CN102185823B - 一种组合降低峰均比和误比特率的子载波预留方法 - Google Patents

一种组合降低峰均比和误比特率的子载波预留方法 Download PDF

Info

Publication number
CN102185823B
CN102185823B CN201110148303.4A CN201110148303A CN102185823B CN 102185823 B CN102185823 B CN 102185823B CN 201110148303 A CN201110148303 A CN 201110148303A CN 102185823 B CN102185823 B CN 102185823B
Authority
CN
China
Prior art keywords
sequence
point
time domain
user
peak
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
CN201110148303.4A
Other languages
English (en)
Other versions
CN102185823A (zh
Inventor
李占亚
张文逸
陈晓辉
王卫东
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
University of Science and Technology of China USTC
Original Assignee
University of Science and Technology of China USTC
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by University of Science and Technology of China USTC filed Critical University of Science and Technology of China USTC
Priority to CN201110148303.4A priority Critical patent/CN102185823B/zh
Publication of CN102185823A publication Critical patent/CN102185823A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN102185823B publication Critical patent/CN102185823B/zh
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Abstract

本发明公开了一种组合降低峰均比和误比特率的子载波预留方法，特征是在发射机中用闭合数学表达式给出最优剪波门限并用线性运算降低峰均比，从而通过线性映射函数操作剪波噪声序列即可生成低峰均比发送序列，并给出生成剪波噪声序列时需要的最优剪波门限的简单表达式；在接收机中引入了峰值降低子载波序列辅助的非线性失真抵消方法以降低系统误比特率。本发明克服了以往方法需要复杂的非线性运算生成低峰均比发送序列，复杂的软件仿真生成最优剪波门限和非线性失真而造成误比特率高的缺点，只通过线性运算即可降低峰均比，同时显著降低系统的误比特率，使计算复杂度大大降低，并改善了系统性能。

Description

一种组合降低峰均比和误比特率的子载波预留方法
技术领域
本发明属于移动通信中的正交频分复用技术领域，特别涉及降低峰均比和缓解非线性失真以降低系统误比特率的联合技术。
背景技术
正交频分复用技术是目前移动通信领域广泛使用的技术。其中发射机如何降低峰均比和接收机如何缓解因为高功率放大器造成的非线性失真以提高系统误比特率性能是正交频分复用技术的热点和重点之一。
据《国际电子与电气工程师协会无线通信杂志》（IEEE Transactions on WirelessCommunications，vol.8，Issue.5，2009，Page(s):2417-2423）介绍，通过约束非线性优化设计的峰值抵消时域序列可以达到最好的峰均比降低性能，但因其计算复杂度太高，在实际系统中难以实现。据《国际电子与电气工程师协会第65届车辆通信技术春季年会》（IEEE65th Vehicular Technology Conference，Spring，22 April-25April2007，Page(s):2195-2199）介绍，峰值抵消时域序列可以由剪波噪声序列生成，然后可以达到降低峰均比的目的，虽然该方法从理论上讲是次优的，但它具有计算复杂度相对低，增益显著的特点。据《国际电子与电气工程师协会广播杂志》（IEEETransactions on Broadcasting，vol.49，Issue.3，2003Page(s):258-268）介绍，峰值抵消时域序列经过适当缩放还可以达到更好的峰均比降低性能，并且缩放因子可由灵巧梯度算法给出。但是生成剪波噪声序列时需要的最优剪波门限仍然需要计算量很大的软件仿真来得到，并且在预留子载波的个数有限和高功率放大器的输入回退有限的正交频分复用系统中，在以前所有的子载波预留方法中都没有涉及到系统误比特率性能的改善。
发明内容
本发明的目的是提出一种组合降低峰均比和误比特率的子载波预留方法，以低的计算复杂度达到同时降低峰均比和误比特率的目的。
本发明组合降低峰均比和误比特率的子载波预留方法，设：在具有N个子载波的正交频分复用系统中，有R个子载波预留，其位置标号由保留位置集合
