CN102273295A

CN102273295A - 用于v-mimo解调的降低复杂性信道估计和干扰消除的方法和系统

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Publication number: CN102273295A
Application number: CN2009801546405A
Authority: CN
Inventors: 约翰·P.·帕尼克尔; 加里·戴维·布德罗; 迈克尔·彼得拉斯; 艾德·伊利奇
Original assignee: Nortel Networks Corp
Current assignee: Nortel Networks Ltd; Apple Inc
Priority date: 2008-11-13
Filing date: 2009-11-12
Publication date: 2011-12-07
Anticipated expiration: 2029-11-12
Also published as: EP2351443A4; CN102273295B; US9461849B2; EP2351443A1; CA2743371C; JP5562971B2; US9088443B2; JP2012508997A; WO2010054474A1; KR20110095284A; CA2743371A1; US20150280941A1; RU2511718C2; RU2011120063A; BRPI0921738B1; US8724723B2; BRPI0921738A2; US20110293028A1; US20140211741A1; KR101564479B1

Abstract

一种用于无线通信网络中的无线通信的方法和系统。所述无线通信网络具有被配置用于与基站进行虚拟多输入多输出(“V-MIMO”)通信的第一移动终端和第二移动终端。对应于第一移动终端的第一无线通信上行链路信道被估计出。该估计基于第一参考符号信号，并基于从第二移动终端处接收到的第二参考符号信号的干扰消除。对应于第二移动终端的第二无线通信上行链路信道被估计出。该估计基于第二参考符号信号，并基于从第一移动终端处接收到的第一参考符号信号的干扰消除。估计出的第一无线通信上行链路信道用于解调从第一移动设备处接收到的第一数据信号，且估计出的第二无线通信上行链路信道用于解调从第二移动设备处接收到的第二数据信号。

Description

用于V-MIMO解调的降低复杂性信道估计和干扰消除的方法和系统

技术领域

本发明涉及无线通信，且尤其涉及一种用于无线通信信道估计和干扰消除的方法和系统，该信道估计和干扰消除用于解调虚拟多输入多输出(“V-MIMO”)信号。

背景技术

对高速无线通信的需求正在快速增长。这是由活跃的无线通信终端数量之多以及不断增加的带宽需求共同驱使的。后者进而由数量日益增加的消耗带宽的应用驱使，例如，流媒体、网页浏览、GPS功能等。随着无线通信终端计算能力的增强，终端执行复杂的消耗带宽的应用的能力也随之增强。

无线通信网络，如蜂窝网络，通过共享运行在通信网络中的移动终端的资源来运作。作为共享处理的一部分，与指派的信道、代码等相关的资源由系统内的一个或多个控制设备分配。某些类型的无线通信网络，例如正交频分复用(“OFDM”)网络，可用于支持如在某些标准下的那些基于蜂窝的高速服务，这些标准是如第三代合作伙伴计划(“3GPP”)的例如长期演进(“LTE”)标准、3GPP2的例如超移动宽带(“UMB”)标准和IEEE 802.16宽带无线标准。IEEE 802.16标准通常被称为WiMAX或较少见地被称为WirelessMAN或空中接口标准。

OFDM技术使用信道化的方法并将无线通信信道划分为许多可被多个移动终端同时使用的子信道。这些子信道并且由此使得移动终端可能会遭受来自邻近蜂窝和其它移动终端的干扰，因为邻近基站和移动终端可同时使用相同频率的资源块。这就导致频谱效率降低，从而同时降低了通信吞吐量和网络中可支持的移动终端数量。

这个问题在多输入多输出(“MIMO”)环境中更为严重。多输入多输出正交频分复用(“MIMO-OFDM”)是使用多个天线来发射和接收无线电信号的OFDM技术。MIMO-OFDM允许服务提供商部署无线宽带系统，该系统利用环境的多路径特性，使用未必需要与移动终端进行视线通信的基站天线。

MIMO系统使用多个发射天线和接收天线来同时发送数据，数据被分成小块(piece)送至接收机处，该接收机处理单独的数据传输并将他们放回到一起。该处理，称为空间复用，可按比例提升数据传输速度，比例系数等于发射天线数和接收天线数中的较小值。并且，由于所有数据都在同一频带内且使用单独的空间标记来传输，所以该技术非常有效地进行了频谱利用。

MIMO操作实现用信道矩阵(NxM)来从总体上定义用于无线通信信道的编码和调制矩阵，其中N是发射天线数，M是接收天线数。该矩阵中较低相关的每列是遭受较低干扰的每个信道(由于多个天线)。在具有完全不相关的配置的情况下，即列之间的点积为零，信道被认为彼此正交。正交性带来最小的天线对天线的干扰，由于更高的后处理信号与干扰和噪声比(“PP-SINR”)，从而使信道容量和数据速率最大化。PP-SINR是MIMO译码阶段后的SINR。

虚拟MIMO(“V-MIMO”)，也称为多用户MIMO(“MU-MIMO”)，通过使用多个同时传输的移动终端来实施上文描述的MIMO技术，所述的每个移动终端都具有一个或多个天线。服务基站包括多个天线。尽管基站可把虚拟MIMO操作视为传统的MIMO，在传统的MIMO中，单个移动终端具有多个天线并且可以对来自多个同时传输的移动终端的(数据)传输进行分离和译码，如上文论述过的移动终端间的信道相关会导致由于移动终端间的干扰造成的信道容量损失。

因为无线通信信道易遭受干扰和失真，所以已经发展了估计信道的特定性能的技术，这样接收机，例如基站，在对接收到的数据进行译码时，就能考虑到这些性能。例如，多路径失真和衰减会改变发射无线信号的幅度和相位。其结果是，如果无线通信信道不能被精确地估计，数据可能会被不正确地译码。例如，16QAM或64QAM(正交幅度调制)信号调制数个比特。对这些比特的译码是以接收到的信号的幅度和相位为基础的，所述接收信号应用于调制星座图。如果发射信号的幅度和/或相位随着其被接收机接收的时间而改变，则其在星座图上的映射将是错误的，从而产生不正确的译码。如果接收机可以对信道进行估计，则在映射和译码过程中接收机就可以考虑到(信号)幅度和相位的变化。

