CN102265571B - 用于通过使用比特或符号之间的耦合来降低符号间干扰的前馈接收器和方法 - Google Patents

Abstract

本文描述前馈接收器和方法，它们通过使用增强均衡器以及增强解码器来解决所接收符号中的符号间干扰，增强均衡器生成联合软值(先前调制解调器比特x’和调制解调器比特x的联合信息)，增强解码器使用联合软值和边信息(关于先前调制解调器比特x’的偏置)输出更可靠的信息比特x。

Description

用于通过使用比特或符号之间的耦合来降低符号间干扰的前馈接收器和方法

技术领域

一般来说，本发明涉及无线电信领域，具体来说，涉及一种前馈接收器，它通过使用增强均衡器和增强解码器来处理和利用所接收符号中的符号间干扰，增强均衡器生成联合软值(先前调制解调器比特x’和调制解调器比特x的联合信息)，增强解码器使用联合软值和边信息(关于先前调制解调器比特x’的偏置)以输出更可靠的信息比特x。

背景技术

在此定义下列缩写词，其中的至少一部分在现有技术和本发明的以下描述中提及。

8PSK  8相相移键控

AWGN  加性白高斯噪声

AFC   自动频率控制

BCH   Bose Chaudhuri和Hocquenghem

BPSK  二相相移键控

EDGE  增强数据GSM环境

GMSK  高斯最小频移键控

GSM   全球移动通信系统

IS-136 暂行标准136

ISI   符号间干扰

ISV   输入软值

JSV   联合软值

LDPC  低密度奇偶校验码

LTE   长期演进

MAP   最大后验

MLSE  最大似然序列估计

OSV   输出软值

PSK   相移键控

QAM   正交幅度调制

SI    边信息

SNR   信噪比

SOVA  软输出维特比算法

SSV   单软值

WCDMA 宽带码分多址

参照图1(现有技术)，图1是传统无线通信系统100的基本图，其中，发射器102(包括编码器104、交织器106和调制器108)通过信道110耦合到接收器112(包括解调器114、解交织器116和解码器118)。在操作中，编码器104接收信息比特块120，并且通过将那些比特映射到较大的调制解调器比特块122来对它们进行保护。编码器104能够通过使用诸如二元码之类的差错控制码、例如BCH码、LDPC码、卷积码或特播码来执行这个操作。交织器106接收调制解调器比特120，改变调制解调器比特120的顺序/索引，并且输出重排序比特122。

调制器108接收重排序比特122，并且使用调制星座来输出符号124。具体来说，调制器108在生成输出符号124时使用调制星座将q个连续比特映射到Q个调制符号之一，其中Q＝2^q。例如，调制器108能够使用诸如其中q＝1且Q＝2的BPSK和其中q＝3且Q＝8的8PSK之类的调制星座。调制器108还可执行滤波操作，以便产生部分响应信令。另外，调制器108还可执行已编码调制操作，其中当前q比特的映射取决于先前比特。为了简洁起见，本文所提供的描述将假定未编码调制方案。

信道110表示无线介质中的衰落、时间扩散以及加性噪声和干扰对所传送符号124的影响。因此，解调器114接收已经受ISI的信号126。ISI可归因于无线信道110上的时间扩散以及在发射器102的部分响应信令和滤波和在接收器112的滤波的组合作用。

接收器112分开执行解调操作和解码操作。首先，解调器114接受所接收信号126，处理ISI，并且输出软比特值128的形式的调制解调器比特112的估计值。软比特值128指示各个调制解调器比特112的可靠性。解交织器116接收软比特值128，并且将其顺序/索引改变为与交织器106所使用的相反。在解交织之后，将重排序软比特值130馈送到解码器118。解码器118对重排序软比特值130进行操作，以便产生信息比特120的估计值132。虽然解交织器116(和对应的交织器106)在无线通信系统100的性能中起重要作用，但是在当前上下文中，它是麻烦的并且与本文明确涉及解交织器116的论述不相关。因此，从这点开始，假定解交织器116改变调制解调器比特的顺序/索引的功能经过适当处理，并且因此解交织器116不出现在以下论述中，并且没有在其余附图的任一个中示出。

解调器114和解码器118的分离不是最佳的，但是它确实虑及接收器112中的适当复杂度。从信息理论众所周知，最佳接收器112联合执行解调和解码的操作。然而，解调和解码的这种联合操作的复杂度一般是过高的。但是，有可能通过使用解调器114与解码器118之间的某种形式的交互，来弥补分开的解调和解码过程之间的间隙的部分。一种已知技术是将边信息134从解码器118反馈给解调器114，并且多次重复进行其相应过程。图2(现有技术)是这种接收器112的简图，接收器112实现这种反馈技术，它在本行业中已知为特播接收器112。特播接收器112在基于IS-136、GSM/EDGE和WCDMA的无线通信系统100中经过测试，具有良好增益，但是以明显复杂度增加为代价。

特播接收器112工作得很好，但解调器114的再使用是浪费的。例如，在诸如GSM/EDGE之类的许多无线通信系统100中，解调器114是均衡器，它支配接收器112的复杂度。具体来说，均衡器114具有可能难以分离的多个任务，因为除了处理ISI的主要任务之外，均衡器114还可处理信道跟踪、AFC、噪声白化等等。另外，后续一遍又一遍地重新运行均衡器114所需的数据的存储可能成问题。例如，在EDGE中，解码器118接受来自4个突发的数据，并且在解码器118和均衡器114之间重复进行，需要存储4个突发的所接收值。

当今使用的一种类型的均衡器114称作维特比均衡器114，它利用所谓的“廉价SOVA”技术来产生软比特值128。在描述维特比均衡器114和廉价SOVA技术之前，首先描述无线通信系统100中的信道110的模型是有帮助的。在这个示例中，假定发射器102具有单个发射天线136(但它可能具有多个发射天线136)，并且接收器112具有单个接收天线138(但它可能具有多个接收天线138)。对于具有存储器M的符号间隔信道110，存在M+1个信道抽头H_M、…、H₀，其中H_l描述在l个符号的延迟的信道110。在索引k的所传送符号124和所接收符号126分别表示为s_k和r_k。系统模型由下式给定：

r_k＝H_Ms_k-M+…+H₁s_k-1+H₀s_k+v_k                      (1)

