CN1801654A - 码分多址系统中降低干扰的装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种码分多址系统中降低干扰的装置，包含：对基站或用户终端设备欲发射的数据B进行加权扩频的装置；基站或用户终端设备接收被加权扩频后的信号序列R时，对采用扩频码序列C作为本地码的序列进行加权处理的装置。本发明提供的对信号进行加权扩频的装置，权值序列的配置方法灵活，使具有较强的适应性，达到更加灵活可靠地降低系统干扰的目的。

Description

码分多址系统中降低干扰的装置

技术领域

本发明涉及一种应用于无线通信系统，特别涉及一种应用于码分多址(Code-Division Multiple Access，简称CDMA)移动通信系统中，用户终端设备或基站的降低干扰的装置。

背景技术

随着时代的发展，人们对通信的要求，包括对通信质量和业务种类等的要求，也越来越高。第三代(3G)移动通信系统正是为了满足该要求而被发展起来的。它是以全球通用、系统综合作为基本出发点，并试图建立一个全球的移动综合业务数字网，综合蜂窝、无绳、寻呼、集群、移动数据、移动卫星、空中和海上等各种移动通信系统的功能，提供与固定电信网的业务兼容、质量相当的多种话音和非话音业务，进行袖珍个人终端的全球漫游，从而实现人类梦寐以求的在任何地方、任何时间与任何人进行通信的理想。

第三代移动通信系统中最关键的是无线电传输技术(RTT)。1998年国际电信联盟所征集的RTT候选提案：除6个卫星接口技术方案外，地面无线接口技术有10个方案，被分为两大类：CDMA与TDMA(时分多址)，其中CDMA占主导地位。在CDMA技术中，国际电信联盟目前共接受了3种标准，即欧洲和日本的W-CDMA(宽带码分多址)、美国的CDMA2000和中国的TD-SCDMA(时分同步码分多址)标准。

与其它第三代移动通信标准相比，TD-SCDMA采用了许多独有的先进技术，并且在技术、经济两方面都具有突出的优势。TD-SCDMA采用时分双工(Time Division Duplex，简称TDD)、智能天线(Smart Antenna)、联合检测(Joint Detection)等技术，频谱利用率高，能够解决高人口密度地区频率资源紧张的问题，并在互联网浏览等非对称移动数据和视频点播等多媒体业务方面具有潜在优势。

TD-SCDMA和其他CDMA系统用一样，都是一种码分多址多用户移动系统，不同的信道在相同频率下通过不同的时间片或者通过不同的二进制码序列采用扩频的方式进行信息传输，这样任何一个信道的信息传送都会对其他信道造成干扰，对其他信道的接收来说都是一种噪声。在CDMA系统中，各个信道都有自己特有的供相互识别的地址码序列。而且各个信道的扩频地址码序列间还应相互正交。这种正交性的要求对任何多址系统来说都是一致的。如果信道是一个理想的线性时间频率不扩散系统，同时系统内部又有严格的同步关系，则保证各用户地址码间的正交性还是能够实现的。

而实际的移动通信信道是典型的随机时变信道，其中存在着由多普勒效应产生的随机性的频率扩散，及由多径传播效应产生的随机性的时间扩散。前者会使接收信号产生频率选择性衰落，即接收信号不同频谱分量会有不同的随机起伏变化。后者使接收信号产生时间选择性衰落，即接收信号电平会随时间有不同的随机起伏变化。所述的这2种衰落除了会严重恶化系统的性能以外，还将大幅度减小系统的容量。特别是信道的时间扩散，使信号不能同时到达接收点，而使同一用户相邻符号间的信号互相重叠，产生符号间干扰(ISI)；另外信道的时间扩散还会恶化多址干扰(MAI)，这是因为当不同用户信号间的相对时延为零时，其正交性是很容易保证的，任何正交码都可以使用，但当信号间的相对时延不为零时，仍然要保持正交性将变得非常困难；再者相邻或远处的同频率小区，无论是来自其基站或用户终端设备的信号，也会对本地的基站或用户终端设备的信号形成相邻小区或信道间干扰(ACI)。