在V-MIMO环境中该问题会更复杂。V-MIMO依赖于空间复用技术。为了正确地恢复信号，接收机也必须对信号进行去相关并消除干扰。传统上这些任务在时域进行。当2、4或更多个移动终端是V-MIMO配置的一部分时，这些任务是相当密集的和耗时的。假设这些任务甚至可以全部被执行，其结果将是接收机处的设备成本变的过高。

并且，尽管基于最小二乘算法的信道估计技术是已知的，但这些技术不足以用于V-MIMO实施，例如在两个或更多个移动终端信号被叠加到一组资源块中的情况。甚至已知的最小均方误差(“MMSE”)技术的使用也不足以用于V-MIMO应用。

因此，需要的是一种经济有效的、可扩展的和处理有效的系统和方法，该系统和方法可用于V-MIMO环境中，用以估计无线通信信道和消除干扰，所述V-MIMO环境是例如在LTE网络中的基站上行链路接收机处。

发明内容

本发明有利地提供一种用于在虚拟多输入多输出(“V-MIMO”)无线通信网络中解调上行链路数据(从移动终端到基站)的系统和方法。通过使用从其它参与V-MIMO会话的移动终端或基站中消除干扰的估计的方式，参考符号信号可用于估计无线信道以及多个移动终端间或基站间传输的相互干扰。这些估计随后用于解调上行链路用户，即移动设备、数据信号。对解调的用户数据进行误差校验，例如CRC。在移动终端中的一个的误差校验失败且另一个移动终端的误差校验通过的情况下(产生有效用户数据)，来自通过误差校验的移动终端的正确解调的数据可用于从误差校验失败的移动终端数据信号中消除干扰。用户数据信号在消除(干扰)后被重建然后再次进行误差校验。

根据本发明的一方面，提供一种用于无线通信网络中的无线通信的方法，其中无线通信网络具有数个被配置用于与基站进行虚拟多输入多输出(“V-MIMO”)通信的移动终端。应该注意的是，尽管术语V-MIMO在此处用于描述本发明，应该理解的是，该术语并不意在以任何方式限制本发明且此处使用的该术语可与多用户MIMO(“MU-MIMO”)和协作MIMO互换。上行链路参考信号从数个移动终端中的每个处接收。基于对应的接收到的参考信号，为数个移动终端中的每个测定第一参考信号信道估计。使用对应的第一参考信号信道估计来接收数个移动终端中的每个的干扰消除的估计。基于对应的干扰消除的估计，为数个移动终端中的每个测定对应的第二参考信号信道估计。

根据本发明的另一方面，提供在无线通信系统中使用的基站，在该系统中基站能够与数个移动终端进行无线通信，所述移动终端被配置用于与该基站进行虚拟多输入多输出(“V-MIMO”)通信。该基站从数个移动终端中的每个处接收上行链路参考信号，基于对应的接收到的参考信号来为数个移动终端中的每个测定第一参考信号信道估计，使用对应的第一参考信号信道估计来为数个移动终端中的每个测定干扰消除的估计，并基于对应的干扰消除的估计来为数个移动终端中的每个测定第二参考信号信道估计。

根据本发明的又一方面，提供一种用于无线通信网络中的无线通信的方法体系。该无线通信网络具有被配置用于与基站进行虚拟多输入多输出(“V-MIMO”)通信的第一移动终端和第二移动终端。对应于第一移动终端的第一无线通信上行链路信道被估计出。该估计基于从第一移动终端处接收到的第一参考符号信号，且基于从第二移动终端处接收到的第二参考符号。第二参考符号信号用于从第一参考符号信号中估计和消除从第二移动终端处接收到的第三参考符号信号的干扰。对应于第二移动终端的第二无线通信上行链路信道被估计出。该第二无线通信上行链路信道估计基于从第二移动终端处接收到的第三参考符号信号，并且基于从第一移动终端处接收到的第一参考符号信号进行的干扰消除，该干扰消除是基于从第一移动终端处接收到的第四参考信号的。

附图说明

对本发明更完整的理解以及伴随的优点与特点，通过参考下文的详细描述并结合附图将变得更容易理解，其中：

图1是根据本发明原理构成的系统的一个实施例的图示；

图2是根据本发明原理构成的典型基站的框图；

图3是根据本发明原理构成的典型移动终端的框图；

图4是根据本发明原理构成的典型OFDM架构的框图；

图5是根据本发明原理的接收信号处理流程的框图；

图6是导频符号在可用子载波间的典型散布的图示；

图7是本发明的典型信道估计过程的框图；

图8A和图8B是本发明的典型上行链路数据解调和干扰消除过程的流程图；

图9是详述重建以及图8A和8B所示的第一移动终端对第二移动终端的干扰消除过程的流程图；

图10是详述重建以及图8A和8B所示的第二移动终端对第一移动终端的干扰消除过程的流程图；和

图11是多个典型无线上行链路通信过程的信噪比对比符号误差率的图表。

具体实施方式

首先，尽管某些实施例是在根据如长期演进(“LTE”)标准等的第三代合作伙伴计划(“3GPP”)演进下进行操作的无线网络的情况下进行论述的，本发明并不限制在这一点并可应用到其它宽带网络，包括那些根据基于其他正交频分复用(“OFDM”)的系统进行操作的宽带网络，所述其他OFDM系统包括WiMAX(IEEE 802.16)和超移动宽带(“UMB”)等。类似地，本发明并不只限制于基于OFDM的系统，并可根据其它的系统技术进行实施，例如，码分多址(“CDMA”)、单载波频分多址(“SC-FDMA”)技术等。

在详细描述根据本发明的典型实施例之前，值得注意的是，这些实施例主要属于系统部件和处理步骤的结合，所述处理步骤涉及改进用于虚拟多输入多输出(“V-MIMO”)解调中的无线通信信道估计和干扰消除，所述V-MIMO解调如在LTE上行链路接收机中进行的解调。