其中，v_k表示噪声，并且缺省情况下，假定这是加性白高斯噪声(AWGN)模型。

维特比均衡器114因ISI而需要同时查找最佳符号序列。为了实现这一点，维特比均衡器114对网格进行操作，网格具有L级，索引为0至L，其中具有Q^M个状态，并且每级有Q^M+1个分支。向维特比均衡器114馈送L个所接收值r₁、…、r_L。图3(现有技术)中概述在时间k的维特比状态转变。在索引k，维特比状态将M个符号表示如下：

${\hat{S}}_k=({\hat{s}}_{k-M+1},\·\·\·{,\hat{s}}_k)---\left(2\right)$

网格的级k描述从状态

到状态

的级数。从到

的分支表示符号注意，对于ISI网格，结束于

的所有分支共享同一个符号。还要注意，其起始状态

各具有不同的最旧符号

为了符号简洁起见，状态在各级由0与q^M-1之间的整数j来标记。各j表示

的不同值。分支由其起始和结束状态对(j’，j)来标记。对于各状态j，扇入I(j)和扇出O(j)分别是输入分支和输出分支的集合。对于ISI网格，所有扇入和扇出集合具有相同大小Q。

对于具有状态

的扇出中的符号

的分支，假设的所接收值由下式给定：

${\hat{r}}_k=H_M{\hat{s}}_{k-M}+\·\·\·+H_0{\hat{s}}_k---\left(3\right)$

将所接收值r_k与

进行比较，以便获得如下分支度量：

$f_k={\left|\right|r_k-{\hat{r}}_k\left|\right|}^2---\left(4\right)$

分支度量在本文中必要时采用对应分支来明确标记。

不失一般性，假定网格在状态0开始于时间0，并且状态度量计算由此向前进行。因此，在时间k，状态j的状态或累积度量F_k(j)根据在时间k-1的状态度量来给出，并且在时间k的分支度量如下：

$F_k\left(j\right)=\underset{j^{\′}\∈l\left(j\right)}{\min }(F_{k-1}\left(j^{\′}\right)+f_k(j^{\′},j))---\left(5\right)$

另外，取得最小值的I(j)中的状态称作状态j的前导者，并且表示为π_k-1(j)。另外，对应M元组

中的最旧符号

是从时间k的状态j回顾的试探符号判定。

此外，通过跟随链π_k-1(j)、π_k-2(π_k-1(j))等等，有可能将状态序列追溯到时间0。对应符号

等等是从时间k的状态j回顾时的MLSE的试探判定。一般来说，从某个级的不同状态回顾，判定趋向于与较旧符号更为一致。也就是说，判定的延迟越长则越好。通常，存在所选延迟判定D。关于在级k的最佳状态的判定通过从级k+D(或者如果L＜k+D，则在最后一级L)的状态之中具有最小状态度量的状态追溯来进行。

在追溯之后，在级k的最佳状态表示为φ。回顾其前导状态π_k-1(φ)，最旧符号被认为对应于那个状态。存在映射到那个符号的q个信息比特。对于表示为x的那些比特之一计算软值128。为了清楚起见，这个软值128在本文中称作单软值(SSV)。如上所述，调制符号用于形成合成的所接收值

它们产生分支度量f_k和状态度量F_k(j)。本论述的焦点现在将在信息比特x上。

用于SSV生成的廉价SOVA技术经过广泛测试并且在产品中实现。它惊人地准确并且复杂度比MAP和SOVA技术小许多。本文中首先对于其中q＝1且Q＝2的二元调制来描述廉价SOVA技术。例如，GSM的GMSK模式能够作为二元调制来处理。对于Q＝2，标准二元网格在每个状态具有2个结束分支以及在每个状态具有2个起始分支。由于q＝1，所以存在映射到二元符号

的单个信息比特x。

参照图4(现有技术)，示出具有结束于φ(假定j＝φ)的两个分支的网格的隔离片段。在索引k-1，连接到φ的两个状态表示关于信息比特x的可能判定。两个状态按照其对应x值表示为j’_x。为了帮助有关本发明的后续论述，使用状态度量的经修改符号，其中E(φ)＝F_k(φ)，以及：

$E^{\′}\left(x\right)=F_{k-1}\left(j_x^{\′}\right)+f_k(j_x^{\′},\mathrm{\φ})---\left(6\right)$

那么，状态度量递归(5)能够写作：

E(φ)＝min(E′(0)，E′(1))                          (7)

按照廉价SOVA技术，调制解调器比特x的SSV 128由下式给定：

λ＝E′(1)-E′(0)                                   (8)

因此，λ的负(正)值指示信息比特x为1(0)。上述论述详细描述传统特播接收器112及其缺点，例如，它甚至在使用维特比均衡器114和廉价SOVA技术时也因反馈而引起处理中的大复杂度和大延迟。因此，需要一种解决常规特播接收器的这些缺点和其它缺点的新型接收器。这些需要和其它需要通过本发明得到满足。

发明内容

在一个方面，本发明提供一种前馈接收器，其中包括：(a)均衡器，所述均衡器接收符号，并且输出包括调制解调器比特x和先前调制解调器比特x′的联合信息的联合软值；(b)融合功能，所述融合功能接收联合软值，并且输出先前调制解调器比特x’的输入软值；(c)解码器，所述解码器接收先前调制解调器比特x’的输入软值，并且输出先前调制解调器比特x’的输出软值；(d)修改单元(例如减法单元)，该修改单元使用先前调制解调器比特x’的输入软值和先前调制解调器比特x’的输出软值来生成边信息，所述边信息采取关于先前调制解调器比特x’的偏置的形式；以及(e)融合功能，所述融合功能接收边信息，并且处理边信息和联合软值以生成调制解调器比特x的改进的单软值。前馈接收器具有一种结构，其中一旦均衡器输出联合软值，则在解码过程期间不再对其重新访问，这避免均衡器的不合需要的再使用。

