(PI调整器)，其被设计成在恒稳态状况期间驱动电压误差VError朝向零。然而，在瞬变状况期间，电压、频率、以及、电流命令可导致与负载16(图2)连接的变压器20(图2)的磁芯的饱和。为避免该状况，PI调整器被设计成确保不仅电压误差在恒稳态时被驱动朝向零而且磁芯中的伏特-秒或者通量的代表不会出界。

在电压调整元件200中，第一积分器块204的输出信号206代表电压中的误差或者施加的伏特-秒中的误差的积分。为了使该误差在恒稳态时无效，第二积分块208被添加至第一积分器204的输出。在一个实施例中，第二积分块208包含低带宽积分器并且确保在变压器20中的通量在恒稳态时被保持在其期望水平。第一积分器输出206使用求和块205被添加至比例块202的输出信号203以产生PI调整器输出212。第二积分器输出210以及PI调整器输出212然后使用求和块214被相加，并且最终的电流命令I_cmd使用限流块216被限制。在另一实施例中，如果该系统在孤岛状况期间在电压控制下从零电压状况开始，则命令的电压与频率一起从零爬升从而保持伏特/赫兹比固定，直至达到运行频率为止。

本控制系统的一个优点是该系统确保在电流与电压控制模式之间的平稳变换。

虽然本发明的仅某些特征被图示和描述，许多修改和变化对于该领域的技术人员是可以想到的。因此，必须理解附上的权利要求书目的在于覆盖所有这些修改和变化，它们落入本发明的真实精神范围内。

部件列表

Claims (10)

1.一种用于控制多相电力转换器(12)的控制系统(34)，所述控制系统包括：

电流控制模块(40)，其用于产生用于所述多相电力转换器(12)的电网电压命令信号；

电压控制模块(100)，其用于产生用于所述电流控制模块(40)的参考转换器电流命令信号；以及

电流命令选择器(33)，其用于当所述多相电力转换器(12)与所述电网连接时，将来自监督控制器(27)的有功与无功电流命令信号供给所述电流控制模块(40)，以及用于当所述多相电力转换器(12)与所述电网未连接时，将所述参考转换器电流命令信号供给所述电流控制模块(40)。

2.如权利要求1所述的控制系统，其中所述电压控制模块(100)包括滤波器阻抗模型(102)，其用于基于参考电压命令信号确定与所述多相电力转换器(12)耦合的LC滤波器(18)的滤波器电流信号。

3.如权利要求2所述的控制系统，进一步包括电压调整器(108)，其用于接收多相电力转换器电压反馈信号与参考电压命令的相位角并且用于产生序列电流命令信号。

4.如权利要求3所述的控制系统，其中所述电压调整器包括正序列电压调整器，其用于产生在d-q参考系中的正序列电流命令；以及负序列电压调整器，其用于产生在d-q参考系中的负序列电流命令，并且其中所述序列电流命令通过将在所述d-q参考系中的所述正序列与负序列电流命令相加来产生。

5.如权利要求4所述的控制系统，其中所述正序列电压调整器包括两个正序列电压调整元件(164、166)，每个包括比例积分(PI)调整器与双积分器(200)。

6.如权利要求4所述的控制系统，其中所述负序列电压调整器包括第一变换矩阵(168)以通过以两倍于电网频率向前旋转而将电压反馈信号转换成d-q域负电压分量。

7.如权利要求6所述的控制系统，其中所述负序列电压调整器包括低通滤波器(170、172)，其被配置成通过滤波所述d-q域负电压分量来产生d-q域负序列电压。

8.如权利要求7所述的控制系统，其中所述低通滤波器每个包括浮动平均滤波器。

9.如权利要求8所述的控制系统，其中所述负序列电压调整器包括负序列调整元件(174、176)，其被配置成从所述滤波的d-q域负序列电压来确定d-q域负电流分量。

10.一种用于控制多相电力转换器的方法，包括：

连续使用电压反馈信号以用于产生参考转换器电流命令信号；

当所述多相电力转换器与电网连接时，使用来自监督控制器的有功与无功电流命令信号以用于产生转换器切换信号；以及

当所述多相电力转换器未与任何电网连接时，使用所述参考转换器电流命令信号以用于产生转换器切换信号。

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