为形象起见，称扩频码原点处的自相关函数值为相关函数的主峰；称原点之外的自相关，或互相关函数值为相关函数的副峰。

因此CDMA系统中的干扰来自于扩频码的相关副峰，符号间干扰(ISI)来自扩频码自相关的副峰，多址干扰(MAI)来自互相关的副峰，相邻小区或信道间干扰(ACI)通常来自于相邻或远处小区的信号的不正交所带来的相关副峰。

如图1所示，为一个典型的蜂窝移动通信系统的例子。该系统是由若干个小区100₁-100_z(100)构成的，其中每个小区内各有一个基站(Base Station)101₁-101_z(101)，同时在该小区服务范围内存在一定数量的用户终端设备(User Equipment，简写为UE)102₁-102_K(102)。每一个用户终端设备102通过与所属服务小区100内的基站101保持连接，来完成与其它通信设备之间的通信功能。用户终端设备102和基站101之间进行通信的信道，从终端设备102到基站101方向的信道被称为上行信道，从基站101到终端设备102方向的信道被称为下行信道。

如图2所示，为TD-SCDMA系统的帧结构示意图。该结构是根据3G合作项目(3GPP)规范TS 25.221(Release 4)中的低码片速率时分双工(LCR-TDD)模式(1.28Mcps)中给出的。TD-SCDMA系统的码片速率为1.28Mcps，每一个无线帧(Radio Frame)200的长度是10ms，且划分为两个结构相同的子帧201₀、201₁(201)，每个子帧的长度为5ms，即6400个码片。其中，每个TD-SCDMA系统中的子帧201又可以分为7个时隙(TS0～TS6)202₀-202₆，两个导频时隙：下行导频时隙(DwPTS)203和上行导频时隙(UpPTS)205，以及一个保护间隔(Guard)204。进一步的，TS0时隙202₀被用来承载系统广播信道以及其它可能的下行业务信道；而TS1～TS6时隙202₁-202₆则被用来承载上、下行业务信道。上行导频时隙(UpPTS)205和下行导频时隙DwPTS时隙203分别被用来建立初始的上、下行同步。TS0～TS6时隙202₀-202₆长度均为0.675ms或864个码片，其中包含两段长均为352码片的数据段Data Part1(208)和Data Part2(210)，以及中间的一段长为144码片的训练序列——中导码(Midamble)序列209。Midamble序列在TD-SCDMA有重要意义，包括小区标识、信道估计和同步(包括频率同步)等模块都要用到它。DwPTS时隙203包含32码片的保护间隔211、以及一个长为64码片的下行同步码(SYNC-DL)码字206，它的作用是小区标识和建立初始同步；而UpPTS时隙包含一个长为128码片的上行同步码(SYNC-UL)码字207，用户终端设备利用它进行有关上行接入过程。在TS1～TS6时隙202₁-202₆之间有一个Switching Point(转换点)212。当上下行比例是3∶3时，Switching Point(转换点)212位于TS3～TS4时隙202₃-202₄之间，此时，用户终端所使用的上行专用业务信道被分配在TS1～TS3时隙202₁-202₃中，下行则通常分配在TS4～TS6时隙202₄-202₆中。

如图3所示，基站101₁、基站101₂和基站101₃是同步的，即同时发射下行同步码SYNC-DL，分别是SYNC-DL₁(301)、SYNC-DL₂(302)和SYNC-DL₃(303)；小区100₁中的用户终端设备102₁经过一段时间的延迟后，接收到基站101₁发出的下行同步码SYNC-DL₁(304)；由于基站101₂距离终端设备102₁更远一些，终端设备102₁接收到基站101₂所发出的SYNC-DL₂(302)会更晚一些；同时，SYNC-DL₂(302)的信号到达终端设备102₁时会与SYNC-DL₁(304)后面的部分重叠，从而对这一重叠部分的接收形成干扰。终端设备102₁延迟一段时间后发射上行同步码SYNC-UL₁(305)，一段时延后，基站101₁接收到了这一SYNC-UL₁(306)；基站101₃是相对于基站101₁距离更远的基站；若所述距离足够远，基站101₃所发射的SYNC-DL₃(303)到达基站101₁时，会与基站101₁搜索SYNC-UL₁(305)的搜索窗口重叠，并因此对信号SYNC-UL₁(306)形成干扰，尤其是SYNC-UL₁(306)信号前面的部分，受到的干扰更大；当基站101₃与基站101₁之间存在直射路径的时候，在基站101₁处，干扰信号SYNC-DL₃(303)的功率会远远大于终端设备的信号SYNC-UL₁(306)。

