CN102263517A

CN102263517A - 一种交流直流转换器

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Publication number: CN102263517A
Application number: CN2010101880015A
Authority: CN
Inventors: 克晶; 宋英华; 吴学智; 姚吉隆; 赵研峰
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 2010-05-27
Filing date: 2010-05-27
Publication date: 2011-11-30
Anticipated expiration: 2030-05-27
Also published as: CN102263517B

Abstract

一种交流直流转换器，包括二极管桥式整流电路，该整流电路包括由二极管D1和D2构成的第一桥臂、以及分别反并联有续流二极管的开关功率管Q1和Q2构成的第二桥臂；所述交流直流转换器还包括电感L、电容C3、二极管D3、二极管D4以及电容C1和电容C2；其中，L连接在交流输入电压火线端与所述第一桥臂的中点之间；D3、C1、C2和D4串联后与C3并联在所述二极管桥式整流电路的输出端，D3的正极与C3的正极相连，D3的负极与C1的正极相连，D4的正极与C2的负极相连，D4的负极与C3的负极相连；并且，C1和C2之间的电路中点与所述第二桥臂的中点相连。本发明所提供的交流直流转换器无需使用大容值的电容即可有效地稳定中心点电压，降低了转换器的体积和成本，并且，对于抑制输入电流谐波从而提高输出电压质量的效果更加显著。

Description

一种交流直流转换器

技术领域

本发明涉及电源技术领域，特别涉及一种电源中的交流直流转换器。

背景技术

交流直流转换器已经广泛的应用于需要直流供电的不间断电源(UPS)、开关电源等装置中，通常，交流直流转换器也被称为整流器。例如，如图1所示，图中显示了传统的二极管桥式整流器的拓扑结构示意图，其包括由二极管D1和二极管D2构成的第一桥臂、以及绝缘栅双极型功率管(IGBT)Q1和Q2构成的第二桥臂，其输入端连接交流电压输入，通过二极管桥式整流电路将交流电压转换为直流电压输出。

传统的倍压整流器因其拓扑结构简单和低成本得到了广泛的应用，其结构如图2所示。然而，由于二极管器件自身的非线性和不可控特性，使得该种结构的倍压整流器存在严重的输入电流谐波和中心点电压不稳定问题。其中，输入电流谐波会影响输出电压的质量，带来额外的反作用电压；中心点电压不稳定是由于电容C1和电容C2的电压不平衡造成的，其会增大对电容的耐压值的要求，导致电路的体积和成本增加。

为了解决上述问题，现有技术中提出了具备功率因数校正(PFC)的交流直流转换器，如图3a所示，以及具备脉宽调制(PWM)功能的交流直流转换器，如图3b所示。这两种交流直流转换器都采用电感和绝缘栅双极型功率管来提高交流直流转换器的输入和输出性能，其中，高感抗的电感能够使得输入电流谐波得到有效抑制；IGBT作为可控开关器件，可以采用闭环控制方式对电感电流进行调制来跟踪输入电压，从而更进一步抑制输入电流谐波。但是采用这两种拓扑结构时，仅能够达到抑制输入电流谐波来提高输出电压质量的目的，而不能够稳定直流输出的中心点电压。这是由于这两种拓扑结构导致了对电容C1和C2的充放电周期是由输入交流电压的周期决定的，而不能完全由IGBT器件控制。输入交流电压的周期通常较大，这就造成了当对其中一个电容进行充电时，另一个电容有较长的时间进行不可控的电压变化，从而造成中心点电压不稳定。如果要实现中心点电压稳定的目的，则需要增大上述交流直流转换器输出端的电容容值来平衡电容C1和C2的电压，但这不仅会大大增加交流直流转换器的体积和成本，而且也不能使中心点电压完全稳定。

发明内容

有鉴于此，本发明提供了一种交流直流转换器，以便于以较小的体积和成本实现抑制输入电流谐波和稳定中心点电压的目的。

为了实现本发明的上述目的，本发明提供的技术方案如下：一种交流直流转换器，包括二极管桥式整流电路，该整流电路包括由二极管D1和二极管D2构成的第一桥臂、以及开关功率管Q1和开关功率管Q2构成的第二桥臂，其中，开关功率管Q1和Q2分别反并联有续流二极管；所述交流直流转换器还包括电感L、电容C3、二极管D3、二极管D4以及电容C1和电容C2；其中，电感L连接在交流输入电压火线端与所述第一桥臂的中点之间；二极管D3、电容C1、电容C2和二极管D4串联后与电容C3并联在所述二极管桥式整流电路的输出端，二极管D3的正极与电容C3的正极相连，二极管D3的负极与电容C1的正极相连，二极管D4的正极与电容C2的负极相连，二极管D4的负极与电容C3的负极相连；并且，电容C1和C2之间的电路中点与所述第二桥臂的中点相连。