在另一个方面，本发明提供一种用于通过下列步骤来处理和利用所接收符号中的符号间干扰的方法：(a)接收符号；(b)生成包括调制解调器比特x和先前调制解调器比特x’的联合信息的联合软值；以及(c)使用联合软值和关于先前调制解调器比特x’(或调制解调器比特x)的偏置的形式的边信息来生成调制解调器比特x(或者先前调制解调器比特x’)的改进的单软值。在这种情况下，均衡器在生成步骤中用于生成联合软值，并且在使用步骤期间不再被使用，在使用步骤中使用解码器来生成调制解调器比特x(或者先前调制解调器比特x’)的改进的单软值。

本发明的其它方面将部分在以下详细描述、附图和任何权利要求中提出，部分从详细描述中导出或者可通过实施本发明来了解。要理解，以上的一般描述和以下的详细描述都只是示范和说明性的，而不是对所公开的发明的限制。

附图说明

通过参照以下结合附图进行的详细描述，可获得对本发明的更全面理解，附图中：

图1-4(现有技术)是各种简图，其中包括传统无线通信系统和传统特播接收器，用于帮助说明与对所接收符号进行解调和解码关联的各种问题，这些问题通过本发明得到解决；

图5是按照本发明的一个实施例、能够在无线通信系统(即，基站或用户终端)中实现的接收器的基本图；

图6是网格的隔离片段的图示，用于帮助描述按照本发明的一个实施例、图5所示的接收器以及具体是位于其中的均衡器如何生成联合软值；

图7-9是按照本发明的不同实施例来配置的若干不同接收器的简图；

图10是网格的隔离片段的图示，用于帮助描述按照本发明的一个实施例、图5和图7-9所示的接收器以及具体是位于其中的均衡器如何基于高阶调制来生成联合软值；以及

图11是编码器操作的简图，用于帮助说明按照本发明的一个实施例、图5和图7-9所示的接收器以及具体是位于其中的解码器如何起作用。

具体实施方式

参照图5，图5是按照本发明的一个实施例配置的接收器500的基本图。接收器500处理ISI，并且旨在通过具有增强均衡器502(解调器502)来提升性能，增强均衡器502(解调器502)生成来自其中的不同级的多个比特的联合软值(JSV)504，然后将JSV 504转发给增强解码器506。在一个实施例中，增强均衡器502通过使用廉价SOVA的扩展来生成JSV 504(调制解调器比特x’和x)。增强解码器506具有解码器508和融合功能510。融合功能510接受来自均衡器502的JSV504以及来自解码器508的边信息512，然后向解码器508输出调制解调器比特x的软比特值(SSV)514。这个方案是合乎需要的，因为它使接收器500能够具有仅前馈的结构，并且因而它能够避免均衡器502的不合需要的再使用。相反，传统特播接收器112具有反馈结构，其中均衡器114从解码器118接收边信息134(参见图2)。

在一个实施例中，接收器500由于系统向更高速率的演进而可优选地在GSM/EDGE无线通信系统中实现，系统向更高速率的演进要求高的信噪比(SNR)，其中提升接收器500的性能是重要的，因为它使得能够在整个小区有更好高速率覆盖。更一般来说，接收器500可在具有ISI的任何无线通信系统内实现。例如，接收器500能够用于LTE上行链路实际上使用单载波格式的情况。在描述本发明时，下面对于二元调制情况将接收器500详细论述为生成JSV 504，然后相对更高调制情况进行论述。此后，通过查看JSV 504与增强解码器506之间的交互来描述接收器500。

A.联合软值

参照图6，表示关于信息比特x的可能判定的网格的隔离片段被示出，并且用于帮助描述按照本发明的一个实施例，接收器500以及具体是均衡器502如何生成JSV 504。在这个网格中，将φ标识为在索引k的最佳状态，同时示出连接到φ、回顾到索引k-2的四个状态。在索引k-2的4个状态按照其对应x’和x值表示为j”_x’，x。这个小网格区被隔离并且示出，以便突出在JSV 504的确定中没有涉及网格的其它部分的事实。在这个实施例中，当生成JSV 504时，均衡器502不仅考虑在索引k的调制解调器比特x，而且还考虑在索引k-1的先前调制解调器比特x’。对(x’，x)具有未被其相应SSV反映、但是为JSV504捕获的联合信息。接下来论述均衡器502如何能够使用对(x’，x)来生成JSV 504的一个示例。在后一小节，提供论述以说明通过将对(x’，x)中的JSV 504与关于先前信息比特x’的边信息512融合来利用JSV 504改进关于另一个调制解调器比特x的知识的一种方式。

为了得到JSV 504，均衡器502具有一个或多个处理器516以及包含处理器可执行指令的至少一个存储器518(存储装置518)，其中一个或多个处理器516适合与至少一个存储器518进行接口，并且执行处理器可执行指令，通过对从级k-2至级k的2级上的状态度量的级数起作用来生成JSV 504(注意：一个或多个处理器516和至少一个存储器518至少部分实现为软件、固件、硬件或硬编码逻辑)。在这个示例中，状态度量具有由(x’，x)来索引的四个新量，由下式给定：

$E^{\′\′}(x^{\′},x)=F_{k-2}\left(j_{x^{\′},x}^{\′\′}\right)+f_{k-1}(j_{x^{\′},x}^{\′\′},j_x^{\′})+f_k(j_x^{\′},\mathrm{\φ})---\left(9\right)$

能够看到，这四个新量描述φ的状态度量候选者，开始于索引k-2，而不是k-1，如同等式5中那样。E”(x’，x)的四个值的集合构成JSV 504信息，因为它们包含有关x’和x所需的全部信息。例如，注意：

