CN111327219B - 一种用于抑制模块化多电平变换器环流的无源一致性控制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种用于抑制模块化多电平变换器环流的无源一致性控制方法，包括以下步骤，对每相上、下桥臂电流进行检测，建立三相内部不平衡电流方程；根据MMC三相内部不平衡电流方程得到dq旋转坐标系下的环流动态方程，得到MMC环流PCHD模型；构建基于PCHD模型的MMC环流抑制无源一致性控制器；将环流的二倍频实际值与参考值输入MMC环流抑制无源一致性控制器，以输出环流电压补偿量；对环流电压补偿量进行载波移相调制，以生成调制波，通过调制波控制MMC各相桥臂子模块中开关管的工作状态，实现环流抑制的目的，本发明采用无源控制理论，并通过期望能量函数整形，使能量函数在期望平衡点取得最小值，确保了控制的渐进稳定。
Description
技术领域
本发明涉及模块化多电平变换器控制领域，尤其是一种用于抑制模块化多电平变换器环流的无源一致性控制方法。
背景技术
目前，模块化多电平变换器(Modular multilevel converter，MMC)被广泛应用于分布式电源的并网系统，MMC的数学模型简单，通过控制MMC各子模块中开关管的导通与关断，便能实现输出电压的切换，但由于MMC中包含多个子模块，伴随各个子模块的切入切出，使得子模块中电容电压难以达到完全均衡，引起桥臂之间电压不均衡，进而形成环流。
为抑制MMC运行过程中产生的环流，传统矢量控制方法没有从能量角度出发，无法针对MMC的非线性本质进行有效控制，一旦存在不确定性扰动，将使得传统矢量控制面临抗扰性和鲁棒性的挑战；现有的非线性控制方法虽然在一定程度上解决了非线性控制的问题，但在能量优化方面存在不足，系统的能量损耗过大，且其暂态性能较差，调节时间过长，动态响应速度慢。
发明内容
本部分的目的在于概述本发明的实施例的一些方面以及简要介绍一些较佳实施例，在本部分以及本申请的说明书摘要和发明名称中可能会做些简化或省略以避免使本部分、说明书摘要和发明名称的目的模糊，而这种简化或省略不能用于限制本发明的范围。
鉴于上述和/或现有技术中所存在的问题，提出了本发明。
因此，本发明所要解决的技术问题是现有的非线性控制方法虽然在一定程度上解决了非线性控制的问题，但在能量优化方面存在不足，系统的能量损耗过大，且其暂态性能较差，调节时间过长，动态响应速度慢的问题。
为解决上述技术问题，本发明提供如下技术方案：一种用于抑制模块化多电平变换器环流的无源一致性控制方法，包括以下步骤，
S1、利用检测仪器检测MMC每相上、下桥臂电流ipj，inj，计算三相内部不平衡电流；
S2、MMC三相内部不平衡电流方程，并基于正定二次型能量函数，得到 MMC环流PCHD模型；
S3、设计无源性控制和一致性控制目标，构建基于PCHD模型的MMC环流抑制无源一致性控制器；
S4、将环流的二倍频实际值与参考值输入MMC环流抑制无源一致性控制器，以输出环流电压补偿量；
S5、对环流电压补偿量进行载波移相调制，以生成调制波，通过调制波控制MMC各相桥臂子模块中开关管的工作状态，实现环流抑制的目的。
作为本发明所述用于抑制模块化多电平变换器环流的无源一致性控制方法的一种优选方案，其中：所述步骤S2具体包括以下步骤，
S21、对MMC三相内部不平衡电流方程进行abc-dq坐标变换，得到dq旋转坐标系下的环流动态方程；
S22、分别选取选取Lmicird、Lmicirq为状态变量，ucird、ucirq为输入变量，icird、icirq为输出变量，并基于正定二次型能量函数，对环流动态方程进行等效变换，得到MMC环流的PCHD模型。