Figure GDA0000379190010000013
表示；其中可以用于携带数据的子载波个数为N-R，其位置标号由用户位置集合
Figure GDA0000379190010000014
表示；用户位置集合
Figure GDA0000379190010000015
和保留位置集合
Figure GDA0000379190010000016
的交集
Figure GDA0000379190010000017
为空集N点逆离散傅立叶变换阵Q的第k行n列元素Q k，n为用户傅立叶变换矩阵Q u是N点逆离散傅立叶变换阵Q的子矩阵，由用户位置集合
Figure GDA00003791900100000236
标识的列和所有行形成，生成的N点用户时域正交频分复用序列
Figure GDA0000379190010000021
等于用户傅立叶变换矩阵Q u左乘用户子载波数据符号序列
Figure GDA0000379190010000022
Figure GDA0000379190010000023
即N点用户时域正交频分复用序列 y → = [ y 0 , y 1 , . . . , y N - 1 ] T = Q ‾ u Y → , 剪波器的剪波门限为A，对生成的N点用户时域正交频分复用序列
Figure GDA0000379190010000025
进行剪波操作，得N点用户时域正交频分复用序列剪波输出
Figure GDA0000379190010000026
它的每一个元素由 y &OverBar; n = y n | y n | < A Ae j &phi; n | y n | &GreaterEqual; A 给出，其中yn和
Figure GDA0000379190010000028
是N点用户时域正交频分复用序列和N点用户时域正交频分复用序列剪波输出的第n个元素，yn的相位为φn，剪波噪声序列
Figure GDA00003791900100000211
Figure GDA00003791900100000212
等于N点用户时域正交频分复用序列减N点用户时域正交频分复用序列剪波输出 y &OverBar; &RightArrow; = [ y &OverBar; 0 , y &OverBar; 1 , . . . , y &OverBar; N - 1 ] T , 即剪波噪声序列 e &RightArrow; = y &RightArrow; - y &OverBar; &RightArrow; , 使用映射函数将剪波噪声序列转换为峰值抵消时域序列，得到最后的低峰均比发送序列
Figure GDA00003791900100000216
其中β为缩放因子，由灵巧梯度算法给出，将低峰均比发送序列
Figure GDA00003791900100000217
通过高功率放大器后得到的输出序列
Figure GDA00003791900100000218
等于低峰均比发送序列
Figure GDA00003791900100000219
加上非线性失真序列
Figure GDA00003791900100000220
将输出序列
Figure GDA00003791900100000221
通过信道后在接收机中接收到的时域序列为
Figure GDA00003791900100000222
其中
Figure GDA00003791900100000223
为独立同分布的高斯白信道噪声；将接收的时域序列左乘共轭N点逆离散傅立叶变换阵Q H，得到接收的频域序列
Figure GDA00003791900100000224
其中用户子载波和保留子载波数据符号序列
Figure GDA00003791900100000225
等于低峰均比发送序列左乘共轭N点逆离散傅立叶变换阵Q H，即
Figure GDA00003791900100000226
频域非线性失真等于非线性失真序列左乘共轭N点逆离散傅立叶变换阵Q H，即
Figure GDA00003791900100000229
频域高斯白信道噪声
Figure GDA00003791900100000230
等于高斯白信道噪声
Figure GDA00003791900100000231
左乘共轭N点逆离散傅立叶变换阵Q H，即频域高斯白信道噪声
Figure GDA00003791900100000232
经过最大似然检测，即用户子载波数据符号序列
Figure GDA00003791900100000233
的第k个元素的估计
Figure GDA00003791900100000234
其中
Figure GDA00003791900100000237
是标准符号映射星座点，k代表一个序列中元素位置的标号，集合是用户子载波位置标号集合，所得到的用户子载波数据符号估计为
Figure GDA00003791900100000235
其特征在于：在发射机中用闭合数学表达式给出最优剪波门限并用线性运算降低峰均比，在接收机中用峰值降低子载波序列辅助的非线性失真抵消方法以降低系统误比特率；剪波噪声序列的映射函数
Figure GDA0000379190010000031
为线性操作，其闭合形式由矩阵乘法
Figure GDA0000379190010000032
给出，其中保留傅立叶变换矩阵Q e是N点逆离散傅立叶变换阵Q的一个子矩阵，由保留位置集合
Figure GDA00003791900100000336
标识的列和所有行形成，
Figure GDA0000379190010000033