$\min (E^{\′\′}(0,x),E^{\′\′}(1,x))$

$=\min (F_{k-2}\left(j_{0,x}^{\′\′}\right)+f_{k-1}(j_{0,x}^{\′\′},j_x^{\′}),F_{k-2}\left(j_{1,x}^{\′\′}\right)+f_{k-1}(j_{1,x}^{\′\′},j_x^{\′}))+f_k(j_x^{\′},\mathrm{\φ})---\left(10\right)$

$=F_{k-1}\left(j_x^{\′}\right)+f_k(j_x^{\′},\mathrm{\φ})$

$=E^{\′}\left(x\right)$

另外，

$\underset{x}{\min }\left\{\underset{x^{\′}}{\min }\right\{E^{\′\′}(x^{\′},x)\left\}\right\}$

$=\underset{x}{\min }\left\{E^{\′}\left(x\right)\right\}---\left(11\right)$

$=\underset{x}{\min }\{F_{k-1}\left(j_x^{\′}\right)+f_k(j_x^{\′},\mathrm{\φ})\}$

$=F_k\left(\mathrm{\φ}\right)=E\left(\mathrm{\φ}\right)$

类似地，

$E^{\′\′}(1,x)-E^{\′\′}(0,x)$

$=(F_{k-2}\left(j_{1,x}^{\′\′}\right)+f_{k-1}(j_{1,x}^{\′\′},j_x^{\′})+f_k(j_x^{\′},\mathrm{\φ}))-(F_{k-2}\left(j_{0,x}^{\′\′}\right)+f_{k-1}(j_{0,x}^{\′\′},j_x^{\′})+f_k(j_x^{\′},\mathrm{\φ}))---\left(12\right)$

$=(F_{k-2}\left(j_{1,x}^{\′\′}\right)+f_{k-1}(j_{1,x}^{\′\′},j_x^{\′}))-(F_{k-2}\left(j_{0,x}^{\′\′}\right)+f_{k-1}(j_{0,x}^{\′\′},j_x^{\′}))$

它在π_k-1(φ)等于j’_x时是比特x’的SSV。还由此得出等式7和8能够写作：

E(φ)＝min(E″(0，0)，E″(1，0)，E″(0，1)，E″(1，1))    (13)

λ＝min(E″(0，1)，E″(1，1))-min(E″(0，0)，E″(1，0))   (14)

同样，等式13和14只是评估等式7和8的过程中的中间步骤。因此，JSV 504能够与关于比特x’的偏置的形式的边信息512配合使用，以便细化接收器关于比特x的知识。这也是合乎需要的，因为一旦均衡器502输出JSV 504，则无需如同现有技术中的情况那样再次重新访问它。因此，接收器500的前馈结构。

B.边信息

在当前上下文中，关于比特x’的边信息(SI)512来自解码器508，下面详细说明。SI 512能够表达为加性偏置项μ’，其中μ’的正(负)值指示向x’＝1(0)的偏置。偏置项μ’能够通过将其加至x′＝0时的两个度量来结合到候选度量中，得出：

${\hat{E}}^{\′\′}(0,x)=E^{\′\′}(0,x)+{\mathrm{\μ}}^{\′}---\left(15\right)$

另外两个度量保持不变：

${\hat{E}}^{\′\′}(1,x)=E^{\′\′}(1,x)---\left(16\right)$

比特x’的SI 512用于改进关于其相邻比特x的判定。偏置SSV能够相应地作如下修改：

$\widehat{\mathrm{\λ}}=\min ({\hat{E}}^{\′\′}\left(\mathrm{0,1}\right),{\hat{E}}^{\′\′}\left(\mathrm{1,1}\right))-\min ({\hat{E}}^{\′\′}\left(\mathrm{0,0}\right),{\hat{E}}^{\′\′}\left(\mathrm{1,0}\right))---\left(17\right)$

$=\min (E^{\′\′}\left(\mathrm{0,1}\right)+{\mathrm{\μ}}^{\′},E^{\′\′}\left(\mathrm{1,1}\right))-\min (E^{\′\′}\left(\mathrm{0,0}\right)+{\mathrm{\μ}}^{\′},E^{\′\′}\left(\mathrm{1,0}\right))$

状态度量还能够重新计算如下：

$\hat{E}\left(\mathrm{\φ}\right)=\min (E^{\′\′}\left(\mathrm{0,0}\right)+{\mathrm{\μ}}^{\′},E^{\′\′}\left(\mathrm{1,0}\right),(E^{\′\′}\left(\mathrm{0,1}\right)+{\mathrm{\μ}}^{\′},E^{\′\′}\left(\mathrm{1,1}\right))---\left(18\right)$

这指示SI 512(μ’)可引起关于比特x的不同判定。偏置SI 512的作用可采用表1所示的简单示例来说明。

表1

在没有SI 512的情况下，比特x的原始无辅助SSV为λ＝1，指示x＝0。通过关于比特x’的SIμ’＝2，比特x的细化SSV为

从而将判定改成x＝1。通过μ’＝-3，

增强了原始判定x＝0。能够看到，偏置SI 512与JSV 504的融合以并非微不足道的方式改变SSV以及关于比特x的判定。换言之，没有JSV 504，就没有办法利用关于比特x’的SI 512来帮助对比特x进行解码。