作为本发明所述用于抑制模块化多电平变换器环流的无源一致性控制方法的一种优选方案，其中：所述步骤S21中三相内部不平衡电流方程具体为
环流动态方程具体为：
其中，ω0为基波角频率，Lm为桥臂电感，Rm为桥臂电阻，idiffj为三相内部不平衡电流，udiffj为三相内部不平衡电压，icird和icirq分别为三相环流二倍频的d 轴分量实际值和q轴分量实际值，ucird和ucirq分别为三相环流电压的d轴补偿量和q轴补偿量，d为微分算子，t为时间。
作为本发明所述用于抑制模块化多电平变换器环流的无源一致性控制方法的一种优选方案，其中：所述步骤S22中状态变量、输入和输出变量具体为，
其中，x为状态变量，u为输入变量，y为输出变量，x1和x2分别为状态变量的d轴分量和q轴分量，u1和u2分别为输入变量的d轴分量和q轴分量，y1和y2分别为输出变量的d轴分量和q轴分量。
作为本发明所述用于抑制模块化多电平变换器环流的无源一致性控制方法的一种优选方案，其中：所述步骤S22中正定二次型能量函数具体为：
其中，H(x)为MMC环流非线性系统中原存储的能量。
作为本发明所述用于抑制模块化多电平变换器环流的无源一致性控制方法的一种优选方案，其中：所述步骤S22中MMC环流的PCHD模型具体为：
其中，
为状态变量对时间的微分，J(x)为互联矩阵，R(x)为阻尼矩阵，g(x) 为端口矩阵。
作为本发明所述用于抑制模块化多电平变换器环流的无源一致性控制方法的一种优选方案，其中：所述步骤S3具体包括以下步骤，
S31、定义状态变量误差，设置MMC环流闭环控制系统期望能量函数；
S32、结合MMC环流的PCHD模型和期望能量函数，得到MMC环流闭环系统的状态方程；
S33、根据MMC环流闭环系统的状态方程，确定无源控制律的约束条件，设计一致性控制目标，获取基于PCHD模型的MMC环流抑制无源一致性控制律。
作为本发明所述用于抑制模块化多电平变换器环流的无源一致性控制方法的一种优选方案，其中：所述步骤S31中期望能量函数具体为：
α＝1
其中，Hd(x)为期望能量，Ha(x)为通过引入状态反馈控制所注入系统的能量，xe为一致性控制目标，D为电感矩阵，x*为期望平衡点，x1 *和x2 *分别为期望平衡点的d轴分量和q轴分量。
作为本发明所述用于抑制模块化多电平变换器环流的无源一致性控制方法的一种优选方案，其中：所述步骤S32中MMC环流闭环系统的状态方程具体为，
Jd(x)＝J(x)+Ja(x)
Rd(x)＝R(x)+Ra(x)
其中，Jd(x)为系统期望的互联矩阵，Rd(x)为系统期望的阻尼矩阵，Ja(x)和 Ra(x)分别为注入的耗散矩阵和阻尼矩阵。
作为本发明所述用于抑制模块化多电平变换器环流的无源一致性控制方法的一种优选方案，其中：所述步骤S33中无源控制律的约束条件具体为：
选取注入的耗散矩阵为0：
Ja(x)＝0
即有基于PCHD模型的MMC环流抑制无源一致性控制律：
其中，A1＝8ω0Lm-5(Rm+ra1)，A2＝10ω0Lm+4(Rm+ra2)， B1＝-10ω0Lm+4(Rm+ra1)B2＝-8ω0Lm-5(Rm+ra2)，C1＝2ω0Lm，C2＝-2ω0Lm，D1＝D2＝Rm。ucird和ucirq分别为无源控制环流电压的d轴补偿量和q轴补偿量，
和
分别为三相环流二倍频的d轴分量参考值和q轴分量参考值，ra1和ra2均为注入的正阻尼参数，即注入的阻尼矩阵
与现有技术相比，本发明的有益效果：
一、本发明基于PCHD模型进行MMC环流的无源抑制，从物理角度对 MMC非线性环流系统的能量入手，优化了整个控制系统的输入、输出能量，降低了控制过程中的能量损耗。