相应地，系统和方法的组成部分可以在附图中合适处用常规符号表示，为了使本公开不至于因为某些细节而变得晦涩难懂，所述细节是指那些对本领域的技术人员(从此处描述中获益的)而言显而易见的，只示出了那些与理解本发明的实施例有关的具体细节。这里使用的相关术语，如“第一”和“第二”、“顶部”和“底部”以及类似用语，可能仅仅用来将一个实体或部件与另一个实体或部件区别开来，而不是必然地要求或暗示这些实体或部件之间存在任何物理上或逻辑上的关系或顺序。

现在参看附图，在附图中相同的参考标识指代相同的部件，图1中显示了根据本发明原理构成的系统，其被表示为“6”。系统6包括一个或多个基站8(在LTE系统中被称为eNodeB)以及一个或多个移动终端10(在图1中显示为移动终端10a和10b)。需要注意的是，尽管这里使用术语“基站”，应该理解的是，这些设备在LTE系统中被称作“eNodeB”设备。相应地，这里使用的术语“基站”并不旨在将本发明限于特定技术实施。而是，术语“基站”的使用是为了方便理解，可与本发明上下文中的术语

“eNodeB”换用。尽管未显示，但是移动终端10可通过一个或多个中继节点与基站8通信。基站8可通过载波网络12与另一基站和外部网络，如互联网(未显示)进行通信。基站8可直接地或通过一个或多个中继节点与移动终端10进行无线通信。类似地，移动终端10可直接地或通过一个或多个中继节点与基站8进行无线通信。

基站8可以是被配置来与移动终端10进行无线通信的任何基站。基站8包括可用于实施此处所述功能的硬件和软件，该硬件和软件用以支持依据本发明的V-MIMO上行链路信道估计和干扰消除。基站8包括中央处理单元、发射机、接收机、I/O设备和存储器，如实施此处所述功能可能需要的易失性和非易失性存储器。基站8将在下文的附加细节中描述。

根据一个实施例，移动终端10可能包括多种便携式电子设备，包括但不限于移动电话、无线数据终端以及类似的设备，这些设备使用各种通信技术，如LTE、高级移动电话系统(“AMPS”)、时分多址(“TDMA”)、CDMA、全球移动通信系统(“GSM”)、通用分组无线业务(“GPRS”)、1x演进数据优化(缩写为“EV-DO”或“1xEV-DO”)和通用移动通信系统(“UMTS”)。移动终端10也包括硬件和软件，该硬件和软件适于支持用于与基站8进行无线V-MIMO通信的功能。这些硬件可包括接收机、发射机、中央处理单元、易失性和非易失性存储器形式的存储器、输入/输出设备，等等。

中继节点(未显示)可被选择性地使用，以促进移动终端10与基站8之间在上行链路(移动终端10到基站8)和/或下行链路(基站8到移动终端10)中的无线通信。根据本发明原理配置的中继节点包括中央处理单元、易失性和/或非易失性存储器形式的存储器、发射机、接收机、输入/输出设备和类似的部件。中继节点也包括实施此处所述的MAC控制功能的软件。应该注意的是，图1所示的配置是具有普遍性质的，并且涵盖了其它根据本发明原理构成的特定通信的实施例。

尽管未显示，但是系统6可包括控制多个蜂窝间无线通信的基站控制器(“BSC”)，该多个蜂窝由相应的基站(“BS”)8服务。应该理解的是，一些实施，如LTE和WiMAX并不使用BSC。通常，每个基站8使用V-MIMOOFDM来促进与移动终端10之间的通信，移动终端10被阐明为位于与相应基站相关联的蜂窝14的地理范围内。移动终端10相对基站8的移动会造成由于多路径失真、地形变化、人造物体(如楼房和其它建筑物)引起的反射和/或干扰等而导致的信道状态显著波动的结果。

多个移动终端10可逻辑地组合在一起形成V-MIMO组16。应该注意的是，尽管图1显示了两个移动终端10组合来形成V-MIMO组16，但本发明不限于此。可预期的是，在V-MIMO组16中可存在多于两个的移动终端。还可预期的是，移动终端可具有多于一个的天线，该天线使用传统的MIMO无线通信来操作，同时该天线也参与作为V-MIMO组16的一部分。即使使用多样化的信道，其中基于正交性的调度是无效的且因此移动终端10之间相互干扰，移动终端10仍然可根据本发明来配对以利用与MIMO无线通信相关的多用户增益。

在图1中还显示了基站8包括用以支持V-MIMO操作的两个天线18。应该理解的是，本发明不限于此，基站8可包括多于两个的天线18或甚至包括支持多个移动终端10的单个天线18。图1显示了与基站8的每个天线18进行无线通信的每个移动终端10。如将在下文详细论述，基站8包括用于估计无线信道的接收机软件和/或硬件，接收机软件和/或硬件使用根据本发明，将在下文详细论述的最小均方误差(“MMSE”)方法来估计无线信道。基站8还包括用于在V-MIMO上行链路上消除干扰的接收机软件和/或硬件。

在详细研究优选实施例的结构和功能细节之前，提供对本发明中移动终端10和基站8的高度概述。应该理解的是，当需要执行此处所述的功能时，中继节点可结合那些如此处所述的关于基站8和移动终端10的结构和功能面。

参看图2，示出根据本发明的一个实施例配置的基站8。基站8通常包括控制系统20、基带处理器22、发射电路24、接收电路26、一个或多个天线18以及网络接口30。接收电路26接收来自由移动终端10提供的一个或多个远程发射机的承载信息的射频信号(示于图3)。优选地，低噪声放大器和滤波器(未在图中示出)可配合用以放大和消除待处理信号中的带外干扰。下变频与数字化电路(未在图中示出)将滤波后的接收信号下变频至中频信号或基带频率信号，然后将其数字化成一个或多个数字流。

基带处理器22处理数字化的接收信号以提取在接收信号中传递的信息或数据比特。所述处理一般包括解调、译码和纠错操作。因此，基带处理器22通常由一个或多个数字信号处理器(“DSP”)或专用集成电路(“ASIC”)来实现。所述接收到的信息可经由有线线路发送或通过网络接口30由无线网络传送或者被发射到由基站8服务的另一移动终端10。

