CN102257736B - 用于集成移动广播的时分复用的导频信号 - Google Patents

用于集成移动广播的时分复用的导频信号 Download PDF

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Abstract

描述了用于与广播/多播信号中一个或多个业务信道信号进行时分复用和与持续传送的导频信道信号进行码分复用的一种导频信道信号。在用于传送广播/多播信号的一种示范方法中，对于广播/多播信号的一个或多个帧的每个时隙获得导频符号序列，以便导频符号序列对给定帧的每个时隙变化。通过信道化码对于每个时隙扩展导频符号序列，并且使用扰码对于每个时隙加扰扩展导频符号序列以形成第一导频信道信号。传送第一导频信道信号，使得它与每个时隙期间传送的一个或多个业务信道信号是时分复用的，并且与一个或多个帧的所有时隙期间传送的第二导频信道信号是码分复用的。

Description

用于集成移动广播的时分复用的导频信号
相关申请
本申请根据35U.S.C.§119(e)，要求对于2008年11月20日由Wang等人提交的美国临时专利申请(序号61/116455)的优先权，该申请的全部内容通过引用结合于本文中。
技术领域
本发明一般涉及无线通信系统，并且更具体地说，涉及用于在广播/多播单频网络信号中传送导频信息的方法和设备。
背景技术
第三代合作伙伴项目(3GPP)近来开发了适用于发行版7通用地面无线电接入(UTRA)系统的用于使用单频网络(SFN)来输送所谓多媒体广播多播服务(MBMS)的规范。SFN上的MBMS(MBSFN)与更早系统(例如，发行版6系统)中的MBMS方案相比，提供了更高得多的谱效率，并且主要旨在用于在专用于MBMS的载波上广播要求高比特率的移动电视服务。由于MBMS服务仅是广播，因此，MBSFN固有地适合用于非配对频带中的传送。
借助于SFN传送，多个基站同时传送相同波形。移动终端能够从两个或更多这些基站接收信号和处理接收信号，好像它由为大小区服务的单个基站传送的一样。对于UTRA系统，SFN传送意味着时间同步的基站(3GPP术语中的节点B)的簇使用相同的信道化码和扰码来传送相同的数据。
为在宽带码分多址(W-CDMA)系统中使用而开发的移动终端通常使用连续传送的码复用的导频信号(在3GPP规范中称为公共导频信道或CPICH)以用于信道估计。虽然码复用的导频信道在单播无线电环境中表现良好，但MBSFN信道具有更大得多的延迟扩展(delay spread)，并因此在无线电接收器中具有更大数量的路径要估计。准确的信道估计要求许多时隙上的长时间求平均。在使用小占空比的情况下，即，移动终端的接收器仅在尽可能短的间隔期间可操作的情况下，这难以实现。因此，需要改进的导频信号。
发明内容
在本发明的各种实施例中，基于在符号级、即扩展前的时隙特定序列来生成导频序列。在本发明的几个实施例中，随后使用正交可变扩展因子(OVSF)码来扩展这些时隙特定的符号级序列。在本发明的各种实施例中，随后可使用扰码(例如，“长码”)将扩展的导频序列加扰。在本发明的几个实施例中，导频序列基于最大长度序列(m序列)，它们是具有良好周期自相关属性的公知序列。在一些实施例中，通过使用对应于当前时隙的扰码段的共轭值来预加扰包括m序列的至少一个实例的输入序列，从而生成符号级序列。以此方式，初始序列的值显示在加扰的序列中。
在一种示范方法中，对于广播/多播信号的一个或多个帧的每个时隙获得导频符号序列，以便导频符号序列对给定帧的每个时隙变化。通过信道化码对于每个时隙扩展导频符号序列，并且使用扰码对于每个时隙加扰扩展导频符号序列以形成第一导频信道信号。第一导频信道信号被传送，使得第一导频信道信号与每个时隙期间传送的一个或多个业务信道信号是时分复用的，并且与一个或多个帧的所有时隙期间传送的第二导频信道信号是码分复用的。