二、本发明采用无源控制理论，并通过期望能量函数整形，使能量函数在期望平衡点取得最小值，利用PCHD模型的输入输出映射，确保了控制的全局渐进稳定。
三、本发明引入一致性目标，将环流抑制控制转化为跟踪同步问题。一致性目标允许每相环流均包含该相和其他两相的信息。各相环流在抑制后的电流值趋于一致。可以调整控制参数以获得所需的响应速度。MMC环流抑制无源一致性控制器有效改善了控制闭环系统的暂态性能，实现了内外扰动下环流二倍频分量的快速跟踪。基于PCHD模型的MMC环流抑制无源一致性控制律简单，运算复杂度低，具有较高的工程实用价值。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其它的附图。其中：
图1为本发明提供的一种实施例所述的用于抑制模块化多电平变换器环流的无源一致性控制方法的方法流程示意图；
图2为本发明提供的一种实施例所述的用于抑制模块化多电平变换器环流的无源一致性控制方法中三相MMC电路结构及子模块拓扑图；
图3为本发明提供的一种实施例所述的用于抑制模块化多电平变换器环流的无源一致性控制方法中MMC的a相上、下桥臂子模块电容电压波形；
图4为本发明提供的一种实施例所述的用于抑制模块化多电平变换器环流的无源一致性控制方法中MMC的a相上、下桥臂电流波形；
图5为本发明提供的一种实施例所述的用于抑制模块化多电平变换器环流的无源一致性控制方法中MMC的三相相间环流波形；
图6为本发明提供的一种实施例所述的用于抑制模块化多电平变换器环流的无源一致性控制方法与传统矢量方法中MMC的a相环流波形对比。
具体实施方式
为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合说明书附图对本发明的具体实施方式做详细的说明。
在下面的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本发明，但是本发明还可以采用其他不同于在此描述的其它方式来实施，本领域技术人员可以在不违背本发明内涵的情况下做类似推广，因此本发明不受下面公开的具体实施例的限制。
其次，本发明结合示意图进行详细描述，在详述本发明实施例时，为便于说明，表示器件结构的剖面图会不依一般比例作局部放大，而且所述示意图只是示例，其在此不应限制本发明保护的范围。此外，在实际制作中应包含长度、宽度及深度的三维空间尺寸。
再其次，此处所称的“一个实施例”或“实施例”是指可包含于本发明至少一个实现方式中的特定特征、结构或特性。在本说明书中不同地方出现的“在一个实施例中”并非均指同一个实施例，也不是单独的或选择性的与其他实施例互相排斥的实施例。
实施例1
参照图1和图2，本实施例提供了一种用于抑制模块化多电平变换器(modularmultilevelconverter，MMC)环流的无源一致性控制方法，包括以下步骤：
S1、对每相上、下桥臂电流ipj，inj进行采样，其中j＝a,b,c，表示a,b,c三相；p，n分别表示上、下桥臂。采用公式
计算三相内部不平衡电流。其中
为内部不平衡电流的直流分量，icirj为内部不平衡电流的交流分量，即环流分量。根据MMC三相内部不平衡电流方程得到dq旋转坐标系下的环流动态方程。
S2、根据MMC三相内部不平衡电流方程得到dq旋转坐标系下的环流动态方程，并基于正定二次型能量函数，得到MMC环流的基于端口受控耗散哈密顿系统(port-controlledHamiltonian with dissipation，PCHD)模型；
S3、采用无源控制，引入一致性目标，构建基于PCHD模型的MMC环流抑制无源一致性控制器；
S4、将环流的二倍频实际值与参考值输入MMC环流抑制无源一致性控制器，以输出环流电压补偿量；