是其共轭转置，生成剪波噪声序列时候需要的最优剪波门限
Figure GDA0000379190010000034
其中σ是N点用户时域正交频分复用序列的均方根功率，然后根据映射函数即可生成低峰均比发送序列
Figure GDA0000379190010000035
将低峰均比发送序列
Figure GDA0000379190010000036
通过高功率放大器后得到的输出序列等于低峰均比发送序列
Figure GDA0000379190010000038
加上非线性失真序列
Figure GDA0000379190010000039
然后通过发射天线发射，在接收机中的接收天线上接收到的时域序列
Figure GDA00003791900100000310
为独立同分布的高斯白信道噪声，将该时域序列左乘共轭N点逆离散傅立叶变换阵Q H，得到同时含有高斯白信道噪声
Figure GDA00003791900100000311
和非线性失真
Figure GDA00003791900100000312
的频域序列
Figure GDA00003791900100000313
并对得到的频域序列
Figure GDA00003791900100000314
中的用户子载波符号进行最大似然检测，得到用户子载波数据符号序列估计其中用户子载波和保留子载波数据符号序列等于低峰均比发送序列左乘共轭N点逆离散傅立叶变换阵Q H即频域非线性失真
Figure GDA00003791900100000318
等于非线性失真序列
Figure GDA00003791900100000319
左乘共轭N点逆离散傅立叶变换阵Q H即
Figure GDA00003791900100000320
频域高斯白信道噪声
Figure GDA00003791900100000321
等于高斯白信道噪声
Figure GDA00003791900100000322
左乘共轭N点逆离散傅立叶变换阵Q H即频域高斯白信道噪声
Figure GDA00003791900100000323
对用户子载波数据符号序列估计左乘用户傅立叶变换矩阵Q u，生成N点用户时域正交频分复用序列估计
Figure GDA00003791900100000325
对N点用户时域正交频分复用序列
Figure GDA00003791900100000326
进行剪波得到剪波噪声序列估计
Figure GDA00003791900100000327
使用映射函数
Figure GDA00003791900100000328
得到低峰均比发送序列估计
Figure GDA00003791900100000329
将低峰均比发送序列估计
Figure GDA00003791900100000330
通过高功率放大器的特性曲线处理得到高功率放大器输出序列估计那么非线性失真估计从时域序列
Figure GDA00003791900100000333
减去非线性失真估计
Figure GDA00003791900100000334
得到缓解非线性失真之后的序列
Figure GDA00003791900100000335
重新将其左乘共轭N点逆离散傅立叶变换阵Q H，并对得到的频域序列重新进行最大似然检测得到低误比特率的用户子载波数据符号序列估计。
与现有的子载波预留峰均比降低方法相比，本发明方法利用N点用户时域正交频分复用序列的统计特性和峰均比降低方法的特点，在发射机通过线性映射函数操作剪波噪声序列生成低峰均比发送序列，并给出生成剪波噪声序列时需要的最优剪波门限的简单表达式，在接收机引入了峰值降低子载波序列辅助的非线性失真抵消方法，克服了以往方法需要复杂的非线性运算生成低峰均比发送序列，需采用复杂的软件仿真生成最优剪波门限和非线性失真造成误比特率性能损失严重的缺点，而本发明组合降低峰均比和误比特率的子载波预留方法只通过线性运算即可降低峰均比，并同时显著的降低误比特率，使得计算复杂度大大降低，并改善了系统性能，在实际系统中容易实现。
本发明降低峰均比和改善误比特率性能所依据的原理是：
用
Figure GDA0000379190010000041
来表示峰值降低子载波序列，那么峰值抵消时域序列
Figure GDA0000379190010000042
Figure GDA0000379190010000043
其中保留傅立叶变换矩阵Q e是N点逆离散傅立叶变换阵Q的一个子矩阵，由保留位置集合
Figure GDA00003791900100000437
标识的列和所有行形成。因为用户子载波数据符号序列
Figure GDA0000379190010000044
具有独立同分布的特性，根据大数定理，N点用户时域正交频分复用序列
Figure GDA0000379190010000045
可以被建模为复高斯变量序列，其每一个元素服从方差为σ2，均值为0的复高斯分布，其中σ2为N点用户时域正交频分复用序列
Figure GDA0000379190010000046
的功率，N点用户时域正交频分复用序列的幅度α＝|yn|服从瑞利分布，其概率密度函数表示为因此N点用户时域正交频分复用序列
Figure GDA0000379190010000048
具有大的峰均比，它的峰均比可以由随机变量ξy定义，定义为
Figure GDA0000379190010000049
其中表示求N点用户时域正交频分复用序列
Figure GDA00003791900100000411