在根据本发明的一个实施例中，所述开关功率管Q1和开关功率管Q2的基极分别接收相互反相的控制信号，并按照接收到的控制信号进行开通和关断。

可选的，所述交流直流转换器还包括控制信号产生装置，用于利用预设的期望输出电压产生控制信号，将该控制信号输出给开关功率管Q1；将该控制信号的反相信号输出给开关功率管Q2。

优选的，所述控制信号产生装置包括：外电压环路、内电流环路、策略控制单元和脉宽调制单元；

所述外电压环路用于反馈电容C3上的电压；

所述内电路环路用于反馈电感L的电感电流；

所述策略控制单元用于按照预设的控制策略对电容C3上的电压与所述期望输出电压的比较结果以及所述电感电流与交流输入电压的比较结果进行处理，并将处理后的信号输出给所述脉宽调制单元；

所述脉宽调制单元用于利用预设的三角波，对所述策略控制单元输出的信号进行脉宽调制产生控制信号，并将该控制信号输出给开关功率管Q1；将该控制信号的反相信号输出给开关功率管Q2。

可选的，所述处理包括比例积分处理或者比例积分微分处理。

在根据本发明的一个实施例中，所述开关功率管为绝缘栅双极型功率管IGBT。

由以上描述可以看出，本发明通过在输入端增加电感来抑制由于二极管输入电流的不可控所造成的输入电流谐波。并且，本发明通过电容C3的设置，使电容C1和C2分别由电容C3进行轮流的充电，电容C1和C2的电压始终等于C3，从而使电容C1和C2的电压达到平衡。同时，电容C1和C2的充电周期可以完全由开关功率管的控制信号周期决定，通过对开关功率管的控制信号加载控制策略，可以控制电容C1和C2的充电时间以及电感L的电感电流，从而实现中心点电压的稳定并进一步抑制输入电流谐波。本发明无需使用大容值的电容即可有效地稳定中心点电压，相比较现有技术中的实现方式，降低了转换器的体积和成本，使得在进行电路布设和器件选择时，仅需要考虑满足功率要求，而不必受限于体积限制和成本限制。并且，本发明对于稳定中心点电压和抑制输入电流谐波从而提高输出电压质量的效果更加显著。

附图说明

图1为传统的二极管桥式整流器的拓扑结构示意图。

图2为传统的倍压整流器的拓扑结构示意图。

图3a为现有技术中具备PFC的交流直流转换器拓扑结构图。

图3b为现有技术中具备PWM功能的交流直流转换器拓扑结构图。

图4为本发明实施例提供的交流直流转换器拓扑结构图。

图5a为本发明实施例提供的交流直流转换器中第一阶段的工作示意图。

图5b为本发明实施例提供的交流直流转换器中第二阶段的工作示意图。

图5c为本发明实施例提供的交流直流转换器中第三阶段的工作示意图。

图5d为本发明实施例提供的交流直流转换器中第四阶段的工作示意图。

图6为本发明实施例提供的交流直流转换器中控制信号产生装置的结构图。

图7为本发明实施例提供的以PI控制为例的交流直流转换器示意图。

图8为本发明实施例提供的交流直流转换器的电感电流与输入电压的比较波形图。

图9为传统的倍压整流器的电感电流与输入电压的比较波形图。

图10为本发明实施例提供的交流直流转换器的电容C1、C2和电容C3上的电压波形图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面结合附图和具体实施例对本发明进行详细描述。

本发明基于传统的二极管桥式整流电路提供了一种新的拓扑结构，如图4所示。该拓扑结构中，二极管桥式整流电路包括由二极管D1和二极管D2构成的第一桥臂、以及开关功率管Q1和开关功率管Q2构成的第二桥臂，其中，开关功率管Q1和Q2分别反并联有续流二极管。本发明中提供的交流直流转换器进一步包括：电感L、电容C3、二极管D3、二极管D4以及电容C1和电容C2。

其中，电感L连接在交流输入电压火线端与二极管桥式整流电路的第一桥臂中点之间；二极管D3、电容C1、电容C2和二极管D4串联后与电容C3并联在二极管桥式整流电路的输出端，二极管D3的正极与电容C3的正极相连，二极管D3的负极与电容C1的正极相连，二极管D4的正极与电容C2的负极相连，二极管D4的负极与电容C3的负极相连；并且，电容C1和电容C2之间的电路中点与二极管桥式整流电路的第二桥臂中点相连。

在根据本发明的实施例中，开关功率管Q1和Q2均以IGBT为例。但是，本领域技术人员应当理解，现有的各种可控开关器件，例如门极可关断晶闸管(GTO)、电力晶体管(GTR)、功率场效率晶体管(VMOSFET)等均可适用于本发明。