S5、对环流电压补偿量进行载波移相调制，以生成调制波，通过调制波控制MMC子模块中开关管的导通与关断，实现环流抑制的目的。
其中，步骤S2具体包括以下过程：
S21、对MMC三相内部不平衡电流方程进行abc-dq坐标变换，得到dq旋转坐标系下的环流动态方程；
S22、分别选取Lmicird、Lmicirq为状态变量，ucird、ucirq为输入变量，icird、icirq为输出变量，并基于正定二次型能量函数，对环流动态方程进行等效变换，得到 MMC环流的PCHD模型
根据图2所示模块化多电平变换器的单相等效电路图，可得步骤S21中三相内部不平衡电流方程具体为：
对MMC三相内部不平衡电流方程进行abc-dq坐标变换，得到dq旋转坐标系下环流动态方程：
其中，ω0为基波角频率，Lm为桥臂电感，Rm为桥臂电阻，idiffj为三相内部不平衡电流，udiffj为三相内部不平衡电压，icird和icirq分别为三相环流二倍频的d 轴分量实际值和q轴分量实际值，ucird和ucirq分别为三相环流电压的d轴补偿量和q轴补偿量，d为微分算子，t为时间；
选取状态变量x、输入变量u、输出变量y为：
其中，x为状态变量，u为输入变量，y为输出变量，x1和x2分别为状态变量的d轴分量和q轴分量，u1和u2分别为输入变量的d轴分量和q轴分量， y1和y2分别为输出变量的d轴分量和q轴分量；
设计正定二次型能量函数：
对dq旋转坐标系下环流动态方程式(2)进行等效变换，得到MMC环流 PCHD模型：
式中，为
互联矩阵，
为阻尼矩阵，为
端口矩阵；H&(x)
由式(4)和式(5)可得耗散不等式：
式(6)左边是整个MMC环流系统的增量，右边是外部供给能量，映射u→x 为输出严格无源的，系统满足无源性条件；
根据系统控制性能目标，设置MMC环流系统的期望平衡点为：
定义状态变量误差
设置MMC环流闭环控制系统期望能量函数：
式中，
H(x)为MMC环流非线性系统中原存储的能量， Ha(x)为通过引入状态反馈控制所注入系统的能量；
H(x)、Hd(x)对x的导数分别为
由式(5)、式(8)，可得MMC环流闭环系统的状态方程为：
式中，Jd(x)＝J(x)+Ja(x)为系统期望的互联矩阵，Rd(x)＝R(x)+Ra(x)为系统期望的阻尼矩阵，Ja(x)、Ra(x)分别为注入的耗散矩阵和阻尼矩阵；
联立式(4)、式(10)可得状态反馈控制律满足如式(11)所示的偏微分方程
期望的互联矩阵和阻尼矩阵需分别满足式(12)和(13)：
选取Ja(x)＝0，
使得控制律简易可行且系统收敛速率可控，
联立式(9)、式(11)可得
由式(14)可得PCHD模型下MMC环流抑制无源一致性控制律为：
式中，A1＝8ω0Lm-5(Rm+ra1)，A2＝10ω0Lm+4(Rm+ra2)， B1＝-10ω0Lm+4(Rm+ra1)B2＝-8ω0Lm-5(Rm+ra2)，C1＝2ω0Lm，C2＝-2ω0Lm，D1＝D2＝Rm，ucird和ucirq分别为无源控制环流电压的d轴补偿量和q轴补偿量，
和
分别为三相环流二倍频的d轴分量参考值和q轴分量参考值，ra1和ra2均为注入的正阻尼参数；
将输出的环流电压补偿量(ucird、ucirq)输入载波移相调制模块，以生成调制波对应地发送给MMC各相桥臂的子模块，进而控制MMC各相桥臂子模块中开关管的工作状态，实现对MMC各相环流的抑制。
实施例2
参照图3～6，在MATLAB/Simulink中搭建模块化多电平变换器及环流抑制的仿真模型，对本发明环流抑制的有效性进行验证，本实施例的仿真参数如表1所示。
表1仿真参数