在一些实施例中，对于每个时隙获得导频符号序列包括按照对应于时隙的扰码的一部分的函数来对于每个时隙生成导频符号序列。在一些实施例中，对于每个时隙生成导频符号序列包括通过来自扰码的一系列值的共轭预加扰预定的符号序列，以便在扩展和加扰后预定的符号序列的对应值出现在所述第一导频信道信号中。在一些实施例中，预定的符号序列包括最大长度序列的至少一个实例；各种这些实施例可包括例如长度63最大长度序列的两个级联实例，其通过两个符号来伸展以形成128符号序列，或者长度127最大长度序列，其通过一个符号来伸展以形成128符号序列。
在一些实施例中，对于每个时隙扩展导频符号序列包括通过正交可变扩展因子(OVSF)码来对于每个时隙扩展导频符号序列，其中，OVSF码选择成使得第一导频信道信号与第二导频信道信号正交。在这些实施例的一些实施例中，可使用具有扩展因子2的OVSF码。
本文中还描述了配置成执行上述概述的一种或多种技术的处理电路。当然，在不脱离本发明基本特性的情况下，本发明可以不同于本文具体所述那些方式的其它方式来实现。在阅读以下描述和查看附图时，技术人员将认识到所述实施例只是说明性而不是限制性的，并且在随附权利要求的意义和等同范围内的所有更改旨在涵盖于其中。
附图说明
图1示出利用多载波传送的示范无线通信系统。
图2示出用于示范多媒体广播/多播系统的一种信道结构。
图3示出用于生成最大长度序列的一种示范移位寄存器。
图4示出m序列的周期自相关属性。
图5示出多径信道中非周期自相关的效应。
图6示出多径信道中提供周期自相关属性的重复序列的使用。
图7根据本发明的一些实施例示出传送器中处理电路的元件。
图8示出配置成生成最大长度序列的另一示范移位寄存器。
图9是过程流程图，示出用于在移动通信网络中传送广播/多播信号的一种方法。
图10是过程流程图，根据本发明的一些实施例示出用于获得导频符号序列的一种示范方法。
具体实施方式
下面在第三代合作伙伴项目当前为使用单频网络(SFN)输送多媒体广播多播服务(MBMS)而处于开发下的规范和标准的上下文中，并且更具体地说，在3GPP参与者之间当前处于讨论之下的用于SFN上的MBMS(MBSFN)的所谓集成移动广播(IMB)解决方案的上下文中，描述本发明的各种方面。当然，本领域技术人员将理解，本文中所述技术不限于这些特定系统中的应用，并且可应用到已经开发或仍在计划的其它无线系统。
如上所述，MBSFN最近在3GPP中指定用于发行版7UTRA系统。MBSFN特征与发行版6MBMS相比，提供了更高得多的谱效率，并且主要旨在用于在专用MBMS载波上广播高比特速率移动电视服务。图1中示出SFN网络中的广播，图1示出了包括从两个基站120接收传送的移动终端110的移动通信网络100的一部分。在小区特定的加扰由每个基站120使用时，则在右侧来自基站的传送将对在左侧解调和解码来自基站120的传送的移动终端而言显得像是小区间干扰。另一方面，在单频网络传送中，相同的加扰和信道化码由两个基站120使用。因此，从相邻基站120传送的信号变得可视为另外的多径信号，移动终端110能够将其考虑为期望信号的另外分量。
MBSFN通过添加专用MBMS载波上对MBMS点到多点传送的SFN操作的支持，增强了3GPP的发行版6中用于MBMS的物理层规范。新规范还支持更高服务比特率和服务的更有效时分复用，以便通过允许服务的非连续接收(DRX)来降低终端电池能耗。MBSFN使用与用于发行版6MBMS点到多点传送的信道相同类型的信道。
为了提供MBSFN特征到任何现有系统的平滑集成，MBSFN已指定用于频分双工(FDD)和时分双工(TDD)模式两者的下行链路物理层信道结构。具体而言，已为UTRA的三种变型的每种变型开发了标准，即：基于W-CDMA(FDD)的MBSFN；基于称为TD-SCDMA(TDD)的时分同步码分多址的MBSFN；以及基于称为TD-CDMA(TDD)的时分码分多址的MBSFN。
