CN102224669A - 具有多电平电压输出和谐波滤波器的功率转换器 - Google Patents

Abstract

一种用于将直流电压转换成交流电压以及将交流电压转换成直流电压的装置，该装置包括至少一个相臂，该相臂具有串联在第一直流端子(4)与第一交流端子(6)之间的第一电压源和第一电感器(9)并且具有串联在第一交流端子(6)与第二直流端子(5)之间的第二电感器(10)和第二电压源，其中，每个电压源至少包括串联的第一和第二子模块(15)，每个子模块(15)包括与至少一个电容器并联的至少一个功率电子开关。在该装置中，无源电子滤波器布置在第一电感器和第二电感器以及第一交流端子之间，用于减少环流中的谐波。

Description

具有多电平电压输出和谐波滤波器的功率转换器

技术领域

本发明涉及一种具有多电平电压输出的功率转换器，其被描述为一种用于将直流电压转换成交流电压以及将交流电压转换成直流电压的装置，该装置包括至少一个相臂(phase leg)，该相臂具有串联在第一直流端子与第一交流端子之间的第一电压源和第一电感器并且具有串联在第一交流端子与第二直流端子之间的第二电感器和第二电压源，其中，每个电压源至少包括串联的第一和第二子模块，每个子模块包括与至少一个电容器并联的至少一个功率电子开关。

背景技术

在现有技术中，已知使用多电平转换器来减少电压源转换器的输出中的谐波失真。多电平转换器是输出电压、或者在多相转换器的情况下的电压可以表现为若干离散电平的转换器，如可以在例如DE10103031中参见。

在WO 2008/067785 A1中，公开了根据DE10103031的多电平转换器，该多电平转换器另外包括每个相臂中的至少一个电感器以及用于调节流过相臂的环流(即，在相臂之间闭合但不通过交流端子进入交流网的电流)的调节装置。

如果控制环流，则如WO 2008/067785 A1中所述，转换器的功率电子开关的额定电压必须允许以期望的方式调节环流所需的额外电压。

发明内容

因此，本发明的目的在于提出一种允许以期望方式调节环流的功率转换器，其中，尽可能小地影响功率半导体开关的所需额定电压。

该目的通过根据权利要求1的装置来实现。

如上所述用于将直流电压转换成交流电压以及将交流电压转换成直流电压的装置根据本发明包括：布置在第一电感器和第二电感器以及第一交流端子之间的无源电子滤波器。调整无源电子滤波器以减少环流中的谐波。

本发明基于对如下事实的认识：最佳调节环流的期望方式是减少环流中特定频率处出现的谐波，而不是一般地减小环流。发明人意识到，在转换器的功率电子开关中的每次切换情况下，在环流中出现谐波，从而导致损耗增大。作为最坏的情况，环流中具有明显高幅度的一些谐波甚至可能导致系统不稳定。如WO 2008/067785 A1中所描述的，引入另外的电感器有助于获得转换器电路的一般电流限制，但同样没有避免明显的谐波。

通过引入减少或者在最好的情况下完全阻隔具有最高幅度的谐波的无源电子滤波器，避免了控制功率半导体开关的控制单元发现并考虑环流的最能引起干扰的分量，使得由此可以减少对功率半导体开关的额定电压的要求。

密切观察环流中的谐波揭示了如下：一个相臂中的两个相模块支路的子模块上的电压波纹的总和在其频谱方面表现为交流电压的两倍基频处的主要分量。该主要频率分量产生环流中的也是两倍基频的寄生谐波分量。除非以某种方式限制该分量，否则将导致损耗增大；甚至可能导致系统稳定性的损失。