如图4所示，给出了SYNC-DL₃(303)信号对SYNC-UL₁(306)的接收形成干扰的一个示例。该例中以基站101₁接收到的SYNC-UL₁(306)的初始位置为原点，使用上行同步码SYNC-UL₁作为本地码序列，相对于接收到的信号滑动，计算相关值的绝对值；其中，本地码序列相对于信号滑动在两者之间所产生的延迟称为相关延迟，SYNC-DL₃(303)的幅度是SYNC-UL₁(306)的5倍，且SYNC-DL₃(303)到达基站101₁处时，后部分的37个码片与SYNC-UL₁(306)前部分的37个码片重叠。图4中原点0处的相关值的绝对值400是自相关主峰的绝对值，其他所有非零相关值的绝对值均为相关副峰的绝对值。从图4可以看出，在强干扰的情况下，主峰400很难从相关结果中被分辨出来，尤其是最大的相关副峰401其数值甚至大于主峰400。

码分多址系统是一个自干扰的系统，系统内的信号之间相互形成干扰，因此，如何在被干扰的信号中正确地解析出所接收信道的真实信息，是系统所面对的重要课题。

在现有技术中，使用同一个码序列进行扩频的信号序列各个码片的能量值之间，以及信号接收端被用来对这一信号进行解扩而使用的本地码序列的各个码片之间是等权重的。然而在实际通信环境中，一个码序列扩频后的信号的各个部分对其他信号所造成的干扰分布并不相同，有的部分造成的干扰多，有的地方则造成的干扰较少。

在CDMA系统中，信息数据在发射之前，会使用扩频码对其进行扩频。扩频的方法是用被扩频数据乘以扩频码。扩频码可以等效成由+1和-1所构成的序列。假设扩频码序列C是[+1，-1，+1，-1]，而被扩频的数据是B，则扩频后的信号序列，即B序列为[+B，-B，+B，-B]。因此，现有技术所使用的扩频码各个码片之间是等权的。

但扩频后的信号序列中的各部分对其他信号所造成的干扰并不相同。假设另一个信道的信号A序列是[+A，+A，-A，-A]，该A序列是使用本地码序列E[+1，+1，-1-1]对数据A进行扩频而得到的。假设由于时延，B序列中的最后1个码片和A序列的第1个码片重叠，则接收端接收到的信号，即S序列为[+B，-B，+B，-B+A，+A，-A，-A]。

当接收端要接收数据A时，使用本地码序列E[+1，+1，-1-1]，对S序列进行解扩，先使本地码序列E相对S序列进行滑动；此处，当相关延迟为3时，本地码序列E和信号S序列中的A序列对齐，计算相关值，即先将本地码序列E与S序列的对应位按位两两相乘，再相加，即(-B+A)×1+A×1+(-A)×(-1)+(-A)×(-1)＝-B+4A；然后除以序列E的长度4，则解扩结果为A-B/4。可见，当B的幅度大于A的4倍时，将出现反相，发生解扩错误的情况。

综上所述，明显可见，B序列的最后1个码片对A序列造成了干扰；当B的幅度远远大于A时，这一干扰是非常强烈的；而B序列的前3个码片并未干扰A序列。而这一点，在图3所示的示例中也能显而易见：基站101₁接收到的上行同步码SYNC-UL₁(306)，其前面的部分受到了来自于基站101₃所发射的SYNC-DL₃(303)的后面部分很强的干扰，而SYNC-DL₃(303)前面的部分并未对SYNC-UL₁(306)形成干扰；同样，终端设备102₁接收到的下行同步码SYNC-DL₁(304)，其后面的部分受到了来自于基站101₂所发射的SYNC-DL₂(302)前面部分的较强干扰，而SYNC-DL₂(302)后面的部分并未对SYNC-DL₁(304)形成干扰，并且，终端设备102₁越靠近基站101₁，SYNC-DL₂(302)前面所造成干扰的部分越少。

发明内容

本发明的目的在于提供一种码分多址系统中降低干扰的装置，能够充分利用同一个扩频码序列扩频后的信号对其他信号所形成干扰的分布信息，对扩频码序列进行加权调整，方法简单灵活，达到更加灵活可靠地降低信号所产生干扰的目的。