用于分开的解码器的边信息

接下来考虑一种情况，其中调制解调器比特x’属于某个码字，而调制解调器比特x或者未编码，或者属于另一码字。这种情况是相关的，因为存在当今可用的用于语音编码的现有差错控制方案，这些方案使用不同比特类的分开编码，或者使某些比特保持未编码。参照图7，示出增强解码器506的一个实施例，增强解码器506包括按照本发明的一个实施例能够实现这种情况的解码器508和融合功能510。在这个实施例中，融合功能510从均衡器502接收JSV 504，然后处理JSV 504以输出ISV 704(调制解调器比特x’的SSV)，ISV 704被发送给解码器508(注意：融合功能510(或者任何其它单元)能够处理JSV504，并且计算调制解调器比特x的SSV和/或调制解调器比特x’的SSV)。融合功能510还从减法单元702(例如修改单元)接收SI 512(μ’)，减法单元702通过在适当位置从检测器508输出的OSV 706中实际减去ISV 704来生成SI 512。基本上，解码器518接收ISV 704，并且使用代码的结构来生成作为细化调制解调器比特x’的SSV的OSV706(下面提供与检测器508如何生成OSV 706有关的详细论述)。执行这种减法以避免在特播码的研究中已经识别出的计数过度现象。最后，融合功能510处理JSV 504和SI 512，并且输出调制解调器比特x的改进SSV 708。

能够看到，增强解码器506使用按照本发明的解码器变体来产生调制解调器比特x’的细化调制解调器比特SSV 708。这与只输出信息比特z的软值或硬值的标准解码器形成对照。为清楚起见，通过z来表示映射到包含调制解调器比特x’的码字中的信息比特。在这个示例中，增强解码器506将SI 512馈送给融合功能510，融合功能510产生x的改进SSV，其中改进SSV取代x的原始SSV。因此，如果比特x未编码并且是实际信息比特，则对改进SSV的硬判定产生x的最终估计值。如果比特x经过编码，则将改进SSV馈送给对应解码器以产生最终信息比特。能够适配并且用于帮助产生细化调制解调器比特SSV 708的其它技术包括SOVA和廉价SOVA(例如)。在下一小节描述按照本发明的又一个实施例的MAP解码器变体。

公共解码器中的边信息

现在考虑其中调制解调器比特x’和x属于相同码字的情况。这种情况能够通过一种技术来解决，其中与码字中的早期比特有关的OSV用于修改码字中稍后位置的ISV。不失一般性，采用卷积码来说明这种技术，并且增强解码器508具有判定深度d。这意味着，在d级之后，解码器506产生与第一级对应的调制解调器比特的OSV。在(d+1)级之后，解码器506产生第二级的调制解调器比特的OSV，等等。

参照图8，示出示范增强解码器506，用于帮助更详细说明按照本发明的一个实施例的这种技术。在这个实施例中，融合功能510从均衡器502接受JSV 504。对于前d级，融合功能510将比特x’的原始ISV 804馈送给解码器508。这要求融合功能510按照等式14将JSV 544减少到ISV 804。备选地，ISV 804可由均衡器502按照等式8直接产生，并且馈送给融合功能510。在d级之后，比特x’的OSV806开始从解码器508产生。回到原始比特对(x’，x)，假定x’在码字中出现在x之前，并且它们分隔了d级或更多级。然后，调制解调器比特x’的OSV 806以及随后调制解调器比特x’的SI 512(μ’)在解码器508处理调制解调器比特x的ISV(λ)之前产生。随后，减法单元702将SI 512(μ’)馈送给融合功能510，融合功能510按照等式17来产生改进ISV 808

然后，在解码器508的输入端用改进ISV 808

替代ISV 804(λ)。取决于特定交织器和判定深度参数d，一定份额的比特x会获得改进ISV。这提高增强解码器506的整体性能。

解码器的迭代

在论述本发明的另一个实施例时，再次考虑其中调制解调器比特x’和x都属于相同码字的上述情况。在这个实施例中，这时与JSV 504进行交互，在块模式中使用解码器508两次或更多次。块模式表示解码器508以码字块为基础与JSV 504进行交互。这与其中交互是在码字块内的前一种情况相反。参照图9，示出示范增强解码器506，用于帮助说明按照本发明的一个实施例的这种具体情况。在这个实施例中，融合功能510从均衡器502接收JSV 504。再次应当注意，在这个过程中没有进一步涉及均衡器502。在初始迭代中，解码器508接受原始SSV块作为ISV 904，并且产生OSV块906，从而在减法单元702从OSV 906中减去ISV 904之后产生SI块512。将SI 512馈送给融合功能510，融合功能510产生新ISV块904’。在第二迭代中，解码器508接受新ISV块904’，产生新OSV块906’，等等。

高阶调制

在这个实施例中，均衡器502使用诸如M-PSK或M-QAM之类的高阶调制，并且扩展JSV 504。这对于其中EDGE结合8PSK调制的GSM演进是有用的，而在最近的演进中，包括16QAM和32QAM调制。在这个具体论述中考虑两种情况。随后考虑的第一种情况涉及用于二元调制的JSV 504的直接扩展，其中比特x’和x属于相继的级。第二种情况涉及其中比特x’和x都处于同一级中的情形，并且最后描述这种情况。

在第一种情况中，假定调制星座具有大小Q＝2^q。在各级中，存在对于JSV 504的目的是不相关的(q-1)个比特。因此，为了帮助简化符号，(q-1)个比特表示为y，并且总共q个比特表示为(y，x)，而不管比特块中的x的位置。与情况q＝1的关键差别在于需要处理比特y。这通过对y的值进行最小化来进行。参照图10，示出网格的隔离片段，示出按照感兴趣比特x的分支的编组，其中其它比特标记为y。把与(y，x)对应的分支的起始状态表示为j’_(y，x)。在这个示例中，各状态j’_(y，x)对应于不同的y，并且按照x的值进行编组的分支被表示为结束于状态φ。如同二元情况中那样继续进行，设E(φ)＝F_k(φ)，然后将等式6扩展如下：

$E^{\′}\left(x\right)=\underset{y}{\min }\{F_{k-1}\left(j_{(y,x)}^{\′}\right)+f_k(j_{(y,x)}^{\′},\mathrm{\φ})\}---\left(19\right)$

那么，状态度量递归等式5能够写作

E(φ)＝min(E′(0)，E′(1))                              (20)

按照廉价SOVA技术，x的SSV由下式给定：

λ＝E′(1)-E′(0)                                       (21)