因此，根据本发明的优选实施例，选择电子滤波器的参数，以使得减少交流电压的两倍基频处的谐波，由此特别减少环流的主要干扰分量。

附图说明

根据以下结合附图的详细描述，本发明的其它特征和优点对于本领域的技术人员而言将变得更加明显，在附图中：

图1示出了本领域已知的转换器拓扑，

图2示出了本领域已知的图1的转换器的相臂中的电压源的设置，

图3示出了图1和图2的转换器中的子模块的两个不同实施例，

图4示出了根据本发明的一个实施例的具有电子滤波器的转换器的一个相臂，

图5示出了具有适当的参数设置的、图4的实施例的环流的导纳(admittance)的模，以及

图6示出了根据本发明的另一实施例的具有电子滤波器的转换器的一个相臂，

图7示出了具有根据图4的电子滤波器和附加电阻器的转换器的一个相臂。

具体实施方式

取决于交流电压具有多少个相，根据本发明的用于将直流电压转换成交流电压以及将交流电压转换成直流电压的装置可以包含单个相臂或多个相臂。图1示出了本领域中已知的三相转换器。图1的装置的三个相臂1、2和3均包括串联的两个所谓的臂：连接至处于正电压电平的第一直流端子4的正极上臂、以及连接至处于零或负电压电平的第二直流端子5的负极下臂。每个正极臂均分别包括串联的上部电压源Uvpi和第一电感器9、11或13，并且每个负极臂分别包括第二电感器10、12或14和下部电压源Uvni，其中，i代表对应相臂的号码。每个相臂的第一电感器与第二电感器之间的中点或连接点均分别连接至交流端子6、7或8。全部相臂彼此并联并且连接至两个直流端子4和5。通过随时间适当地控制相臂的电压源，进行交流到直流的转换。

如图2所示，每个电压源由子模块15的串联串组成，其中，至少两个子模块15包括在一个这种串中。

从图3中，可以看到本领域已知的子模块15的两个不同实施例15a和15b。在每个电压源内子模块的任何组合是可能的。子模块具有换流单元(commutation cell)的形式，每个单元均包括两个电子管(valve)和保持直流电压的大直流电容器。主要电子管配备有具有关断能力的功率电子开关16和与该开关反并联的续流二极管。取决于两个功率电子开关16中的哪一个导通，对应子模块可以表现为两个切换状态之一，其中，在状态一下为零电压或者在状态二下电容器电压被施加至输出。

根据本发明的实施例，根据图1至图3的转换器另外在每个相臂中配备有无源电子滤波器，如图4针对相臂1所描绘的。第一电容器20布置为与第一电感器9和第二电感器10串联，第三电感器18布置在第一电感器9与第一交流端子6之间，并且第四电感器19布置在第二电感器10与第一交流端子6之间。

图4中的符号具有以下含义：

u_vp/n 分别在正极臂或负极臂中的电压源的电压；

i_vp/n 正极/负极臂中的电流；

i_v 交流端子处的输出电流；

u_f 交流端子处的电压(交流电压)；

u_p 第一电容器两端的电压；

i_p 经过第一电容器的电流；

L_h第一电感器和第二电感器的电感；

L_v第三电感器和第四电感器的电感；

C_p 第一电容器的电容；

r每个电感器的内部电阻(图中未示出)。

以下，描述了如何选择电子滤波器的参数，以减少所示的相1中的环流的最能引起干扰的谐波。

针对环流i_c＝(i_vp+i_vn)/2的控制方程可以通过将基尔霍夫电压定律应用于从u_vp到u_vn的直接通路而获得，给出

$u_{\mathrm{vp}}-L_h\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{vp}}}{\mathrm{dt}}-{\mathrm{ri}}_{\mathrm{vp}}-u_p-L_h\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{vn}}}{\mathrm{dt}}-{\mathrm{ri}}_{\mathrm{vn}}=u_{\mathrm{vn}}.---\left(1\right)$

引入差分电压u_vc＝(u_vp-u_vn)/2使得方程(1)简化为

$L_h\frac{{\mathrm{di}}_c}{\mathrm{dt}}=u_{\mathrm{vc}}-{\mathrm{ri}}_c-\frac{1}{2}{u}_p.---\left(2\right)$

可见u_vc是环流的驱动电压。该电压是可控的，即，可以使其遵照参考

但其还包含附加项Δu_vc：

$u_{\mathrm{vc}}=u_{\mathrm{vc}}^{\mathrm{ref}}+{\mathrm{\Δu}}_{\mathrm{vc}}.---\left(3\right)$

取围绕由C_p和两个L_v组成的电路的环得到：

$u_p=L_v\frac{d(i_{\mathrm{vp}}-i_p)}{\mathrm{dt}}+r(i_{\mathrm{vp}}-i_p)+L_v\frac{d(i_{\mathrm{vn}}-i_p)}{\mathrm{dt}}+r(i_{\mathrm{vn}}-i_p)\⇒---\left(4\right)$