为达上述目的，本发明提供一种码分多址系统中降低干扰的装置，包含：对基站或用户终端设备欲发射的数据B进行加权扩频的装置；基站或用户终端设备接收被加权扩频后的信号序列R时，对采用扩频码序列C作为本地码的序列进行加权处理的装置。

所述加权扩频的装置包括：数据序列模块，接收并存储了将被扩频的数据B，并按时序将数据B输出；权值序列生成模块，生成权值序列W，并将W并行输出；扩频码生成模块，生成用来对数据B进行扩频的扩频码序列C，并将C并行输出；相应个数的第一乘法器，计算权值序列W和扩频码序列C中的各个相应元素之间的乘积后输出；相应个数的第二乘法器，接收来自所述第一乘法器的数据，进一步与数据B相乘后输出；扩频信号序列模块，接收来自所述第二乘法器的数据，将数据保存为R序列。

扩频权值序列W的长度等于扩频码序列C的长度。

权值序列生成模块包括：上层信令模块，接收被干扰信号接收方的反馈信息并输出；权值序列设置模块，接收来自上层信令模块的数据，对权值序列W进行设置，并输出权值序列。

权值序列生成模块包括：上层信令模块，将序号j输出；权值序列设置模块，接收来自上层信令模块的序号j；权值序列设置模块中存储有P个权值序列，并依据上层信令模块所配置的序号j，将第j个权值序列作为所使用的权值序列W输出。

权值序列生成模块包括：上层信令模块，输出参数f；权值序列设置模块，接收来自上层信令模块的参数f，对权值序列W进行设置，并输出权值序列。

W序列的前f个元素设置为1，将其余元素设置为0。

所述加权处理的装置包括：权值序列生成模块，生成权值序列X，并将X并行输出；扩频码生成模块，生成用来对接收到的信号进行解扩时的本地码序列C，并将C并行输出；相应个数的乘法器计算权值序列X和本地码序列C中的各个相应元素之间的乘积后，输出；加权本地码序列模块，接收来自乘法器的数据，并保存为D序列。

解扩权值序列X的长度等于本地码序列C的长度。

本发明提供的一种码分多址系统中降低干扰的装置，根据同一个扩频码序列扩频后的信号对其他信号所形成干扰的分布信息，设置权值序列，扩频后的信号序列中对其他信号造成干扰较大的部分相应权值序列中的权值为0，扩频后的信号序列中对其他信号造成干扰较小的部分相应的权值序列中的权值为1；进而在这一信号的接收方，配置或测量出同一权值序列，并使用这一权值序列对本地码序列进行加权，使用加权后的本地码序列对信号进行解扩。权值序列的配置方法灵活，使本发明具有较强的适应性，达到更加灵活可靠地降低系统干扰的目的。

附图说明

图1为背景技术中典型的蜂窝移动通信系统的简单示意图。

图2为背景技术中TD-SCDMA系统的帧结构示意图。

图3为背景技术中TD-SCDMA系统的信号时序及干扰形成的示意图。

图4为背景技术中TD-SCDMA系统其他基站的下行同步码SYNC-DL对基站接收上行同步码SYNC-UL形成较大干扰的示意图。

图5为本发明应用于CDMA系统中对信号进行加权扩频的方法的流程图。

图6为本发明应用于CDMA系统中对接收到的信号进行解扩时对本地码序列进行加权的方法的流程图。

图7为本发明应用于CDMA系统中对信号进行加权扩频的模块结构图。

图8为本发明应用于CDMA系统中对接收到的信号进行解扩时对本地码序列进行加权的模块结构图。

图9为本发明应用于CMDA系统中对信号进行加权扩频时根据被干扰信号接收方反馈信息生成权值序列的模块结构图。

图10为本发明应用于CMDA系统中对信号进行加权扩频时根据上层信令配置生成权值序列的模块结构图。

图11为本发明应用于TD-SCMDA系统中对SYNC-DL信号进行加权处理时根据上层信令配置生成权值序列的模块结构图。

图12为本发明应用于TD-SCDMA系统有效降低其他基站下行同步码SYNC-DL对基站接收上行同步码SYNC-UL的干扰的示意图。

图13为本发明应用于TD-SCDMA系统后用户终端设备接收加权扩频后的下行同步码SYNC-DL的效果的示意图。

具体实施方式

下面通过图5～图13，详细说明本发明的具体实施方式，以便进一步了解本发明的内容。

本发明提供一种码分多址系统中降低干扰的方法，其包含：对基站或用户终端设备欲发射的数据进行加权扩频的步骤，以及对基站或用户终端设备接收到的被加权扩频后的信号进行解扩时，对本地码序列进行加权处理的步骤；