在发射方面，基带处理器22在控制系统20的控制下从网络接口30接收数字化数据并对其进行编码用以传输，所述数字化数据可能代表音频、数据或控制信息。被编码的数据被输出到发射电路24，且被编码的数据在发射电路24中被具有期望发射频率的载波信号调制。功率放大器(未在图中示出)将被调制的载波信号放大到适于传输的级别，并通过匹配网络(未在图中示出)将被调制的载波信号传送到天线18。调制和处理的细节将在下文中更详细地论述。

参看图3，示出根据本发明的一个实施例配置的移动终端10。类似于基站8，根据本发明原理构成的移动终端10包括控制系统32、基带处理器34、发射电路36、接收电路38、一个或多个天线40以及用户接口电路42。接收电路38接收来自一个或多个基站8的承载信息的射频信号。优选地，低噪声放大器和滤波器(未在图中示出)可配合用以放大和消除待处理信号中的带外干扰。下变频和数字化电路(未在图中示出)将被滤波后的接收信号下变频至中频信号或基带频率信号，然后将其数字化成一个或多个数字流。

基带处理器34处理数字化的接收信号来提取在接收信号中传递的信息或数据比特。所述处理一般包括解调、译码和纠错操作，这些将在下文中更详细地论述。基带处理器34通常由一个或多个数字信号处理器(“DSP”)和专用集成电路(“ASIC”)来实现。

关于发射方面，基带处理器34接收来自控制系统32的数字化数据，并对其进行编码以用于发射，该数字化数据可能代表音频、数据或控制信息。被编码的数据被输出到发射电路36，并在发射电路中被调制器用来调制具有期望发射频率的载波信号。功率放大器(未在图中示出)将被调制的载波信号放大到适于传输的级别，并通过匹配网络(未在图中示出)将被调制的载波信号传送到天线40。本领域技术人员可用的各种调制和处理技术都可应用于本发明。

在OFDM调制中，传输频带被划分为多个正交的载波。根据待发射数字数据对每个载波进行调制。由于OFDM将传输频带划分为多个载波，所以每个载波的带宽减少且每个载波的调制时间增加。由于多个载波被并行发射，所以在任意给定载波上的数字数据或符号的传输速率低于使用单个载波的情况。

OFDM调制通过例如对待传输的信息进行快速傅立叶逆变换(“IFFT”)操作来实现。对于解调，则对接收的信号进行快速傅立叶变换(“FFT”)操作以恢复发射信息。在实际操作中，IFFT和FFT通过由数字信号处理分别完成离散傅立叶逆变换(“IDFT”)和离散傅立叶变换(“DFT”)来实现。相应地，OFDM调制的特征化特点是：针对传输信道内的多个频带产生正交载波。被调制的信号是数字信号，其具有相对低的传输速率且能够留在各自的频带内。数字信号并不直接调制个别载波。而是对所有载波进行IFFT处理来一次性调制。

在一个实施例中，OFDM至少用于从基站8到移动终端10的下行链路传输。每个基站8配备n个发射天线18，且每个移动终端10配备一个或多个接收天线40，接收天线总数表示为m。值得注意的是，使用合适的双工器或开关，各天线就能用于接收和发射，且如此标记只是为了清楚起见。图1示出n＝2且m＝2。

参看图4，根据一个实施例描述了OFDM的逻辑传输结构。最初，基站控制器将待发送到多个移动终端10的数据发送到基站8。基站8可使用与移动终端有关的信道质量指示符(“CQI”)来调度用于传输的数据，以及选择用于传输调度数据的合适的编码和调制。CQI可直接由移动终端10提供，或者可在基站8处根据移动终端10提供的信息测定CQI。不论哪种情况，每个移动终端10的CQI是信道幅度(或响应)关于OFDM频带和发射信号强度的变化程度的函数。

调度数据44是比特流，数据加扰逻辑46以降低与数据相关的峰均功率比的方式对其进行扰码。使用CRC添加逻辑48来确定用于加扰数据的循环冗余校验(“CRC”)并将CRC添加到被加扰数据中。接下来，使用信道编码逻辑50来实现信道编码，从而有效地将冗余添加到数据中以促进移动终端10处的恢复和纠错。重申，对特定移动终端10的信道编码是以CQI为基础的。在一个实施例中，信道编码逻辑50使用已知的涡轮编码技术。速率匹配逻辑52对被编码数据进行处理来补偿与编码相关的数据扩展。

比特交织逻辑54系统地对被编码数据中的比特位进行重新排序以使连续数据比特的损失减到最小。所产生的数据比特由映射逻辑56根据所选用的基带调制系统地映射为相应符号。优选使用正交幅度调制(“QAM”)或四相移相键控(“QPSK”)调制。优选基于特定移动终端的CQI来选择调制的程度。使用符号交织逻辑58可系统地对符号进行重新排序，以进一步增强发射信号对由频率选择性衰落引起的周期性数据损失的免疫力(immunity)。

此时，多组比特位被映射成代表在幅度和相位星座图中相应位置的符号。当期望空间分集时，空时分组码(“STC”)编码逻辑60对符号块进行处理，该逻辑能够以使发射信号更能抗干扰且更易在移动终端10处被译码的方式来修改符号。STC编码逻辑60对输入符号进行处理且提供n个输出，该输出个数与基站8的发射天线18的数量一致。控制系统20和/或基带处理器22提供映射控制信号来控制STC编码。此时，假设n个输出的符号代表了待发射数据且能够被移动终端10所恢复。