MBSFN的FDD有关版本使用WCDMA公共物理层信道进行数据的下行链路传送，并且不进行配对的上行链路传送。对于MBSFN的TDD有关版本，在网络优化用于广播时所有时隙用于下行链路传送。因此，在任一情况下在MBSFN中不发生双工。因此，各种版本的MBSFN之间的差别主要限于下行链路物理层时隙格式、移动电视服务进行时间复用的方式及在TD-SCDMA和7.68兆码片每秒(Mcps)TD-CDMA情况下使用的特定码片速率。(用于第三TDD选项的码片速率3.84Mcps TD-CDMA与FDD中使用的相同。)
在多媒体服务数据在所有下行链路时隙中广播时，TDD和FDD的含意变得过时(在传送方向之间无双工正在发生的意义上)。因此，如上所述，标称指明为TDD网络和FDD网络的网络中MBSFN操作中的差别基本上限于公共下行链路物理信道的结构的细节。因此，3GPP中的一个重要工作项目涉及作为第四TDD选项的基于W-CDMA的MBSFN方案的规范，其中所有时隙专用于广播。此第四TDD选项已在各种阶段称为MBSFN下行链路优化广播(DOB)或MBSFN集成移动广播(IMB)。MBSFN IMB预期与TDD操作的相关射频要求完全兼容。
本领域技术人员将理解，虽然术语IMB和集成移动广播在本文中重复使用，但这些只是表示特定W-CDMA MBSFN解决方案的术语。本文中公开的发明技术无意限于那些特定名称所引用的系统或操作模式，而是能够在各种名称之下的多种上下文中应用，如DOB、HS-B(高速广播)等。
WCDMA的现有IMB提议使用码复用的导频信号(CPICH)，该信号持续传送以便由移动终端在信道估计中使用。虽然码复用的CPICH在单播无线电环境中表现良好，但MBSFN信道具有更大得多的延迟扩展，并因此在无线电接收器中具有更大数量的路径要估计。这能够在图1中看到，其中，分别对应于左右侧基站120的多径分布130-A和130-B对移动终端110而言显得是单个多径分布140，具有比构成的多径分布130任意之一更大的延迟扩展。本领域技术人员将理解，准确的信道估计要求许多时隙上的长时间求平均，这在短占空比的情况下(其中，UE接收器部件只在尽可能短的持续时间期间可操作)难以实现。
为了改进MBSFN系统中的信道估计，3GPP规范活动中的参与者已同意，除持续CPICH外，在每个传送时隙末端应提供256个码片的时分复用(TDM)导频序列。此TDM导频序列能够由接收移动终端用于改进信道估计质量。图2中示出结果的提议信道格式的示图，其中，垂直维度中的每个信道通过码分复用与其它信道隔开。如图2中所示，提议的广播信道格式可包括多达十五个码复用的MBMS业务信道(MTCH)，每个信道以扩展因子16(SF16)来传送。广播信号还包括同步信道(SCH)和主公共导频信道(P-CPICH)，这两者均与以前指定的W-CDMA信道相同。(SCH和CPICH格式的详细信息可在例如3GPPTS 25.221，v8.5.0，“3rdGeneration Partnership Project；Technical Specification Group Radio AccessNetwork；Physical channels and mapping of transport channels onto physicalchannels(TDD)(Release 8)”(2009年5月)中找到。)带有扩展因子256(SF256)的其它信道也可与MTCH、SCH及P-CPICH进行码复用。
本领域技术人员将理解，图2所示的每个业务信道在小于每个时隙的整个持续时间的期间传送。实际上，只持续传送P-CPICH。在每个时隙末尾留下小间隙允许另外的导频信号与MTCH及其它业务信道进行时分复用(TDM)。相应地，TDM导频不受来自业务信道的小区间干扰损害。
为了有助于改进信道估计的质量，通常希望TDM导频序列具有良好的自相关属性。此外，在3GPP内也已同意TDM导频序列需要与CPICH保持正交性。以下论述的中心是用于基于导频序列来形成和传送TDM导频信号的技术，导频序列通常经优化以使得能够在传送的TDM导频与CPICH正交的约束下实现准确信道估计。