如图5所示，为本发明应用于CDMA系统中对信号进行加权扩频的方法，包括如下步骤：

步骤1、初始化长度均为L的数组W、C和R，其中L是扩频码序列的长度，并将扩频码一一对应存入C中；初始化变量B，并将欲扩频的数据存入B；扩频码序列C将被用来对数据B进行扩频；W为扩频权值序列，用于对扩频码序列C进行加权；R用于存放被扩频加权后的序列；

步骤2、对扩频权值序列W赋值，设置W_i的取值为0或1，i＝1，2，……，L；

步骤3、使用扩频权值序列W、扩频码序列C对数据B进行扩频加权，并将结果存到扩频加权后序列R中，即：R_i＝W_i×C_i×B，i＝1，2，……，L。

上述实施例中的步骤2中，对权值序列中W_i值的设置，包括以下步骤：

步骤2.1、估计使用扩频码序列C对数据B扩频后的信号序列中，各个码片B×C_i对其他信号造成的干扰，i＝1，2，……，L；

步骤2.2、根据扩频后的信号序列中各个码片B×C_i对其他信号造成的干扰来相应的设置W_i的值，若该码片会对其他信号造成较大的干扰，则相应的设置W_i＝0，若码片对其他信号造成的干扰较小，则相应的设置W_i＝1，其中，i＝1，2，……，L。

上述实施例中的步骤2中，对权值序列中W_i值的设置，也可以包括以下步骤：

步骤2.1、被干扰信号的接收方通过信令告知扩频后的信号序列中各个码片B×C_i造成的干扰；

步骤2.2、根据接收到的信令所表示的扩频后的信号序列中各个码片B×C_i造成的干扰相应的设置W_i的值：若码片B×C_i会对其他信号造成较大的干扰，则设置W_i＝0，若码片B×C_i对其他信号造成的干扰较小，则设置W_i＝1，其中，i＝1，2，……，L。

此外，上述实施例中的步骤2中，扩频权值序列W的设置还可由扩频后信号序列R的发送方的上层模块所配置；上层模块所配置的方法可以是在所有时刻配置相同的扩频权值序列W；也可以是在不同的时刻配置不同的扩频权值序列W，并且这些不同的扩频权值序列W按同样的顺序按一定的周期重复出现；

更进一步，在TD-SCDMA系统中，若扩频序列C是下行同步码SYNC-DL，则所述的步骤2，通过上层模块配置扩频权值序列W的方法包含以下步骤：

步骤2.1、初始化并设置变量f，其中，1≤f≤L；

步骤2.2、在扩频权值序列的W_i中，当1≤i≤f时，设置W_i＝1；当f＜i≤L时，设置W_i＝0；这等效于只发射下行同步码SYNC-DL中，前面长度为f的部分的码片。

上述步骤2.1中，变量f的优选设置方法可以是： $f=\frac{L}{j},$ 其中，j＝1，2，……，8；更优选的，取j＝2，则 $f=\frac{L}{2},$ 即等效于只发射下行同步码SYNC-DL的前二分之一的码片。

如图6所示，为本发明中，基站或用户终端设备接收被加权扩频后的信号序列R时，对本地码序列C进行加权处理的方法，其包含以下步骤；

步骤1、初始化长度均为L的数组X、C和D，采用长度为L的扩频码序列C作为本地码序列；本地码序列C被用来对接收到的信号进行解扩，以解扩出被加权扩频的数据；X为解扩权值序列，用于对本地码序列进行加权；D为被加权处理后的加权本地码序列；

步骤2、对解扩权值序列X赋值，设置X_i的取值为0或1，i＝1，2，……，L；

步骤3、使用解扩权值序列X对本地码序列C进行加权并存入D，即：D_i＝X_i，其中，i＝1，2，……，L。

上述实施例中的步骤2中，解扩权值序列中X_i的设置可以由加权扩频信号的发送方通过信令所告知的扩频权值序列W的信息来配置，即设置X_i＝W_i，其中，i＝1，2，……，L。