在根据本发明的一个具体实施例中，Q1和Q2的基极可以输入控制信号，以控制Q1和Q2的开通或关断状态，从而控制电感L的电感电流，达到抑制电流谐波的目的。并且，电容C3能够在Q1和Q2的反相通断状态下进行充电和放电，并对电容C1和C2轮流进行充电，从而达到稳定中心点电压的目的。具体过程可以分为以下四种情况：

第一种情况：输入电压为正半周时，控制Q1处于连通状态，Q2处于关断状态，如图5a所示，图中虚线箭头为电感电流，点划线箭头为电容C3的放电电流。这种情况下，电感电流流经电感L、二极管D1和开关功率管Q1，电感L处于充电状态，存在一个大的充电电流；同时，电容C3处于放电状态，放电的电流流经Q1、C2和D4回到C3，使得电容C2处于充电状态，即电容C3的放电电流为电容C2进行充电。

第二种情况：输入电压在正半周，控制Q1处于关断状态，Q2处于连通状态，如图5b所示，图中虚线箭头为电感电流，点划线箭头为电容C3的放电电流。Q1关断后，由于电感L的感抗特性，使得电感电流不会突发地变化，电感电流流经D1、C3、Q2回到交流电压的零线，使得电感电流为电容C3进行充电；同时，电容C3的放电电流流经D3、C1、Q2回到C3，为电容C1进行充电。

第三种情况：输入电压为负半周，控制Q1处于关断状态，Q2处于连通状态，如图5c所示，图中虚线箭头为电感电流，点划线箭头为电容C3的放电电流。电感电流流经Q2、D2和L回到交流电压的火线，电感L处于充电状态；同时，电容C3处于放电状态，电容C3的放电电流流经D3、C1、Q2回到C3，为电容C1进行充电。

第四种情况：输入电压为负半周，控制Q1处于连通状态，Q2处于关断状态，如图5d所示，图中虚线箭头为电感电流，点划线箭头为电容C3的放电电流。与第二种情况类似，Q2关断后，由于电感L的感抗特性，使得电感电流不会突发地变化，电感电流会流经Q1、C3、L回到交流电压的火线，为电容C3进行充电；同时，电容C3的放电电流流经Q1、C2、D4回到C3，为电容C2进行充电。

通过上述四种情况即可完成交流电压到直流电压的转换。可以看出，通过电容C3的设置，使得对电容C1和C2的充放电周期不再由交流输入电压的周期直接控制，而是由开关功率管Q1和Q2的开关周期进行控制。在一个输入电压的正半周或负半周中均可以出现多个Q1和Q2的开关周期，因此，通过改变Q1和Q2的基极上输入的控制信号的周期即实现了C1和C2充放电时间的可控性。

电感L和电容C3的谐振能够在一定程度上消除输入电流的谐波。并且，本发明可以通过在Q1和Q2的基极输入控制信号(即进行功率因数校正)对电感电流以及电容C1和C2的充放电时间进行控制，从而使电感电流(即输入电流)的相位与输入电压的相位保持一致，使得输入电流能够很好的对输入电压进行跟踪，并且有效地平衡电容C1和C2的电压。在上述拓扑结构下，可以采用基于各种控制策略的控制信号控制开关功率管Q1和Q2的开关周期来进行功率因数校正，下面对控制策略的实现进行描述。

该交流直流转换器还包括：控制信号产生装置，利用预设的期望输出电压产生控制信号，将该控制信号输出给开关功率管Q1，将该控制信号的反相信号输出给开关功率管Q2。

在根据本发明的另一个实施例中，对IGBT Q1和Q2的基极输入的控制信号可以是将期望输出电压进行脉宽调制后得到的控制信号。为了更进一步提高电感电流对输入电压的跟踪特性，以及使得输出电压更加稳定，优选地可以增加外电压环路和内电流环路分别对直流输出电压和电感电流进行反馈，并利用直流输出电压与期望输出电压的比较结果和电感电流与交流输入电压的比较结果进行诸如比例积分(PI)或比例积分微分(PID)处理后，再进行脉宽调制得到控制信号输入IGBT Q1和Q2的基极。

在根据本发明的上述实施例中，所述控制信号产生装置的结构图可以如图6所示，该控制信号产生装置可以包括：外电压环路601、内电流环路602、策略控制单元603和脉宽调制单元604。

外电压环路601反馈电容C3上的电压。

内电流环路602反馈电感L的电感电流。

策略控制单元603按照预设的控制策略对电容C3上的电压与期望输出电压的比较结果以及电感电流与交流输入电压的比较结果进行处理，并将处理后的信号输出给脉宽调制单元604。