因此，λ的负(正)值指示x为1(0)。

现在考虑两个相继的级，如同二元情况中那样。除了x之外，还考虑来自前一级的x’。对应q个信息比特表示为(y’，x’)。在级k-2，把j”_{(y’，x’，y，x)}表示为引起级k-1的j’_(y，x)的标记为(y’，x’)的分支的起始状态。等式9现在扩展成定义四个JSV分量，如下所示：

$E^{\′\′}(x^{\′},x)=\underset{y}{\min }\left\{\underset{y^{\′}}{\min }\right\{F_{k-2}\left(j_{(y^{\′},x^{\′},y,x)}^{\′\′}\right)+f_{k-1}(j_{(y^{\′},x^{\′},y,x)}^{\′\′},j_{(y,x)}^{\′})\}+f_k(j_{(y,x)}^{\′},\mathrm{\φ})\}---\left(22\right)$

E”(x’，x)的四个值的新集合按照本发明的一个实施例构成扩展JSV 504。与上述相似，一旦均衡器502输出扩展JSV 504，则以后不再对它重新访问。

在第二种情况中，感兴趣的两个比特被映射到相同符号，并且因此出现在网格的同一级中。这可视为退化情况，但在这里进行论述以便完结。把该级的分支标记为(y，x’，x)，其中y这时包含与本论述不相关的(q-2)个比特。在标记为(y，x’，x)的分支的级k-1的起始状态被表示为j’_{(y，x’，x)}。那么，能够写出下式：

$E^{\′\′}(x^{\′},x)=\underset{y}{\min }\{F_{k-1}\left(j_{(y,x^{\′},x)}^{\′}\right)+f_k(j_{(y,x^{\′},x)}^{\′},\mathrm{\φ})---\left(23\right)$

按照与以上所述相同的方式来使用四个JSV 504值。

用于产生OSV的解码器变体

如上所述，传统解码器通常涉及产生与信息比特有关的软(或硬)值。但是，在本发明中，存在产生作为改进调制解调器SSV的OSV的解码器508。这个解码器变体用于增强解码器506中，但是也可用于其它上下文中，例如“特播均衡”和串行特播码。为了说明解码器508如何生成作为改进调制解调器SSV的OSV，使用删截卷积码的一个示例。具体来说，描述一种MAP解码器，给定来自解调器的可用信息以及代码结构的知识，该MAP解码器生成最佳SSV(在所述SSV是调制解调器比特x’的准确似然比的意义上)。

删截码

删截卷积码已知为在保持公共核心编码器和公共核心解码器的同时调整编码率提供有效技术。在以下论述中，首先描述编码器操作，然后描述MAP解码器操作，然后提供与改进调制解调器SSV(OSV)的生成有关的说明。参照图11，图11是示出编码器操作的简图，提供该图以帮助说明按照本发明的一个实施例的对应解码器操作。在此图中，编码器首先将B个信息比特和D个尾部比特映射到A(B+D)个未删截调制解调器比特中，然后在删截A(B+D)-E个比特之后输出E个调制解调器比特。具体来说，删截卷积码从没有删截的母码得出，其中母码具有标称码率1/A，并且待编码的B个信息比特被附加到D个尾部比特。不失一般性，假定编码器在状态0开始和结束，并且D个尾部比特全部设置为0。对于总共A(B+D)个比特，母码的编码器一次接受一个信息比特，并且一次产生A个调制解调器比特。从其中将实际产生E个调制解调器比特。其余A(B+D)-E个比特按照删截表来删截。删截码的真实码率为B/E。没有删截，真实码率为B/(A(B+D))。

用于删截码的解码器

在本论述中，假定ISV采取对数似然比形式(LLR)或者其近似。这使得便于在描述MAP解码器508的操作时在LLR与比特概率之间切换。在这个示例中，为0的调制解调器比特的输入概率被表示为ε。与先前在等式8中所采用的惯例一致，正(负)LLRλ指示0(1)，并且零LLR指示特别是对于删截比特不存在信息。λ与π之间的关系由下式给定：

$\mathrm{\λ}=\ln \left(\frac{\mathrm{\ϵ}}{1-\mathrm{\ϵ}}\right)---\left(24\right)$

解码器508首先在输入调制解调器SSV的序列的适当位置插入A(B+D)-E个零，以便表示在编码器所删截的比特。所产生的序列具有A(B+D)个值，与母码编码器所产生的比特对应。从这点开始，解码器508将删截码看作是母码，其中不需要对删截比特的其它特殊处理，因为删截比特通过解码器度量内的零输入SSV来正确反映。

解码器508在网格上进行操作，网格描述在码字长度上通过状态空间的级数。删截卷积码的状态空间在整个码字上是恒定的，具有用于终止的特殊限额。状态空间具有大小2^D。网格具有(B+D)级，其中各级表示单个信息比特以及母码的调制解调器比特的A元组。在网格的各级，存在将起始状态连接到结束状态的分支。分支分别与其起始和结束状态对(c’，c)可互换。各分支(c’，c)具有由母码的调制解调器比特的特定A元组构成的标签。在级k，对于各状态对(c’，c)，概率γ_k(c’，c)从A元组和调制解调器比特概率来计算。对于没有分支的对(c’，c)，设置γ_k(c’，c)＝0。

MAP解码器508执行前向递归步骤、后向递归步骤和组合步骤，以便产生输出调制解调器比特SSV。相反，传统MAP解码器执行组合步骤，以便产生输出信息比特SSV。前向和后向递归在MAP解码器508和传统MAP解码器中都未改变。前向递归由下式给定：

${\mathrm{\α}}_k\left(c\right)=\underset{c^{\′}}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{\α}}_{k-1}\left(c^{\′}\right)\·{\mathrm{\γ}}_k(c^{\′},c)---\left(25\right)$