此外，上述实施例中的步骤2中，解扩权值序列中X_i的设置也可由加权扩频信号的接收方的上层模块来配置；上层模块所配置的方法可以是在所有时刻配置相同的解扩权值序列X；也可以是在不同的时刻配置不同的解扩权值序列X，并且这些不同的解扩权值序列X按同样的顺序按一定的周期重复出现；

更进一步，在TD-SCDMA系统中，若本地码序列是下行同步码SYNC-DL，即被加权扩频的信号序列是下行同步码SYNC-DL，则所述的步骤2，通过上层模块配置解扩权值序列X的方法包含以下步骤：

步骤2.1、初始化并设置变量f，其中，1≤f≤L；

步骤2.2、在解扩权值序列的X_i中，当1≤i≤f时，设置X_i＝1；当f＜i≤L时，设置X_i＝0，即等效于仅接收下行同步码SYNC-DL的前面长f部分的码片。

上述步骤2.1中，变量f的优选设置方法可以是： $f=\frac{L}{j},$ 其中，j＝1，2，……，8；更优选的，取j＝2，则 $f=\frac{L}{2},$ 即等效于仅接收下行同步码SYNC-DL的前面二分之一部分的码片。

图7示出了应用于CDMA系统中对信号进行加权扩频的模块结构图。数据序列900模块接收并存储了将被扩频的数据B，并按时序将数据B输出；权值序列生成901模块生成权值序列W，并将W并行输出；扩频码生成902模块生成用来对数据B进行扩频的扩频码序列C，并将C并行输出；相应个数的乘法器903计算权值序列W和扩频码序列C中的各个相应元素之间的乘积后，输出到相应个数的乘法器904进一步与数据B相乘，最后输出到扩频信号序列905模块；扩频信号序列905模块所保存的数据就是R序列。

图8示出了应用于CDMA系统中对接收到的信号进行解扩时对本地码序列进行加权的模块结构图。权值序列生成911模块生成权值序列X，并将X并行输出；扩频码生成912模块生成用来对接收到的信号进行解扩时的本地码序列C，并将C并行输出；相应个数的乘法器913计算权值序列X和本地码序列C中的各个相应元素之间的乘积后，输出到加权本地码序列915模块；加权本地码序列915模块所保存的数据就是D序列。

图9为本发明应用于CMDA系统中对信号进行加权扩频，根据被干扰信号接收方反馈信息生成权值序列时，权值序列生成901模块的结构图。上层信令921模块接收被干扰信号接收方的反馈信息，并将其输出到权值序列设置922模块；权值序列设置922模块对权值序列W进行设置，并输出权值序列。权值序列设置922模块设置权值序列W中的各元素时首先判断被干扰信号接收方的反馈信息，根据这一信息计算扩频后的信号的各码片对干扰信号造成的干扰大小，若干扰较大，则序列W中对应元素设置为0；若干扰较小，则序列W中对应元素设置为1。

图10为本发明应用于CMDA系统中对信号进行加权扩频，根据根据上层信令配置生成权值序列时，权值序列生成901模块的结构图。上层信令921模块将序号j输出到权值序列设置932模块；权值序列设置932模块中存储有P个权值序列933₁-933_P(933)，并依据上层信令921模块所配置的序号j，将第j个权值序列933_j作为所使用的权值序列W输出。随时间的变化，上层信令921模块可以在所有时刻输出相同的序号；也可以在不同的时刻输出不同的序号，但这一序号呈周期性变化。

图11为应用于TD-SCMDA系统中对SYNC-DL信号进行加权处理，根据上层信令配置生成权值序列时，权值序列生成901模块的结构图。上层信令921模块输出参数f到权值序列设置942模块；权值序列设置942模块对权值序列W进行设置，并输出权值序列。权值序列设置942模块设置权值序列W中的各元素时将W序列的前f个元素设置为1，将其余元素设置为0。