在MMC系统稳态运行下，采用基于PCHD模型的环流抑制无源一致性控制方法进行仿真测试：设置仿真时间为0.5s，在t＝0.4s时启动环流抑制无源一致性控制，仿真结果如图3～6所示。
由图3分析可知，二倍频负序分量的抑制使得直流电容量和子模块电容电压波动明显减小；
由图4分析可知，未采用环流抑制时，由于存在二倍频负序环流分量导致 a相上桥臂电流存在畸变；t＝0.4s后，实施环流抑制无源一致性控制，MMC桥臂电流主要为直流分量和基频分量，接近于理想正弦波，波形质量得到改善；
由图5分析可知，t＝0.4s前三相环流波形具有明显的二倍频特性，启动环流抑制无源一致性控制后，三相环流均在直流分量处波动，一致性目标的引入使得抑制后环流电流波形趋于一致，与理论分析结果一致。采用无源一致性环流抑制策略，二倍频环流分量得到有效抑制，环流抑制效果明显；
现有MMC环流矢量控制方法只能在平衡点附近确保局部稳定性，当MMC 系统受外部扰动或内部参数摄动偏离平衡点时，矢量控制器就难以实现理想的控制效果。
由图6分析可知，与传统矢量环流抑制方法相比，所提无源一致性环流抑制方法下a相环流波形响应速度更快，且环流抑制效果更优。
重要的是，应注意，在多个不同示例性实施方案中示出的本申请的构造和布置仅是例示性的。尽管在此公开内容中仅详细描述了几个实施方案，但参阅此公开内容的人员应容易理解，在实质上不偏离该申请中所描述的主题的新颖教导和优点的前提下，许多改型是可能的(例如，各种元件的尺寸、尺度、结构、形状和比例、以及参数值(例如，温度、压力等)、安装布置、材料的使用、颜色、定向的变化等)。例如，示出为整体成形的元件可以由多个部分或元件构成，元件的位置可被倒置或以其它方式改变，并且分立元件的性质或数目或位置可被更改或改变。因此，所有这样的改型旨在被包含在本发明的范围内。可以根据替代的实施方案改变或重新排序任何过程或方法步骤的次序或顺序。在权利要求中，任何“装置加功能”的条款都旨在覆盖在本文中所描述的执行所述功能的结构，且不仅是结构等同而且还是等同结构。在不背离本发明的范围的前提下，可以在示例性实施方案的设计、运行状况和布置中做出其他替换、改型、改变和省略。因此，本发明不限制于特定的实施方案，而是扩展至仍落在所附的权利要求书的范围内的多种改型。
此外，为了提供示例性实施方案的简练描述，可以不描述实际实施方案的所有特征(即，与当前考虑的执行本发明的最佳模式不相关的那些特征，或于实现本发明不相关的那些特征)。
应理解的是，在任何实际实施方式的开发过程中，如在任何工程或设计项目中，可做出大量的具体实施方式决定。这样的开发努力可能是复杂的且耗时的，但对于那些得益于此公开内容的普通技术人员来说，不需要过多实验，所述开发努力将是一个设计、制造和生产的常规工作。
应说明的是，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非限制，尽管参照较佳实施例对本发明进行了详细说明，本领域的普通技术人员应当理解，可以对本发明的技术方案进行修改或者等同替换，而不脱离本发明技术方案的精神和范围，其均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。
Claims (3)
1.一种用于抑制模块化多电平变换器环流的无源一致性控制方法，其特征在于：包括以下步骤，
利用测量仪器检测MMC每相的上、下桥臂电流，计算MMC三相内部不平衡电流；
根据MMC三相内部不平衡电流方程，并基于正定二次型能量函数，得到MMC环流的基于端口受控耗散哈密顿系统模型；
设计无源性控制和一致性控制目标，构建基于PCHD模型的MMC环流抑制无源一致性控制器；