$L_v\frac{{\mathrm{di}}_p}{\mathrm{dt}}=L_v\frac{{\mathrm{di}}_c}{\mathrm{dt}}+r(i_c-i_p)-\frac{1}{2}{u}_{p.}$

可以将方程(2)和(4)与关系式C_pdu_p/dt＝i_p组合，以形成三阶状态空间系统：

$\frac{{\mathrm{di}}_c}{\mathrm{dt}}=-\frac{r}{L_h}{i}_c-\frac{1}{2L_h}{u}_p+\frac{1}{L_h}{u}_{\mathrm{vc}}$

$\frac{{\mathrm{di}}_p}{\mathrm{dt}}=r(\frac{1}{L_h}-\frac{1}{L_v})i_c-\frac{r}{L_v}{i}_p-\frac{1}{2}(\frac{1}{L_v}+\frac{1}{L_h})u_p+\frac{1}{L_h}{u}_{\mathrm{vc}}---\left(5\right)$

$\frac{{\mathrm{du}}_p}{\mathrm{dt}}=\frac{1}{C_p}{i}_p.$

根据方程(5)的系统的频率依赖特性的分析表明，附加项Δu_vc由以下三种谐波分量组成：

1)交流电压的两倍基频处的第一分量，其幅度一般为额定交流电压的百分之几；

2)四倍基频处的第二分量，其幅度为1)的几分之一；

3)包括切换谐波的第三分量。

由于第一分量具有在三个分量中的最大幅度，因此，该分量会产生环流中具有最高峰值的谐波。相应地，为了减少由于这些峰值导致的损耗，期望减少第一分量。

利用根据图4的电子滤波器，阻隔分量1)变得可能。基于根据方程(5)的系统，计算电子滤波器的参数，用于阻隔两倍基频。

如果电容C_p被设置为

$C_p=\frac{1}{8{\mathrm{\ω}}_B^2{L}_v}---\left(6\right)$

其中，ω_B是基础(基本)角频率，并联电路C_p‖2L_v被调谐至角频率2ω_B。

根据方程(5)的系统的谐振频率(即，(5)的复共轭极对的虚部)接着变为

${\mathrm{\ω}}_0=\sqrt{\frac{1}{2C_p}(\frac{1}{L_v}+\frac{1}{L_h})}=\left\{\left(6\right)\right\}=2{\mathrm{\ω}}_B\sqrt{1+\frac{L_v}{L_h}}.---\left(7\right)$

必须选择第三电感器和第四电感器的电感L_v，以使得ω₀＜4ω_B，以便防止第二谐波分量和第三谐波分量的放大。这意味着，应该在相同区域内选择第一电感器和第二电感器的电感L_h以及第三电感器和第四电感器的电感L_v，可能地为L_h＝L_v。

根据图4的电子滤波器的阻隔能力以下借助于示例示出。假设对于具有基频

的转换器，期望每臂的总电感为L_v+L_h＝50mH。对于大小等同的电感器，这导致L_v＝L_h＝25mH。方程(6)得出C_p＝50.66μF。还假定每个电感器的内部电阻r＝50mΩ，其是实际值。图5中示出所得到的环流的导纳Y_c(s)的模，即，由方程(5)得到的从Δu_vc到i_c的转移函数。可以注意到以下各点：

●如所期望的，阻隔两倍基频(即100Hz)，从而去除第一谐波分量。

●即使在稍小于三倍基频(在该示例中，在约130Hz与170Hz之间)处的谐振峰值相当高，从200Hz(即，四倍基频)以及以上起的频率范围具有足够的阻尼。因此，第二谐波分量和第三谐波分量令人满意地衰减。

在本发明的可替选实施例中，电子滤波器可包括两个子滤波器，每个子滤波器均位于相臂的两个臂之一中，如图6所示。

这里，构成第一子滤波器的第一电容器20和第三电感器18彼此并联布置，并且布置在第一电感器9与第一交流端子6之间。构成第二子滤波器的第二电容器21和第四电感器19彼此并联布置，并且布置在第二电感器10与第一交流端子6之间。第一电容器和第二电容器的电容C_p2被设置为根据图4的实施例中的第一电容器的电容C_p的两倍，即，C_p2＝2·C_p。

与根据图4的实施例相比，图6中的系统的总安装电容是根据图4的系统的总安装电容的四倍，即，4C_p，而不是C_p，其中，C_p由方程(6)给出。另一方面，图6中的每个电容两端的电压仅是图4中的该电压的一半。