后向递归由下式给定：

${\mathrm{\β}}_{k-1}\left(c^{\′}\right)=\underset{c}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{\β}}_k\left(c\right)\·{\mathrm{\γ}}_k(c^{\′},c)---\left(26\right)$

初始条件由下式给定：

α₀(0)＝1，andα₀(c)＝0，c≠0                        (27)

β_B+D(0)＝1，andβ_B+D(c)＝0，c≠0                    (28)

现在参照组合步骤，考虑网格的级k，它与母码的A个调制解调器比特对应。在删截码中，A个调制解调器比特中的一些(可能是全部)在编码器被删截。在本论述中，A中的第i个调制解调器比特是焦点，假定它在编码器中没有被删截，因为如果它被删截，则它不受关注。集合Ω₀(Ω₁)包含在级k的分支(c’，c)，其第i个比特标签等于0(1)。那么，计算：

$v_0=\underset{(c^{\′},c)\∈{\mathrm{\Ω}}_0}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{\α}}_{k-1}\left(c^{\′}\right)\·{\mathrm{\γ}}_k(c^{\′},c)\·{\mathrm{\β}}_k\left(c\right)---\left(29\right)$

和

$v_1=\underset{(c^{\′},c)\∈{\mathrm{\Ω}}_1}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{\α}}_{k-1}\left(c^{\′}\right)\·{\mathrm{\γ}}_k(c^{\′},c)\·{\mathrm{\β}}_k\left(c\right)---\left(30\right)$

为清楚起见，应当注意，在标准解码器中，组合步骤重点放在信息比特，与调制解调器比特相反，并且那在v₀和v₁的公式中会反映。

最后，OSV 706、806和906由下式给定：

$\widetilde{\mathrm{\λ}}=\ln \left(\frac{v_0}{v_1}\right)---\left(31\right)$

SI 512

反映代码的结构，它在解码器508中嵌入。

其他代码

除了卷积码之外，MAP解码器508能够与其组成代码是卷积码的特播码配合使用。MAP解码器508还可用于块码，其中状态空间在码字长度上改变。

解码器和JSV的进一步交互

在一个实施例中，有可能将增强解码器506与JSV 504之间的交互扩展到超出前面所述的范围。例如，共同转让的美国专利No.6798852中对于联合概率所述的扩展可用于本发明中的JSV 504。通过引用将’852专利的内容结合于此。

硬判定边信息

可能存在解码器506只能够产生有关x’的硬判定的情况。在这种情况下，假定μ’为±∞以指示它忽略其它量。换言之，如果μ’＝+∞，则指示到x’＝1的强偏置，那么：

$\widehat{\mathrm{\λ}}=M^{\′\′}\left(\mathrm{1,1}\right)-M^{\′\′}\left(\mathrm{1,0}\right)---\left(32\right)$

以及如果μ’＝-∞，则指示到x’＝0的强偏置，那么：

$\widehat{\mathrm{\λ}}=M^{\′\′}\left(\mathrm{0,1}\right)-M^{\′\′}\left(\mathrm{0,0}\right)---\left(33\right)$

反向作用

还有可能使增强解码器506使用关于x的信息来帮助x’。这可通过将关于x的边信息与前面所述的相同JSV融合来实现。实际上，维特比均衡器502能够对数据后向运行(从L到1而不是从1到L)，在这时x能够按照本发明的另一个方面用于帮助x’的意义上，这实际上使x和x’的作用反向。

多个级

有可能考虑来自非相邻级而不是k和k-1的调制解调器比特的JSV 504。如上所述，联合概率反映比特之间的耦合。在GSM的上下文中，这种耦合由调制器、扩散信道和接收滤波器引起。耦合趋向于随着符号之间的间隔增加而非常迅速地消失。由于JSV 504能够被认为是联合概率的代理，所以相同趋势在这种情况下将保持。

多个比特

还有可能在JSV 504中涉及两个以上比特。例如，有可能从均衡器502提取3比特组(x”，x’，x)的JSV，并且将关于x”和x’的边信息与3比特JSV进行融合以帮助x。对x的有益效果将增加到高于2比特JSV 504的有益效果。但是，存在复杂度的对应增加，其中3比特JSV由8个值而不是先前4个值构成。另外，融合功能510内的计算相应地增长。类似地，有可能从均衡器502提取具有16个值的4比特JSV(x”’，x”，x’，x)，并且将关于x”’、x”和x’的边信息与4比特JSV融合以使x受益，等等。

本发明是优于传统特播接收器的显著改进，在传统特播接收器中，解码器从均衡器接受SSV，然后在迭代过程中将边信息(SI)反馈给均衡器，在迭代过程中，均衡器使用SI来产生改进SSV，改进SSV被再次馈送给解码器，等等。相反，本发明的接收器500具有前馈结构，其中丰富的信息(JSV 504)从均衡器502流到解码器506。由于接收器500是前馈的，所以它避免再使用均衡器502，这解决传统特播接收器的不合需要的特征。另外，接收器500以复杂度的相对较小增加的成本来增强总接收器性能。

从上文中，本文已经描述若干示范增强接收器500，以便提供对本发明的透彻理解。然而，获益于本公开的本领域的技术人员非常清楚，可在脱离本文公开的具体细节的其它实施例中实施本发明。此外，已经省略对众所周知的装置、方法和材料的描述，以免妨碍对本发明的描述。而且，虽然在附图中已经示出以及在以上详细描述中已经描述本发明的多个实施例，但是应当理解，本发明并不局限于所公开的实施例，而是还能够有许多重新布置、修改和替换，而没有背离以下权利要求提出和定义的本发明的精神。

Claims (26)

1. 一种用于降低所接收符号中的符号间干扰的前馈接收器，所述接收器包括：

均衡器，所述均衡器接收所述符号并且输出联合软值，所述联合软值包括调制解调器比特x和先前调制解调器比特x’的联合信息；

融合功能，所述融合功能接收所述联合软值，并且输出所述先前调制解调器比特x’的输入软值；

解码器，所述解码器接收所述先前调制解调器比特x’的所述输入软值，并且输出所述先前调制解调器比特x’的输出软值；以及

修改单元，所述修改单元使用所述先前调制解调器比特x’的所述输入软值和所述先前调制解调器比特x’的所述输出软值生成关于所述先前调制解调器比特x’的偏置的形式的边信息；