将环流的二倍频实际值与参考值输入MMC环流抑制无源一致性控制器，以输出环流电压补偿量；
对环流电压补偿量进行载波移相调制，以生成调制波，通过调制波控制MMC各相桥臂子模块中开关管的工作状态，实现环流抑制的目的；
所述MMC环流的基于端口受控耗散哈密顿系统模型的获取过程具体为：
对MMC三相内部不平衡电流方程进行abc-dq坐标变换，得到dq旋转坐标系下的环流动态方程；
分别选取Lmicird、Lmicirq为状态变量，ucird、ucirq为输入变量，icird、icirq为输出变量，并基于正定二次型能量函数，对环流动态方程进行等效变换，得到MMC环流的PCHD模型；
所述三相内部不平衡电流方程具体为：
环流动态方程具体为：
其中，ω0为基波角频率，Lm为桥臂电感，Rm为桥臂电阻，idiffj为三相内部不平衡电流，udiffj为三相内部不平衡电压，icird和icirq分别为三相环流二倍频的d轴分量实际值和q轴分量实际值，ucird和ucirq分别为三相环流电压的d轴补偿量和q轴补偿量，d为微分算子，t为时间；
所述状态变量、输入和输出变量具体为，
其中，x为状态变量，u为输入变量，y为输出变量，x1和x2分别为状态变量的d轴分量和q轴分量，u1和u2分别为输入变量的d轴分量和q轴分量，y1和y2分别为输出变量的d轴分量和q轴分量；
所述正定二次型能量函数具体为：
其中，H(x)为MMC环流非线性系统中原存储的能量；
所述MMC环流的PCHD模型具体为：
其中，
为状态变量对时间的微分，J(x)为互联矩阵，R(x)为阻尼矩阵，g(x)为端口矩阵；
所述构建基于PCHD模型的MMC环流抑制无源一致性控制器具体包括以下步骤，
定义状态变量误差，设置MMC环流闭环控制系统期望能量函数；
结合MMC环流的PCHD模型和期望能量函数，得到MMC环流闭环系统的状态方程；
根据MMC环流闭环系统的状态方程，确定无源控制律的约束条件，设计一致性控制目标，获取基于PCHD模型的MMC环流抑制无源一致性控制律；
所述步骤中期望能量函数具体为：
α＝1
其中，Hd(x)为期望能量，Ha(x)为通过引入状态反馈控制所注入系统的能量，xe为一致性控制目标，D为电感矩阵，x*为期望平衡点，
和
分别为期望平衡点的d轴分量和q轴分量，
即
为期望量和实际量的差值，
为三相环流二倍频的d轴分量期望值，
为三相环流二倍频的q轴分量期望值，xi(i＝1,2)为状态变量，
为期望平衡点的d轴分量和q轴分量。
2.根据权利要求1所述的用于抑制模块化多电平变换器环流的无源一致性控制方法，其特征在于：所述MMC环流闭环系统的状态方程具体为，
Jd(x)＝J(x)+Ja(x)
Rd(x)＝R(x)+Ra(x)
其中，Jd(x)为系统期望的互联矩阵，Rd(x)为系统期望的阻尼矩阵，Ja(x)和Ra(x)分别为注入的耗散矩阵和阻尼矩阵。
3.根据权利要求2所述的用于抑制模块化多电平变换器环流的无源一致性控制方法，其特征在于：所述无源控制律的约束条件具体为：
选取注入的耗散矩阵为0：
Ja(x)＝0
即有基于PCHD模型的MMC环流抑制无源一致性控制律：
其中，A1＝8ω0Lm-5(Rm+ra1)，A2＝10ω0Lm+4(Rm+ra2)，B1＝-10ω0Lm+4(Rm+ra1)，B2＝-8ω0Lm-5(Rm+ra2)，C1＝2ω0Lm，C2＝-2ω0Lm，D1＝D2＝Rm，ucird和ucirq分别为无源控制环流电压的d轴补偿量和q轴补偿量，
和
分别为三相环流二倍频的d轴分量参考值和q轴分量参考值，ra1和ra2均为注入的正阻尼参数，即注入的阻尼矩阵
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