下述几个导频序列基于在符号级、即在扩展前的时隙特定序列而生成。在本发明的几个实施例中，随后使用正交可变扩展因子(OVSF)码来扩展这些时隙特定的符号级序列。此类码在一些实施例可以是[1，-1]的扩展因子2OVSF码，此类码的使用确保扩展导频序列相对于通过所有1的OVSF码扩展的CPICH保持正交。当然，带有其它扩展因子的扩展码的使用也是可能的，如带有扩展因子16的OVSF码。
通常，在本发明的各种实施例中，随后可使用扰码(例如，“长码”)将扩展的导频序列加扰。图2中示出仅在每个时隙末尾出现的结果的TMD导频序列。例如，如果使用单个SF2序列，则它对于偶数滞后具有良好的自相关属性，并且对于奇数滞后具有伪随机自相关属性。
在本发明的几个实施例中，TDM导频序列基于最大长度序列(m序列)，它们是具有良好周期自相关属性的公知序列。m序列能够具有长度2L-1，其中，L是大于1的整数。m序列能够使用简单的移位寄存器架构来生成，如图3所示的简单移位寄存器设计。移位寄存器300包括一系列的延迟元件310，这些元件配置有从最后和倒数第二延迟元件、通过模2加法器320到移位寄存器的输入的反馈。(当然，备选的移位寄存器架构也是可能的，包括根据Galois配置而不是图3的Fibonacci配置而配置的那些架构。)熟悉最长序列的技术人员将理解，到模2加法器的连接能够通过L次本原多项式来确定。因此，例如，要生成长度63(L＝6)的m序列，可以使用6次本原多项式，如x6+x+1。这给出了到图3中模2加法器320的三个连接。
根据图3的移位寄存器，生成的长度63序列是m63＝[100000100001100010100111101000111001001011011101100110101011111].m序列中{0，1}值随后转换为正相反值{1，-1}。长度为N的正相反值m序列的周期自相关属性在图4中示出。能够看到，ρ(0)＝N，并且ρ(n)＝-1(对于-N+1≤n≤-1且1≤n≤N-1)。通常，长度N的序列的周期自相关定义为其中，(a％b)表示(a/b)的余数。此处，在序列的整个持续时间上计算相关。
m序列的自相关属性使得将它作为用于时间采集或信道估计的导频序列是有吸引力的。然而，在多径环境中，非周期相关可对性能影响更大。如图5所示，导频序列可经双径信道接收。为使接收器估计第一路径的信道系数，接收器根据第1路径的到达时间对齐导频序列的其本地副本，并执行相关。在此过程中，经在经第2路径收到的导频序列与接收器本地生成序列之间的非周期自相关而拾取来自第二路径的干扰。此处“非周期自相关”指如图5所示相关间隔小于完全序列长度时的相关结果。虽然m序列具有极好的周期自相关属性，但它未设计成具有特别良好的非周期自相关属性。
要充分利用良好的序列自相关属性，良好的导频序列能够基于重复基本序列，例如，良好自相关属性的m序列或任何其它序列。这在图6中示出，其中，导频序列通过重复基本序列几次而获得。在接收器，基本序列能够用于拾取路径1的信道系数(如示出的)。在此情况下，也将拾取来自路径2的干扰，但在此情况下通过周期自相关来拾取。如上所述，如果m序列用作基本序列，则此类周期自相关将具有值-1。为实现此效应，能够如图6所示重复基本序列整数次数，或者能够重复一部分基本序列。