对本实施例，假设基站8具有两个发射天线18(n＝2)且STC编码逻辑60提供两个输出符号流。相应地，由STC编码逻辑60输出的每个符号流被发送到相应的IFFT处理器62，为方便理解，图中IFFT处理器被分开示出。本领域的技术人员将意识到，一个或多个IFFT处理器可被单独地，或与此处描述的其他处理方法相结合地，被用于提供这样的数字信号处理。进一步可预想的是，处理功能可同样被合并成比此处提到的数量更少的处理器。IFFT处理器62优选地对各符号进行操作以提供傅立叶逆变换。IFFT处理器62的输出提供时域中的符号。时域符号被分组为帧，该帧与由类似插入逻辑64提供的前缀相关。每个由此产生的信号通过相应的数字上变频(“DUC”)与数模(“D/A”)转换电路66在数字域中被上变频到中间频率并转换成模拟信号。由此产生的(模拟)信号同时以期望的RF频率被调制、放大，并通过RF电路68和天线18被发射。值得注意的是，为预期移动终端10所知的导频信号被散布在子载波中。移动终端10，下文将详细论述，将使用导频信号进行信道估计。

现在参看图5，图示为移动终端10对发射信号的接收。当发射信号到达移动终端10的每个天线40处时，相应的RF电路70对各个信号进行解调和放大。为了简洁明晰，仅详细描述和示出接收路径中的一条，应该理解的是，每个天线40都有为其存在的接收路径。模数(A/D)转换和下变频电路72对模拟信号进行数字化与下变频以进行数字处理。自动增益控制电路(“AGC”)74可使用由此产生的数字化信号来控制基于接收信号等级的RF电路70中的放大器增益。

起初，将数字化信号提供给同步逻辑76，所述同步逻辑76包括粗同步逻辑78，所述粗同步逻辑对几个OFDM符号进行缓冲并计算两个连续OFDM符号间的自相关性。由此产生等于最大相关结果的时间指数，所述时间指数确定细同步搜索窗口，细同步逻辑80使用该窗口来测定基于报头的精确的帧初始位置。细同步逻辑80的输出可以促进帧定位逻辑84进行帧采集。恰当的帧定位很重要，从而随后的FFT处理可提供从时域到频域的精确转换。细同步算法是以报头携带的接收到的导频信号和已知导频数据的本地副本之间的相关性为基础的。一旦帧定位采集出现，OFDM符号的前缀被前缀移除逻辑86移除，且由此产生的样例被发送到频率偏移校正逻辑88，该逻辑可补偿由发射机和接收机中不匹配的本地振荡器引起的系统频率偏移。优选地，同步逻辑76包括频率偏移与时钟估计逻辑82，该逻辑基于报头来帮助估计对发射信号的影响，且将所述估计提供给校正逻辑88以恰当地处理OFDM符号。

此时，时域中的OFDM符号已准备好通过使用FFT处理逻辑90转换到频域。其结果是产生被发送到处理逻辑92中的频域符号。处理逻辑92使用分散导频提取逻辑94来提取分散的导频信号，基于提取到的导频信号，使用信道估计逻辑96来测定信道估计，并使用信道重建逻辑98为所有子载波提供信道响应。为了测定每个子载波的信道响应，导频信号本质上是多个导频符号，以已知的时间和频率模式，分散在遍布于OFDM子载波上的数据符号内。图6示出OFDM环境下给定时刻和频率时可用子载波间导频符号的典型散布。再次参看图5，处理逻辑将接收到的导频符号与特定时刻特定子载波中预期的导频符号进行比较，来测定传输导频符号的子载波的信道响应。其结果被插入(interpolate)以估计大部分，如果不是全部的话，其余未被提供导频符号的子载波的信道响应。实际的和被插入的信道响应可被用于估计总信道响应，该总信道响应包括OFDM信道中的大部分，如果不是全部的话，子载波的信道响应。

从每个接收路径的信道响应中获得的频域符号和信道重建信息被提供给STC译码器100，该译码器对两个接收路径均提供STC译码以恢复发射符号。当对相应频域符号进行处理时，信道重建信息将均衡信息提供给STC译码器100以充分消除对传输信道的影响。

使用符号解交织逻辑102将被恢复符号按顺序放回，所述符号解交织逻辑102与发射机中的符号交织逻辑58相对应。随后使用解映射逻辑104将解交织的符号解调或解映射到相应的比特流。之后使用比特解交织逻辑106对比特进行解交织，该比特解交织逻辑106与发射机结构中的比特交织逻辑54相对应。然后解交织的比特被速率去匹配逻辑108处理并被传递给信道译码逻辑110以恢复最初的被加扰数据和CRC校验和。相应地，CRC逻辑112移除CRC校验和，以传统方式校验被加扰数据，并将被加扰数据提供给解加扰逻辑114，解加扰逻辑114使用已知的基站解加扰代码来解加扰，以恢复原始发射数据116。

尽管图4和图5示出和描述了关于从基站8到移动终端10的通信，应该理解的是，同样的概念可应用到从移动终端10到基站8的上行链路通信中。

本发明提供了上述关于信道估计和解调问题的两部分解决方案。第一方面提供了降低复杂性的最小均方误差(“MMSE”)信道估计，该信道估计允许V-MIMO移动终端10的参考信号(“RS”)信道估计。第二方面为V-MIMO移动终端10的数据段的解调提供解决方案。频域数据信号干扰重建和消除用于V-MIMO中更弱的移动终端10信号。

尽管将在下文详细描述，信道估计是使用来自上行链路参考信号的相互干扰消除来执行，该参考信号由V-MIMO中的移动终端10共享。这可使用基于探测参考信号(“SRS”)的信道估计来完成。降低复杂性的MMSE方法用于RS信道估计。关于数据解调特别是V-MIMO中更弱移动终端10的数据信号解调，成功译码的更强移动终端10的数据信号被从更弱移动终端10的信号中消除，然后重建更弱的信号。该配置提供可比得上其他信道估计技术的V-MIMO信道估计和解调性能，但优势性地计算复杂性只有其他技术的四分之一。换句话说，本发明相比于其它解调方法有利地将数据解调复杂性降低了4倍。

已经描述了适于在V-MIMO RS信道估计中使用的降低复杂性的MMSERS信道估计方法。根据本发明的这方面，上行链路参考信号从每个移动终端10处接收。使用接收到的上行链路参考信号，可以测定每个移动终端10的第一参考信号信道估计。例如，该第一参考信号可以是探测参考信号(“SRS”)。每个移动终端的SRS可用于测定每个移动终端10的干扰消除估计。随着干扰消除估计被测定出，可测定每个移动终端10的第二参考信号信道估计。例如，该第二参考信号信道估计可以是MMSE信道估计。