脉宽调制单元604用于利用预设的三角波，对策略控制单元603输出的信号进行脉宽调制产生控制信号，并将该控制信号输出给IGBT Q1；将该控制信号的反相信号输出给IGBT Q2。

图7为根据本发明的一个实施例中采用PI控制策略的交流直流转换器示意图。如图7所示，对电容C3上的直流电压V_o进行测量后进行反馈从而形成外电压环路。将V_o与期望输出电压

进行比较后进行比例积分处理，然后与交流输入电压V_i相乘。同时，对电感电流I_i进行测量后进行反馈从而形成内电流环路。将I_i与进行了所述乘法运算后的V_i进行比较后再一次进行比例积分处理，并将处理后的信号进行脉宽调制后作为控制信号输入Q1和Q2。需要注意的是输入给Q1和Q2的控制信号相互反相。

上述处理中，利用外电压环路能够对电容C3上的电压进行控制，从而实现电容C1和C2上的电压的平衡，即稳定中心点电压；利用内电流环路能够使得电感电流更好地对交流输入电压进行跟踪，保证二者相位上的一致，从而达到抑制输入电流谐波的目的。

上述处理过程仅以PI控制为例，但是，本领域技术人员应当理解，本发明所提供的交流直流转换器拓扑结构同样可以适用于其它已知的控制策略，在此不再一一赘述。

以电感L为0.6mH，电容C3为100uF的交流直流转换器作为实验模型对上述交流直流转换器的拓扑结构进行仿真检验。IGBT的控制信号频率为30kHZ，即进行脉宽调制的三角波的频率为30kHZ，期望输出电压设置为350V，则采用本发明所提供的交流直流转换器时，输入电流(即电感电流)与输入电压的比较波形如图8所示，而采用传统的倍压整流器时的输入电流与输入电压的比较波形如图9所示。图8和图9中，I_i标识电感电流，V_i标识输入电压，显然，图8中输入电流的相位与输入电压的相位的一致状况远远优于图9，即本发明提供的交流直流转换器的拓扑结构能够使得输入电流更好地跟踪输入电压，从而能够抑制输入电流谐波，改善交流直流转换电路的功率因数，提高输出电压质量。图10为电容C1、C2和电容C3上的电压波形示意图，可以看出，三者的电压波形几乎重合，也就是说，本发明即便不采用大容值的电容，稳定中心电压的效果也非常显著。

由以上对根据本发明的实施例的描述可以看出，本发明无需使用大容值的电容即可有效地稳定直流输出的中心点电压，相比较现有技术中的实现方式，降低了电路的体积和成本，使得在进行电路布设和器件选择时，仅需要考虑满足功率要求，而不必受限于体积限制和成本限制。并且，本发明对于稳定中心点电压和抑制输入电流谐波，从而提高输出电压质量的效果更加显著。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明保护的范围之内。

Claims

1.一种交流直流转换器，包括二极管桥式整流电路，该整流电路包括由二极管D1和二极管D2构成的第一桥臂、以及开关功率管Q1和开关功率管Q2构成的第二桥臂；其特征在于：开关功率管Q1和Q2分别反并联有续流二极管；所述交流直流转换器还包括电感L、电容C3、二极管D3、二极管D4以及电容C1和电容C2；其中，电感L连接在交流输入电压火线端与所述第一桥臂的中点之间；二极管D3、电容C1、电容C2和二极管D4串联后与电容C3并联在所述二极管桥式整流电路的输出端，二极管D3的正极与电容C3的正极相连，二极管D3的负极与电容C1的正极相连，二极管D4的正极与电容C2的负极相连，二极管D4的负极与电容C3的负极相连；并且，电容C1和C2之间的电路中点与所述第二桥臂的中点相连。

2.根据权利要求1所述的交流直流转换器，其特征在于，所述开关功率管Q1和开关功率管Q2的基极分别接收相互反相的控制信号，并按照接收到的控制信号进行开通和关断。

3.根据权利要求2所述的交流直流转换器，其特征在于，还包括控制信号产生装置，用于利用预设的期望输出电压产生控制信号，将该控制信号输出给开关功率管Q1；将该控制信号的反相信号输出给开关功率管Q2。

4.根据权利要求3所述的交流直流转换器，其特征在于，所述控制信号产生装置包括：外电压环路、内电流环路、策略控制单元和脉宽调制单元；

所述外电压环路用于反馈电容C3上的电压；

所述内电路环路用于反馈电感L的电感电流；

5.根据权利要求4所述的交流直流转换器，其特征在于，所述处理包括比例积分处理或者比例积分微分处理。

6.根据权利要求1至4任一权项所述的交流直流转换器，其特征在于，所述开关功率管为绝缘栅双极型功率管IGBT。