如上所述，m序列能够用作获得良好的TDM导频符号序列的基础。然而，如更早所述，还希望的是TDM导频信号保持与CPICH的正交性。如上所建议的，这可通过使用OVSF码(与CPICH使用的OVSF码正交)扩展TDM导频符号序列，并且还通过由WCDMA长码加扰扩展序列来实现。图7中示出一个此类序列生成过程，它示出例如可能在图1的基站节点120中找到的一个或多个处理电路700的功能组件。本领域技术人员将理解，处理电路700可例如包括一个或多个微处理器、微控制器、数字信号处理器和/或定制的数字硬件及配置成存储由对应处理元件执行的程序指令、程序数据、配置的一个或多个存储器电路及诸如此类。无论以纯硬件还是硬件、处理器元件及对应程序指令的组合来实现，处理电路700包括两个扩展器710，它们分别根据对应的信道化码来扩展TDM导频符号序列和CPICH导频符号序列。两个扩展序列通过加法器720相加，并随后使用公共扰码在加扰器730加扰。结果的导频信道信号随后传递到射频(RF)传送器电路750以便传送到一个或多个移动台，如图1中的移动台110。
更详细地说，处理电路700采取预定的符号序列通过具有扩展因子2的OVSF码来扩展符号序列，并且将扩展TDM导频符号序列与扩展CPICH导频符号序列合并。合并的序列随后使用公共扰码序列sk加扰，该序列例如可以是WCDMA长码。在图7所示过程中，TDM导频符号序列通过扩展因子2OVSF码[1，-1]来扩展，这确保与CPICH的正交性。因此，在根据此方案的一些实施例中，128比特的符号级TDM导频序列先通过[1，-1]来扩展，并且扩展的码片又通过长码来加扰，其从时隙到时隙而变化。
上述方案的几种变型有可能实现。例如，通过取伸展的m序列和长码的模2和，获得了根据一些实施例的符号级序列。在这些实施例中，期望的输出序列包括伸展的m序列p128(128码片长)，该序列基于长度63m序列的基本序列来获得：
p128＝[m′63，m′63，m′63(0)，m′63(1)]，
其中，m′63(i)是m′63的第i个比特，这是1-2m63。注意，在此公式中，m′63和p128的元素采用值{1，-1}，即m63中的逻辑值0映射到m′63中的1，并且m63中的逻辑值1映射到m′63中的-1。假设sk是用于时隙k的最后256个码片的间隔期间的长(扰)码，则在时隙k中用于生成期望的输出TDM导频序列p128的输入符号级序列由(对于i＝0，1，...，127)来给出，其中，Pk’(i)是符号级序列的第i个元素，并且p128(i)和sk(i)分别是伸展的m序列p128和长码序列sk的第i个元素。此处，假设sk的元素具有统一幅度，例如值{1，-1}或统一幅度QPSK值。
本领域技术人员将观察到，期望在输出中出现的伸展的m序列p128通过加扰序列的偶数(或奇数)值的共轭来预加扰，以便随后的加扰将为偶数(或奇偶)码片值留下期望的伸展的m序列值。因此，根据图7扩展和加扰符号级序列p’k产生了最后的TDM导频序列：
即：
其中，并且表示q的向下取整函数(floorfunction)(即，小于或等于q的最接近整数)。因此，最终输出序列z的偶数编号的码片直接对应于伸展的m序列p128。由于扰码的伪随机属性，奇数编号的码片能够视为伪随机。
在另一个实施例中，也基于128码片的伸展的m序列，通过取对应于该时隙的长码段和预定的伸展的m序列的模2和，获得每个时隙的符号级序列p’k。在此实施例中，伸展的m序列(128码片长)基于长度127m序列p128＝[m′127，1]的基本序列来获得，其中，m′127(i)是m′127的第i个比特，其是1-2m127。同样地，m′127和p128的元素采用值{1，-1}，即m127中的逻辑值0映射到m′127中的1，并且m127中的1映射到m′127中的-1。也可使用相反的映射。
长度127的任何m序列可在前面的公式中使用。例如，诸如x7+x3+1等7次本原多项式可在基于移位寄存器的m序列生成器的公式中使用。此多项式给出了从延迟元件810到模2加法器820的三个连接，这在图8的移位寄存器800中示出。在此情况下，生成的m序列为：
m127＝[1000000100010011000101110101101100000110011010100111001111011010000101010111110100101000110111000111111100001110111100101100100].