应该注意的是，尽管在图7-10中本发明关于两个移动终端10来进行描述，例如移动终端10a和移动终端10b，应该理解的是，使用两个移动终端只是为了便于说明和理解，实际操作中使用的V-MIMO不必局限于两个移动终端10。

参考图7来描述适于在V-MIMO RS信道估计中使用的降低复杂性的MMSE RS信道估计方法。起初，基站8接收来自数个移动终端10在物理上行链路共享信道(“PUSCH”)上的组合信号。该信号包含接收到的PUSCH解调参考符号(“DMRS”)信号。通过基站8和归一化的增益来对该参考信号进行1024点快速傅立叶变换(步骤S100)。进行FFT后，在V-MIMO的两个移动终端10的情况下，该信号可描述为y＝χ₁h₁+χ₂h₂+n。资源块(“RB”)可在V-MIMO中与所产生的频域信号隔离开。信号y随后在步骤S100中被归一化。关于该方程(y)，χ₁和χ₂分别指移动终端10a和移动终端10b的解调参考信号向量。h₁和h₂分别指移动终端10a和移动终端10b的频域复合(complex)信道响应向量，n是方差为

的加性高斯白噪声。

因为移动终端10a和移动终端10b的参考符号序列是基站8的接收机已知的(由于是“参考信号”)，所以可以测定V-MIMO中的这两个移动终端10的基于缓冲探测参考信号(“SRS”)的信道估计(分别为步骤S102和步骤S104)。这些估计在这里分别被称为

和

移动终端10a和移动终端10b的解调参考信号(“DMRS”)(分别为步骤S106和步骤S108)如所论述过的，这些信号是基站8已知的并与SRS估计一起用于重建移动终端10a接收到的DMRS信号的估计

(步骤S110)以及重建移动终端10b接收到的DMRS信号的估计(步骤S112)。

关于移动终端10a，从(y)中减去方程

(步骤S114)以产生从移动终端10b处接收到的DMRS信号的干扰消除的估计，可表示如下：

y_{u 1_canceled} = y - X_{1} {\hat{h}}_{1}

RS增益被归一化以用于与移动终端10b相对应的RS信号(步骤S116)，并且进行最小二乘方(“LS”)估计以用于移动终端10b(步骤S118)，其中移动终端10b的LS信道估计表示如下：

{\hat{H}}_{LS 2} = X_{2}^{- 1} y_{u 1_canceled} .

关于移动终端10a，也执行类似的处理。从(y)中减去移动终端10b的重建信号

(步骤S120)以提供从移动终端10a处接收到的DMRS信号的干扰消除的估计，该方程表示如下：

y_{u 2_canceled} = y - X_{2} {\hat{h}}_{2}

移动终端10a的参考信号增益被归一化(步骤S122)并且移动终端10a的估计被测定出(步骤S124)。该测定可表示为：

{\hat{H}}_{LS 1} = X_{1}^{- 1} y_{u 2_canceled} .

随着LS信道估计被测定出，这些LS估计可用于测定降低复杂性的MMSE信道响应，从而提取出移动终端10a和10b的DMRS信道响应估计。对于移动终端10a，信噪比(“SNR”)、β和资源块(“RB”)长度可用于产生关联矩阵(步骤S126)。使用MMSE方法来测定移动终端10a的信道响应估计(步骤S128)。步骤S128的典型MMSE方法由下面的方程给出：

{\hat{H}}_{red_cmplx_U 1} = R_{HH} {(R_{HH} + \frac{β}{{SNR}_{1}} I)}^{- 1} {\hat{H}}_{LS 1} .

关于移动终端10b，使用移动终端10b的SNR、移动终端10b的β以及资源块长度来确定移动终端10b的关联矩阵(步骤S130)。使用来自步骤S118的LS估计和来自步骤S130的MMSE关联矩阵来测定移动终端10b的MMSE信道响应估计(步骤S132)。步骤S132的典型MMSE方法由下面的方程给出：

{\hat{H}}_{red_cmplx_U 2} = R_{HH} {(R_{HH} + \frac{β}{{SNR}_{2}} I)}^{- 1} {\hat{H}}_{LS 2} .

图7所示和描述的过程的结果为与基站8进行V-MIMO通信的移动终端10提供了上行链路信道估计。尽最大努力进行处理以产生出移动终端10a的RS信号在移动终端10b上的效果，反之亦然。因为基站8具有移动终端10a和10b的RS序列的预先信息和认知(knowledge)，所以移动终端10a和10b的频域信道估计的使用可被基站8使用以近似地产生每个移动终端信号，该信号在其它用户的LS估计被测定之前被消除。如上文论述的，本发明提出使用SRS估计。处在空闲模式和工作模式的移动终端周期地发射这些SRS信号。因此，如上文论述的使用基于SRS的信道估计用以重建是可能的。对于低移动性设备，例如移动速度低于60km/hr的移动终端，先前所述的基于SRS的信道估计能足够精确地产生来自移动终端10关于其它移动终端10的近似干扰过程。

随着信道响应估计被测定出，这些估计可被基站10使用来解调和提取从移动终端10a和10b处接收到的实际上行链路数据。数据解调/提取过程将参考图8a、图8b、图9和图10来进行论述。

起初，基站8从移动终端10a和10b处接收PUSCH数据信号。基站8归一化数据增益(步骤S134)，并且使用来自图7中步骤S128和步骤S132的MMSE信道估计来解调和均衡来自移动终端10a和10b的用户数据信号(分别为步骤S136和步骤S138)。一旦被均衡和解调，就对由此产生的数据进行查错，如使用循环冗余校验(“CRC”)来查错。在图8a中为移动终端10a进行的查错显示为步骤S140，为移动终端10b进行的查错显示为步骤S142。然后计算这些CRC值(步骤S144)。如果移动终端10a和移动终端10b的CRC都通过，则移动终端10a和10b的解调数据被认为都已正确地被解调，且用户数据通过该处理被输出并由基站8用作V-MIMO移动终端数据(步骤S146)。如图8a所示，输出M指步骤S136中的来自移动终端10a的解调数据，输出N对应于步骤S138中来自移动终端10b的解调数据。