对于导纳，可以理解，从u_vp到u_vn看出，图6中的电路与图4的电路相同。相应地，对于环流而言产生相同导纳Y_c(s)，如根据方程(5)获得的那样。由于两个臂中的子滤波器相同并且电路相对于两个臂是对称的，因此，除了由失调引起初始瞬变的可能性之外，在两个子滤波器中流动的电流具有相同值，即，i_pp＝i_pn。

如根据图5的示例所示，包括至少一个电容器和至少一个电感器的无源电子滤波器(其中，电感器自然具有内部电阻)足以阻隔电路电流的最能引起干扰的谐波分量，同时实现对于其它频率范围合理的阻尼。如果另外期望其它频率范围中的阻尼，尤其是为了减少电子滤波器所引起的谐波，则电阻器21可以与第一电容器20并联布置，如图7所示。需要将电阻器21的电阻选择为相当高，以避免不必要的损耗。

替选地，可以控制第一电压源和第二电压源的电压以使得减少由电子滤波器引起的谐波的这种方式调整如下控制单元：该控制单元在任何情况下都将存在于根据本发明的转换器中，以控制每个相臂中的电压源的输出电压，从而执行交流/直流转换。

在图5的示例中，由电子滤波器引起的最能引起干扰的谐波是约三倍基频(即，刚好在150Hz以下)处的谐波。这些可以通过引入上述电阻器或者通过相应地控制电压源来减少。

Claims (11)

1.一种用于将直流电压转换成交流电压以及将交流电压转换成直流电压的装置，所述装置包括至少一个相臂(1)，所述相臂(1)具有串联在第一直流端子(4)与第一交流端子(6)之间的第一(Uvp1)电压源和第一电感器(9)并且具有串联在所述第一交流端子(6)与第二直流端子(5)之间的第二电感器(10)和第二(Uvn1)电压源，其中，每个所述电压源至少包括串联的第一和第二子模块(15)，每个子模块(15)包括与至少一个电容器(17)并联的至少一个功率电子开关(16)，其特征在于，

无源电子滤波器布置在所述第一电感器和所述第二电感器以及所述第一交流端子之间，用于减少环流中的谐波。

2.根据权利要求1所述的装置，其中，选择所述电子滤波器的参数，使得减少所述交流电压的两倍基频处的谐波。

3.根据权利要求2所述的装置，其中，所述电子滤波器至少包括第一电容器(20)和第三电感器(18)。

4.根据权利要求3所述的装置，其中，所述第一电容器(20)与所述第一电感器(9)和所述第二电感器(10)串联布置，所述第三电感器(18)布置在所述第一电感器(9)与所述第一交流端子(6)之间，并且第四电感器(19)布置在所述第二电感器(10)与所述第一交流端子(6)之间。

5.根据权利要求3所述的装置，其中，所述第一电容器(20)和所述第三电感器(18)彼此并联布置并且布置在所述第一电感器(9)与所述第一交流端子(6)之间，并且其中，第二电容器(21)和第四电感器(19)彼此并联布置并且布置在所述第二电感器(10)与所述第一交流端子(6)之间。

6.根据权利要求4或5所述的装置，其中，所述第一电感器和所述第二电感器的电感(Lh)具有相同值，并且其中，所述第三电感器和所述第四电感器的电感(Lv)被设置为具有与所述第一电感器和所述第二电感器的电感(Lh)大约相同的值。

7.根据权利要求4和6所述的装置，其中，所述第一电容器的电容(C_p)被设置为具有以下值：

其中，ω_B是所述交流电压的基频。

8.根据权利要求5和6所述的装置，其中，所述第一电容器的电容(C_p2)被设置为具有以下值：

其中，ω_B是所述交流电压的基频。

9.根据权利要求3至8中的任一项所述的装置，其中，至少第一电阻器被布置为与所述第一电容器(20)并联，选择所述第一电阻器的电阻以使得减少由所述电子滤波器引起的谐波。

10.根据权利要求3至8中的任一项所述的装置，包括控制单元，所述控制单元用于控制所述第一电压源和所述第二电压源的电压，以使得减少由所述电子滤波器引起的谐波。

11.根据权利要求9或10所述的装置，其中，减少所述交流电压的约三倍基频处的谐波。

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