生成TDM导频序列的剩余步骤与上述第一实施例相同。因此，如果sk是在时隙k的最后256码片间隔期间的长(扰码)，则用于在时隙k中生成TDM导频序列的符号级序列是(对于i＝0，1，...，127)，其中，p’k(i)是符号级序列p’k的第i个元素，并且p128(i)和sk(i)分别是伸展的m序列p128和长码序列sk的第i个元素。
在此情况下，根据图7扩展和加扰符号级序列p’k产生了最后的TDM导频序列：
即：
其中，基本上，偶数编号的码片取自伸展的m序列，并且由于扰码的伪随机属性，奇数编号的码片能够视为伪随机。
在仍有的其它实施例中，TDM导频序列能够基于具有长度63、64、127或128的基本序列。其它基本序列也可考虑。通过以实施例1和2中所述类似的方式重复码片值，这些基本序列能够根据需要伸展到长度128。这产生了序列P128。随后，上述相同的过程能够用于获得符号级序列(长度128)和最终导频序列(长度256)。
在各种实施例中，基本序列或完整的导频序列能够预生成并存储在基站(3GPP术语中的NodeB)或用户终端的存储器中。在一些实施例中，导频序列能够例如使用基站扰码先进行预加扰。所示步骤为广播/多播信号的一个或多个帧的每个时隙重复进行，但处理无需同步(例如，两个或更多时隙的处理可提前执行)。任何情况下，对于每个时隙的过程如在框910所示的开始于对于该时隙获得导频符号序列，使得导频符号序列对给定帧的每个时隙变化。在一些实施例中，如上详细所述，导频符号序列可按照对应于特定时隙的扰码的部分的函数来生成-因为对应于给定帧的每个时隙的扰码段是不同的，从那些段生成的导频符号序列将通常也不同。
如在框920所示，使用信道化码来扩展导频符号序列。在一些实施例中，如更早所述，信道化码是正交可变扩展因子(OVSF)码，其经选择以便传送的TDM导频信号与传送的CPICH信号正交。在一些实施例中，此OVSF码具有扩展因子2，但是可转而使用其它扩展因子。如在框930所示，使用扰码将扩展导频符号序列加扰，以形成TDM导频信道信号；TDM导频信道信号随后传送到一个或多个移动终端。如在框940所示，TDM导频信道信号与在对应时隙期间传送的一个或多个业务信道信号是时分复用的。TDM导频信道信号也与在每个帧的所有时隙期间传送的第二导频信道信号(例如，CPICH)是码分复用的。
如上所述，在一些实施例中，最终扩展和加扰的TDM导频符号序列可预计算并存储在存储器中。在其它实施例中，它可根据需要来生成。图10根据本发明的一些实施例示出用于获得导频符号序列的一种技术。如在框912所示，生成(例如，使用m序列生成器的移位寄存器实现)或从存储器检索包括最大长度序列的至少一个实例的128符号序列。随后，通过将128符号序列与来自扰码的一系列值的共轭合并，将128符号序列“预加扰”。这样做以便128符号值的对应值在图9的过程生成的导频信道信号中显现，即，在框920和930所示的扩展和加扰过程所产生的序列中显现。
上述过程的仿真已执行以评估使用提议序列的益处。在这些仿真中，主瓣对平均旁瓣功率比(MSPR)用作性能测量，并且假设在接收的信号中的256码片导频序列之前和之后中存在随机码片值。在将仿真的接收信号馈送入导频序列匹配滤波器后，在指示最大多径延迟不确定性的延迟窗口上测量匹配滤波器输出的旁瓣。与使用伪随机序列相比，观察到超过1dB的性能增强。
本领域技术人员将理解，上述技术和设备提供了用于基于WCDMA的MBSFN系统支持在SFN广播无线电信道中操作所要求的增强信道估计方案、同时也支持短占空比的方式，以便移动终端接收器部件仅需在尽可能短的持续时间期间操作。当然，本领域技术人员也将理解，在不脱离本发明的基本特性的情况下，本发明可以不同于本文中具体所述那些方式的其它方式来执行。因此，本发明的实施例包括根据上面所示的且更一般所述的技术的方法以及诸如可能在基站节点使用的配置成执行这些技术的一种或多种技术的无线收发器。因此，提出的实施例在所有方面均要视为说明性而不是限制性的，并且在随附权利要求的意义和等同范围内的所有更改旨在涵盖于其中。

Claims (13)

1.一种在使用单频网络来输送多媒体广播多播服务MBSFN的移动通信网络中传送广播/多播信号使得在所述移动通信网络的相邻小区中的至少两个基站使用相同信道化码和扰码来传送一个或多个相同业务信道并且传送相同的第一导频信道信号的方法，所述方法包括：
对于所述广播/多播信号的一个或多个帧的每个时隙获得第一导频符号序列，使得所述第一导频符号序列对给定帧的每个时隙变化；