图12给出了在TD-SCDMA系统中，使用本发明所提供的方法后，有效降低SYNC-DL₃(303)信号对SYNC-UL₁(306)的接收形成干扰的示例。例中以基站101₁接收到的SYNC-UL₁(306)的初始位置为原点，使用上行同步码SYNC-UL₁作为本地码序列，相对于接收到的信号滑动，计算相关值的绝对值；其中，SYNC-DL₃(303)的幅度是SYNC-UL₁(306)的5倍，且SYNC-DL₃(303)到达基站101₁处时，后部分的37个码片与SYNC-UL₁(306)前部分的37个码片重叠。对应于上述实施例，此处设置扩频权值序列W中前二分之一的元素值等于1，后二分之一的元素值等于0。从图12可以看出，即使在强干扰的情况下，主峰700也已经可以从相关结果中被分辨出来；其他相关副峰已经被明显削弱，即多数干扰信号已经被消除。

图13给出了在TD-SCDMA系统中，使用本发明所提供的方法后，终端设备102₁接收基站101₁所发射的SYNC-DL₁(301)信号的效果示例。例中以终端设备102₁接收到的SYNC-DL₁(304)的初始位置为原点，使用下行同步码SYNC-DL₁作为本地码序列，相对于接收到的信号滑动，计算相关值的绝对值；其中，SYNC-DL₂(302)的幅度是SYNC-DL₁(304)的1倍，且SYNC-DL₂(302)到达终端设备102₁处时，前部分的32个码片与SYNC-UL₁(304)后部分的32个码片重叠。对应于上述实施例，此处均设置解扩权值序列X和扩频权值序列W的前二分之一元素值等于1，后二分之一的元素值等于0。从图13可以看出，即使在基站101₁的SYNC-DL₁(301)只发射一半的情况下，终端设备102₁依然能有效地解调出正确的信息，只是相关结果变为原来的一半。

下面通过一具体实施例，与背景技术进行对比，进一步说明本发明：

在CDMA系统中，假设扩频码序列C是[+1，-1，+1，-1]，而被扩频的数据是B，则扩频后的信号序列，即B序列为[+B，-B，+B，-B]；

假设另一个信道的信号A序列是[+A，+A，-A，-A]，该A序列是使用本地码序列E[+1，+1，-1-1]对数据A进行扩频而得到的。假设由于时延，B序列中的最后1个码片和A序列的第1个码片重叠，则接收端接收到的信号，即S序列为[+B，-B，+B，-B+A，+A，-A，-A]；

在背景技术中，当接收端要接收数据A时，使用本地码序列E[+1，+1，-1，-1]，对S序列进行解扩，先使本地码序列E相对S序列进行滑动；此处，当相关延迟为3时，本地码序列E和信号S序列中的A序列对齐，计算相关值，即先将本地码序列E与S序列的对应位按位两两相乘，再相加，即(-B+A)×1+A×1+(-A)×(-1)+(-A)×(-1)＝-B+4A；然后除以序列E的长度4，则解扩结果为A-B/4。可见，当B的幅度大于A的4倍时，将出现反相，发生解扩错误的情况；

而采用本发明方法的话，可以通过加权的方法，去除B序列最后1个码片的能量，降低B序列对A序列的干扰；即设置扩频权值序列W为[w₁，w₂，w₃，w₄]，由于本例中，B序列中只有最后一个码片对A序列产生干扰，故设置w₄＝0，w₁＝w₂＝w₃＝1，即W[1，1，1，0]。使用扩频权值序列W对扩频码序列C加权，即计算W_i×C_i，得到加权后的序列为[+1，-1，+1，0]，则加权扩频后的序列B为[+B，-B，+B，0]；则接收端接收到的信号S序列变为[+B，-B，+B，0+A，+A，-A，-A]；

当接收端接收数据B时，由于在发射前使用扩频码序列C和权值序列W对其进行了扩频加权，则此时相对应的应使用加权过的扩频码序列C，即[+1，-1，+1，0]对S序列进行解扩，当相关延迟为0时，相关值为3B，再除以加权过的扩频码序列C的有效长度3，即可正确解扩出数据B。

而当接收端接收数据A时，由于在发射前只使用了本地码序列E对其进行了扩频，或者可以认为使用了本地码序列E和权值序列[1，1，1，1]对其进行了扩频加权，则此时相对应的使用本地码序列E和权值序列[1，1，1，1]对S序列进行解扩，当相关延迟为3时，相关值为4A，再除以加权过的本地码序列E的有效长度4，即可正确解扩出数据A，可见，序列A的接收没有受到干扰。