其中，所述融合功能接收所述边信息，并且处理所述边信息和所述联合软值，从而生成调制解调器比特x的改进的单软值，

其中，所述联合软值是通过使用以下公式来生成的：

其中，所述k是时间索引；

所述

是在索引k的最佳状态；

所述是在索引k-1的状态；

所述

是在索引k-2的状态；

所述

定义φ的状态度量候选者；

所述

和

是分别在索引k和在索引k-1的分支度量；

所述

是在索引k-2的累积度量。

2. 如权利要求1所述的前馈接收器，还包括位于所述均衡器与所述融合功能之间的解交织器，其中，所述解交织器改变所述调制解调器比特x和x’中的索引。

3. 如权利要求1所述的前馈接收器，其中，所述修改单元是减法单元，所述减法单元从所述先前调制解调器比特x’的所述输出软值中减去所述先前调制解调器比特x’的所述输入软值，从而生成关于所述先前调制解调器比特x’的偏置的形式的边信息。

4. 如权利要求1所述的前馈接收器，其中，所述均衡器使用廉价SOVA技术来生成所述联合软值。

5. 如权利要求1所述的前馈接收器，其中，所述均衡器使用SOVA技术来生成所述联合软值。

6. 如权利要求1所述的前馈接收器，其中，所述先前调制解调器比特x’和所述调制解调器比特x属于相同的码字。

7. 如权利要求1所述的前馈接收器，其中，所述先前调制解调器比特x’属于第一码字，而所述调制解调器比特x属于第二码字。

8. 如权利要求1所述的前馈接收器，其中，所述先前调制解调器比特x’属于第一码字，而所述调制解调器比特x未编码。

9. 如权利要求1所述的前馈接收器，其中，所述均衡器生成所述先前调制解调器比特x’的所述输入软值，并且向所述融合功能转发所述先前调制解调器比特x’的所述输入软值。

10. 如权利要求1所述的前馈接收器，其中，所述均衡器基于二元调制、M-PSK调制或M-QAM调制来生成所述联合软值。

11. 如权利要求1所述的前馈接收器，其中，所述解码器是MAP解码器，所述MAP解码器使用前向递归、后向递归和组合步骤来产生所述先前调制解调器比特x’的所述输出软值。

12. 如权利要求1所述的前馈接收器，其中，所述解码器使用删截卷积码来生成所述先前调制解调器比特x’的所述输出软值。

13. 如权利要求1所述的前馈接收器，其中，所述解码器使用特播码来生成所述先前调制解调器比特x’的所述输出软值。

14. 如权利要求1所述的前馈接收器，其中，所述解码器使用块码来生成所述先前调制解调器比特x’的所述输出软值。

15. 如权利要求1所述的前馈接收器，其中，所述均衡器使用来自相邻级的所述调制解调器比特x和所述先前调制解调器比特x’来生成所述联合软值。

16. 如权利要求1所述的前馈接收器，其中，所述均衡器使用来自非相邻级的所述调制解调器比特x和所述先前调制解调器比特x’来生成所述联合软值。

17. 如权利要求1所述的前馈接收器，其中，所述修改单元生成关于所述调制解调器比特x而不是所述先前调制解调器比特x’的偏置的形式的边信息，以及所述融合功能接收所述边信息，并且处理所述边信息和所述联合软值以生成所述先前调制解调器比特x’而不是所述调制解调器比特x的改进的单软值。

18. 如权利要求1-17中的任一项所述的前馈接收器，其中，x包括标记从级k-1到级k的分支的调制解调器比特。

19. 一种用于降低所接收符号中的符号间干扰的方法，所述方法包括下列步骤：

接收所述符号；

生成联合软值，所述联合软值包括调制解调器比特x和先前调制解调器比特x’的联合信息；以及

使用所述联合软值和关于所述先前调制解调器比特x’或所述调制解调器比特x的偏置的形式的边信息来分别生成所述调制解调器比特x或者所述先前调制解调器比特x’的单软值，

其中，所述联合软值是通过使用以下公式来生成的：

其中，所述k是时间索引；

所述

是在索引k的最佳状态；

所述

是在索引k-1的状态；

所述

是在索引k-2的状态；

所述

定义φ的状态度量候选者；

所述

和是分别在索引k和在索引k-1的分支度量；

所述是在索引k-2的累积度量。

20. 如权利要求19所述的方法，其中，均衡器在所述生成步骤中用于生成所述联合软值，并且在所述使用步骤期间不再被使用，在所述使用步骤中使用解码器来生成所述调制解调器比特x或者所述先前调制解调器比特x’的所述单软值。

21. 如权利要求19所述的方法，其中，所述生成步骤还包括使用廉价SOVA技术或SOVA技术来生成所述联合软值。

22. 如权利要求19所述的方法，其中，所述生成步骤还包括基于二元调制、M-PSK调制或M-QAM调制来生成所述联合软值。

23. 如权利要求19所述的方法，其中，所述生成步骤使用来自相邻级的所述调制解调器比特x和所述先前调制解调器比特x’。

24. 如权利要求19所述的方法，其中，所述生成步骤使用来自非相邻级的所述调制解调器比特x和所述先前调制解调器比特x’。

25. 如权利要求19所述的方法，其中，所述联合软值包括多个调制解调器比特(…, x”, x’, x)的联合信息，其中所述先前调制解调器比特(…, x”, x’)中每一个的边信息与多个比特联合软值进行融合，从而使最后调制解调器比特x受益。

26. 如权利要求19-25中的任一项所述的方法，其中，x包括标记从级k-1到级k的分支的调制解调器比特。

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