通过第一信道化码对于每个时隙扩展所述第一导频符号序列；
使用扰码对于每个时隙加扰扩展的所述第一导频符号序列以形成所述第一导频信道信号；以及
传送所述第一导频信道信号，使得所述第一导频信道信号与每个时隙期间传送的一个或多个业务信道信号是时分复用的，并且与所述一个或多个帧的所有时隙期间传送的第二导频信道信号是码分复用的，
其中所述第二导频信道信号是通过以下操作形成的：通过与所述第一信道化码正交的第二信道化码扩展第二导频符号序列以及使用所述扰码加扰扩展的所述第二导频符号序列以形成所述第二导频信道信号，以及
其中对于每个时隙获得所述第一导频符号序列包括按照以下函数来对于每个时隙获得所述第一导频符号序列：对应于所述时隙的扰码的一部分的函数。
2.如权利要求1所述的方法，其中对于每个时隙获得所述第一导频符号序列包括通过来自所述扰码的一系列值的共轭来预加扰预定的符号序列，使得在扩展和加扰后所述预定的符号序列的对应值出现在所述第一导频信道信号中。
3.如权利要求2所述的方法，其中所述预定的符号序列包括最大长度序列的至少一个实例。
4.如权利要求3所述的方法，其中所述预定的符号序列包括以下之一：
长度63最大长度序列的两个级联实例，通过两个符号来伸展以形成128符号序列；或者
长度127最大长度序列，通过一个符号来伸展以形成128符号序列。
5.如权利要求1所述的方法，其中对于每个时隙扩展所述第一导频符号序列包括通过正交可变扩展因子(OVSF)码对于每个时隙扩展所述第一导频符号序列，其中所述OVSF码选择成使得所述第一导频信道信号正交于所述第二导频信道信号。
6.如权利要求5所述的方法，其中对于每个时隙扩展所述第一导频符号序列包括通过具有扩展因子2的OVSF码来对于每个时隙扩展所述第一导频符号序列。
7.一种在布置成在使用单频来输送多媒体广播多播服务MBSFN的无线通信系统中的布置成传送广播/多播信号的基站节点，所述基站节点包括射频传送器电路和一个或多个处理电路，所述一个或多个处理电路配置成：
对于广播/多播信号的一个或多个帧的每个时隙获得第一导频符号序列，使得所述第一导频符号序列对给定帧的每个时隙变化；
通过第一信道化码对于每个时隙扩展所述第一导频符号序列；
使用扰码对于每个时隙加扰扩展的所述第一导频符号序列以形成第一导频信道信号；以及
经所述射频传送器传送所述第一导频信道信号，使得所述第一导频信道信号与每个时隙期间传送的一个或多个业务信道信号是时分复用的，并且与所述一个或多个帧的所有时隙期间传送的第二导频信道信号是码分复用的，
其中所述第二导频信道信号是通过以下操作形成的：通过与所述第一信道化码正交的第二信道化码扩展第二导频符号序列以及使用所述扰码加扰扩展的所述第二导频符号序列以形成所述第二导频信道信号，以及
其中所述一个或多个处理电路配置成通过按照以下函数对于每个时隙获得所述第一导频符号序列而对于每个时隙获得所述第一导频符号序列：对应于所述时隙的扰码的一部分的函数。
8.如权利要求7所述的基站节点，其中所述一个或多个处理电路配置成通过来自所述扰码的一系列值的共轭预加扰预定的符号序列使得在扩展和加扰后所述预定的符号序列的对应值出现在所述第一导频信道信号中来对于每个时隙获得所述第一导频符号序列。
9.如权利要求8所述的基站节点，其中所述预定的符号序列包括最大长度序列的至少一个实例。
10.如权利要求9所述的基站节点，其中所述预定的符号序列包括以下之一：
长度63最大长度序列的两个级联实例，通过两个符号来伸展以形成128符号序列；或者
长度127最大长度序列，通过一个符号来伸展以形成128符号序列。
11.如权利要求7所述的基站节点，其中所述一个或多个处理电路配置成通过以正交可变扩展因子(OVSF)码对于每个时隙扩展所述第一导频符号序列来对于每个时隙扩展所述第一导频符号序列，其中所述OVSF码选择成使得所述第一导频信道信号正交于所述第二导频信道信号。
12.如权利要求11所述的基站节点，其中所述一个或多个处理电路配置成通过以具有扩展因子2的OVSF码对于每个时隙扩展所述第一导频符号序列来对于每个时隙扩展所述第一导频符号序列。
13.一种包括至少两个根据权利要求7-12中任一项所述的基站节点的单频广播/多播通信系统，其中所述至少两个基站节点布置在蜂窝通信网络的相邻小区中，其中所述至少两个基站节点配置成使用相同信道化码和扰码来传送一个或多个相同业务信道并且传送相同的第一导频信道信号。
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