因此本发明相当于只发射一个扩频码序列扩频后的信号中的一部分，降低被干扰信号所受到的干扰。在某些情况下，例如在TD-SCDMA系统中，所出现的邻基站发射的下行同步码SYNC-DL对本小区基站接收上行同步码SYNC-UL造成强烈干扰的情况时，本发明的效果是非常明显的；因为此时，SYNC-DL的能量远远大于SYNC-UL的能量，导致SYNC-UL无法被正确解扩；而在一个小区内，用户终端设备同时所能接收到的下行同步码SYNC-DL数目并不多，且SYNC-DL的功率通常比较高，则SYNC-DL有效长度的缩短并不会导致其接收性能的明显下降。

本发明提供的码分多址系统中降低干扰的装置，根据同一个扩频码序列扩频后的信号对其他信号所形成干扰的分布信息，设置权值序列，扩频后的信号序列中对其他信号造成干扰较大的部分相应权值序列中的权值为0，扩频后的信号序列中对其他信号造成干扰较小的部分相应的权值序列中的权值为1；进而在这一信号的接收方，配置或测量出同一权值序列，并使用这一权值序列对本地码序列进行加权，使用加权后的本地码序列对信号进行解扩。权值序列的配置方法灵活，使本发明具有较强的适应性，达到更加灵活可靠地降低系统干扰的目的。

上面虽然通过实施例描绘了本发明，但本领域普通技术人员知道，本发明有许多变形和变化而不脱离本发明的精神，所附的权利要求将包括这些变形和变化。

Claims (9)

1、一种码分多址系统中降低干扰的装置，其特征在于，包含：

对基站或用户终端设备欲发射的数据B进行加权扩频的装置；

基站或用户终端设备接收被加权扩频后的信号序列R时，对采用扩频码序列C作为本地码的序列进行加权处理的装置。

2、如权利要求1所述的码分多址系统中降低干扰的装置，其特征在于，所述加权扩频的装置包括：

数据序列模块，接收并存储了将被扩频的数据B，并按时序将数据B输出；

权值序列生成模块，生成权值序列W，并将W并行输出；

扩频码生成模块，生成用来对数据B进行扩频的扩频码序列C，并将C并行输出；

相应个数的第一乘法器，计算权值序列W和扩频码序列C中的各个相应元素之间的乘积后输出；

相应个数的第二乘法器，接收来自所述第一乘法器的数据，进一步与数据B相乘后输出；

扩频信号序列模块，接收来自所述第二乘法器的数据，将数据保存为R序列。

3、如权利要求2所述的码分多址系统中降低干扰的装置，其特征在于，扩频权值序列W的长度等于扩频码序列C的长度。

4、如权利要求2或3所述的码分多址系统中降低干扰的装置，其特征在于，权值序列生成模块包括：

上层信令模块，接收被干扰信号接收方的反馈信息并输出；

权值序列设置模块，接收来自上层信令模块的数据，对权值序列W进行设置，并输出权值序列。

5、如权利要求2或3所述的码分多址系统中降低干扰的装置，其特征在于，权值序列生成模块包括：

上层信令模块，将序号j输出；

权值序列设置模块，接收来自上层信令模块的序号j；权值序列设置模块中存储有P个权值序列，并依据上层信令模块所配置的序号j，将第j个权值序列作为所使用的权值序列W输出。

6、如权利要求2或3所述的码分多址系统中降低干扰的装置，其特征在于，权值序列生成模块包括：

上层信令模块，输出参数f；

权值序列设置模块，接收来自上层信令模块的参数f，对权值序列W进行设置，并输出权值序列。

7、如权利要求6所述的码分多址系统中降低干扰的装置，其特征在于，W序列的前f个元素设置为1，将其余元素设置为0。

8、如权利要求1所述的码分多址系统中降低干扰的装置，其特征在于，所述加权处理的装置包括：

权值序列生成模块，生成权值序列X，并将X并行输出；

扩频码生成模块，生成用来对接收到的信号进行解扩时的本地码序列C，并将C并行输出；

相应个数的乘法器计算权值序列X和本地码序列C中的各个相应元素之间的乘积后，输出；

加权本地码序列模块，接收来自乘法器的数据，并保存为D序列。

9、如权利要求8所述的码分多址系统中降低干扰的装置，其特征在于，解扩权值序列X的长度等于本地码序列C的长度。

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