如果移动终端10a的CRC通过而移动终端10b的CRC失败(步骤S148)，则移动终端10a的数据估计和信道估计用于重建和消除其对移动终端10b的干扰(步骤S150)。步骤S150将在下文详细论述。由于在步骤S148中对移动终端10a的CRC通过，则对应于移动终端10a的用户数据是有效的，且移动终端10a的解调数据通过本发明的处理被输出并被基站8使用(步骤S152)。该输出显示为输出M。在干扰消除和数据信号重建都应用于移动终端10b的信号后，再次校验移动终端10b用户数据的CRC(步骤S154)(步骤S154)。如果移动终端10b的CRC通过，则对应于移动终端10b的解调数据被认为已正确地被解调且有效，该解调数据通过处理被输出并被基站8使用(步骤S156)。移动终端10b输出的解调数据在图8a中显示为数据U。如果移动终端10b的CRC不通过(步骤S154)，则由基站8向移动终端10b发送下一HARQ尝试(步骤S158)。

在步骤S148失败的情况下，例如，移动终端10a的CRC不通过或移动终端10b的CRC失败，产生判断是否移动终端10a的CRC失败而移动终端10b的CRC通过的判定(步骤S160)。

在移动终端10a的CRC未失败或移动终端10b的CRC不通过的情况下，例如，移动终端10a和移动终端10b的CRC都不通过，则基站8向移动终端10a和移动终端10b都发送下一HARQ尝试信号(步骤S162)。

在移动终端10a的CRC失败且移动终端10b的CRC通过的情况下(步骤S160)，在图8b中将继续本发明的处理，其中移动终端10b的数据信号和信道估计用于重建和消除其对移动终端10a的信号的干扰(步骤S164)。步骤S164将在下文详细论述。因为与从移动终端10b处接收到的数据相对应的CRC是有效的，所以对应的数据也是有效的，且该处理输出移动终端10b的解调数据用于基站8的V-MIMO使用(步骤S166)。该输出在图8B中显示为输出N。

在重建和干扰消除后，再次校验移动终端10a的CRC(步骤S168)。如果移动终端10a的CRC通过，则从移动终端10a处接收到的有效数据被示出，且该过程输出解调数据(步骤S170)用于基站8进一步处理V-MIMO数据。在步骤S170处的解调数据输出显示为数据V。在移动终端10a的CRC不通过的情况下(步骤S168)，基站8向移动终端10a发送下一HARQ尝试信号(步骤S172)且该处理过程结束。

参考图9来描述步骤S150处关于移动终端10b的重建和消除移动终端10a对其的干扰。移动终端10a的MMSE信道估计(步骤S128)被乘以移动终端10a的成功解调数据(步骤S136)，由此产生的结果输出表示为值M’(步骤S174)。然后，从移动终端10a和10b的PUSCH数据中减去M’(步骤S176)。该结果是移动终端10b的消除干扰的并重建的数据信号，表示为Q。

参考图10来详细论述步骤S164处关于移动终端10a的重建和消除移动终端10b对其的干扰。为了从与移动终端10a相对应的数据处移除移动终端10b的干扰，步骤S132处的移动终端10b的MMSE信道估计被乘以步骤S138处的移动终端10b的成功解调数据，从而形成基于移动终端10b的信道估计输出(步骤S178)。由此产生的结果输出表示为N’。应该注意的是，N’(还有M’)是基于上文论述的方程得出的，该方程表示为：

y＝χ₁h₁+χ₂h₂+n。

从移动终端10a和移动终端10b的PUSCH数据中减去所导出的估计N’(步骤S180)，从而产生从移动终端10a处接收到的信号的估计(步骤S180)。该结果是移动终端10a的消除干扰的并重建的数据信号，表示为输出T。

图11示出了移动终端10以30km/hr和60km/hr速度移动时，使用四相移相键控(“QPSK”)来显示移动终端10a和10b的符号误差率与SNR之间的关系。参考理想信道来展示这些关系。参考图11示出和描述的理想信道估计，其被定义为具有对信道的精确认知(perfect knowledge)，即，在该估计中没有误差。

如图11所示移动终端10以30km/hr速度移动时产生的符号误差率-SNR曲线，该曲线在低SNR时距离理想估计不到一个数量级，且随着SNR的增大而更接近理想估计。对于更快速移动的移动终端，该曲线遵循类似的路径但在更大SNR处发散。

应该注意的是，图11中显示的图形是假设每1或2毫秒传输一次SRS时模拟的结果。这有助于提供基于SNR的信道估计，该信道估计能可靠地用于V-MIMO中移动终端的RS信号中的相互干扰消除。该模拟还假设一个移动终端的信号充分地强于其它移动终端的信号，从而该更强的移动终端信号数据能够可靠地被解调。这还允许该更强的移动终端干扰可精确地被重建并从更弱信号中消除，从而消除干扰的弱信号可被解调。同时还可假设基站8使用单个天线。可以预期的是，在使用基站8的两个天线、涡轮编码和交织的实施例中，给定误差率-SNR曲线的近似性能增益预计可以增加10dB。

本发明有利地提供了一种方法和系统，该方法和系统允许以非计算复杂的方式来测定V-MIMO移动终端的信道估计，并且允许这些信道估计通过上述提到的干扰消除和重建处理用于重建和恢复移动设备上行链路数据。

在实施本发明时，优选地使用具有高SNR的移动终端10和另一具有低信噪比(“SNR”)的移动终端10。在这种情况下，高SNR移动终端10很可能通过CRC，从而为信道估计提供良好资源。可使用功率控制对高SNR和低SNR移动终端10进行配对。也就是说，将V-MIMO中的移动终端10进行配对可以提高本发明的性能，所述配对使用功率控制将高SNR移动终端10和低SNR移动终端10配对。

本发明的其它许多方面也可被实施来进一步提高本发明性能。例如，仅在V-MIMO情况下，调制编码集(“MCS”)的调节可被保留使用。并且，在第一HARQ尝试失败的情况下，接下来的HARQ尝试可与其它移动终端10配对(与当前V-MIMO组中的移动终端10相比)。还可预期的是，可设置移动终端10的上行链路功率控制参数来确保在他们接收的信号中有近似5-10dB的差值。这种情况下的控制参数涉及基站8接收的信号功率Po和路径损失补偿因子α。可进一步预期的是，仅在所有物理资源块正被使用且有进入的业务请求的情况下才考虑进行V-MIMO操作。

本领域的技术人员应当认识到，本发明并不限于在上文中特别示出的和描述的内容。另外，值得注意的是，除非上文有相反的提及，所有附图并不是按比例绘制的。根据上述说明各种修改和变化是可能的且不偏移本发明的范围和精神的，本发明的范围和精神只由下面的权利要求限制。

Claims

1.一种用于无线通信网络中的无线通信的方法，所述无线通信网络具有数个被配置用于与基站进行虚拟多输入多输出(“V-MIMO”)通信的移动终端，所述方法包括：

从数个移动终端中的每个处接收上行链路参考信号；

基于对应的接收到的参考信号，为数个移动终端中的每个测定第一参考信号信道估计；

使用对应的第一参考信号信道估计，为数个移动终端中的每个测定干扰消除的估计；以及

基于对应的干扰消除的估计，为数个移动终端中的每个测定对应的第二参考信号信道估计。

2.根据权利要求1所述的方法，其中各个第二参考信号信道估计是使用最小均方误差的方法来测定的。

3.根据权利要求2所述的方法，其中各个第二参考信号信道估计在频域中被测定出。

4.根据权利要求1所述的方法，进一步包括解调从数个移动终端中的每个处接收到的用户数据信号，所述解调使用对应于所述移动终端的第二参考信道估计来进行。

5.根据权利要求4所述的方法，进一步包括对数个移动终端中的每个的解调的用户数据进行第一误差校验。

6.根据权利要求5所述的方法，进一步包括在数个移动终端中的每个的解调的用户数据中没有误差的情况下：

判定来自数个移动终端的解调的用户数据是有效的；以及

把解调的用户数据处理为V-MIMO数据。

7.根据权利要求5所述的方法，进一步包括在数个移动终端中的一个的解调的用户数据的第一误差校验失败的情况下：

使用解调的用户数据和第二参考信号信道估计，所述第二参考信号信道估计对应于移动终端中除第一误差校验失败的移动终端以外的至少一个移动终端，来：

从对应于第一误差校验失败的移动终端的信号消除干扰；以及

重建第一误差校验失败的移动终端的用户数据信号。

8.根据权利要求7所述的方法，其中从对应于第一误差校验失败的移动终端的信号消除干扰包括：

(a)将对应于通过误差校验的移动终端中的至少一个的第二参考信号信道估计乘以对应于同样的通过误差校验的移动终端中的至少一个的解调的用户数据；以及

(b)从数个移动终端的接收到的组合信号中减去步骤(a)的相乘结果。

9.根据权利要求7所述的方法，进一步包括对重建的数据信号进行第二误差校验。

10.根据权利要求9所述的方法，进一步包括如果所述第二误差校验失败，则发送下一混和自动重传请求(“HARQ”)信号。

11.一种在无线通信系统中使用的基站，所述基站能够与被配置用于与所述基站进行虚拟多输入多输出(“V-MIMO”)通信的数个移动终端进行无线通信，所述基站被配置用于：

从数个移动终端中的每个处接收上行链路参考信号；

12.根据权利要求11所述的基站，其中所述基站进一步被配置用于解调从数个移动终端中的每个处接收到的用户数据信号，所述解调使用对应于所述移动终端的第二参考信道估计来进行。

13.根据权利要求12所述的基站，其中所述基站进一步被配置用于对数个移动终端中的每个的解调的用户数据进行第一误差校验。

14.根据权利要求13所述的基站，其中在数个移动终端中的一个的解调的用户数据的第一误差校验失败的情况下，所述基站进一步使用解调的用户数据和第二参考信号信道估计，所述第二参考信号信道估计对应于移动终端中除第一误差校验失败的移动终端以外的至少一个移动终端，来：

重建第一误差校验失败的移动终端的数据信号。

15.根据权利要求14所述的基站，其中从对应于第一误差校验失败的移动终端的信号消除干扰包括：

16.一种用于无线通信网络中的无线通信的方法，所述无线通信网络具有被配置用于与基站进行虚拟多输入多输出(“V-MIMO”)通信的第一移动终端和第二移动终端，所述方法包括：

估计对应于第一移动终端的第一无线通信上行链路信道，所述估计是基于从第一移动终端处接收到的第一参考符号信号，且基于从第二移动终端处接收到的第二参考符号信号的，所述第二参考符号信号用于从第一参考符号信号中估计和消除从第二移动终端处接收到的第三参考符号信号的干扰；以及

估计对应于第二移动终端的第二无线通信上行链路信道，所述估计是基于从第二移动终端处接收到的第三参考符号信号，并且基于从第一移动终端处接收到的第一参考符号信号进行的的干扰消除的，所述干扰消除是基于从第一移动终端处接收到的第四参考信号的。

17.根据权利要求16所述的方法，进一步包括：

使用估计出的第一无线通信上行链路信道来解调从第一无线设备接收到的第一数据信号；以及

使用估计出的第二无线通信上行链路信道来解调从第二无线设备接收到的第二数据信号。

18.根据权利要求17所述的方法，进一步包括：对第一移动终端和第二移动终端的解调的用户数据进行第一误差校验。

19.根据权利要求18所述的方法，进一步包括，在第一移动终端的解调的数据的第一误差校验失败的情况下：

使用解调的第二数据信号和对应于第二移动终端的第二无线通信上行链路信道估计来：

从对应于第一移动终端的信号消除干扰；以及

重建第一移动终端的数据信号。

20.根据权利要求19所述的方法，进一步包括，对第一移动终端的重建的数据信号进行第二误差校验。