中元素幅度平方的最大时。相应的，随机变量ξy的峰均比互补累积概率密度函数表示为f(λ0)＝P{ξy≥λ0}，其中P{E}表示随机事件E发生的概率，λ0是峰均比门限，峰均比互补累积概率密度函数可以用来衡量系统的峰均比性能。如果将N点用户时域正交频分复用序列通过剪波门限为A的剪波器，得到N点用户时域正交频分复用序列的剪波输出
Figure GDA00003791900100000412
将具有低峰均比。类似的，可以按照一定规则用峰值抵消时域序列
Figure GDA00003791900100000413
去逼近负的剪波噪声序列
Figure GDA00003791900100000414
使得N点用户时域正交频分复用序列加上峰值抵消时域序列之后也具有低峰均比。定义逼近度衡量，即平方误差和其中||·||为向量的模。对S求关于峰值降低子载波序列
Figure GDA00003791900100000418
的偏导数，并令结果等于零向量
Figure GDA00003791900100000419
得到峰值降低子载波序列
Figure GDA00003791900100000420
第二个等号成立是因为
Figure GDA00003791900100000421
为单位阵，其中保留傅立叶变换矩阵Q e是N点逆离散傅立叶变换阵Q的一个子矩阵，由保留位置集合
Figure GDA00003791900100000438
标识的列和所有行形成，是其共轭转置，
Figure GDA00003791900100000423
为剪波噪声序列。这样得到峰值抵消时域序列
Figure GDA00003791900100000424
其中保留傅立叶变换矩阵Q e是N点逆离散傅立叶变换阵Q的一个子矩阵，由保留位置集合
Figure GDA00003791900100000439
标识的列和所有行形成，
Figure GDA00003791900100000425
是其共轭转置，
Figure GDA00003791900100000426
为剪波噪声序列。所以得到映射函数当生成剪波噪声序列
Figure GDA00003791900100000428
的时候，需要剪波器的剪波门限A，现在计算该值。考虑到N点用户时域正交频分复用序列
Figure GDA00003791900100000429
的幅度分布，剪波噪声序列
Figure GDA00003791900100000430
中的非零元素个数可以近似表示为
Figure GDA00003791900100000431
其中N为子载波个数，σ2为N点用户时域正交频分复用序列的功率。根据高矩阵映射关系，峰值降低子载波序列
Figure GDA00003791900100000433
剪波噪声序列
Figure GDA00003791900100000434
中的每一个非零元素对应峰值降低子载波序列
Figure GDA00003791900100000435
中的一个元素，因而可以令剪波噪声序列
Figure GDA00003791900100000436
中的非零元素个数等于保留子载波个数，经过整理得到最优剪波门限
Figure GDA0000379190010000051
其中
Figure GDA0000379190010000052
又被定义为数据损失率DRL。得到缩放后的低峰均比发送序列 z &RightArrow; = y &RightArrow; - &beta; Q &OverBar; e Q &OverBar; e H e &RightArrow; .
一般来说，正交频分复用系统中DRL都很小，因为不能造成系统频谱效率下降，这样就意味着峰均比性能不是完美的，当经过高功率放大器时，一些正交频分复用符号仍然会影响产生非线性失真。考虑发射机的高功率放大器，其造成的非线性失真大小由输入回退（IBOdB）衡量，定义为分贝（dB）值，即
Figure GDA0000379190010000054
其中Po为高功率放大器输出功率，Psa为高功率放大器饱和功率。低峰均比发送序列经过高功率放大器放大后，得到高功率放大器输出序列
Figure GDA0000379190010000056
等于低峰均比发送序列
Figure GDA0000379190010000057
加上非线性失真序列
Figure GDA0000379190010000058
经过高斯白信道。在接收机中接收到的时域序列
Figure GDA0000379190010000059
为独立同分布的高斯白信道噪声，对时域序列左乘共轭N点逆离散傅立叶变换阵Q H，得到频域序列
Figure GDA00003791900100000511
其中用户子载波和保留子载波数据符号序列
Figure GDA00003791900100000512
等于低峰均比发送序列左乘N点逆离散傅立叶变换阵Q H，即频域非线性失真
Figure GDA00003791900100000514
等于非线性失真序列
Figure GDA00003791900100000515
左乘N点逆离散傅立叶变换阵Q H，即
Figure GDA00003791900100000516
频域高斯白信道噪声
Figure GDA00003791900100000517
等于高斯白信道噪声
Figure GDA00003791900100000518
左乘N点逆离散傅立叶变换阵Q H，即
Figure GDA00003791900100000519
对频域符号Rk;
Figure GDA00003791900100000535
进行最大似然检测得到用户数据符号序列估计
Figure GDA00003791900100000520
对用户数据符号序列
Figure GDA00003791900100000521
进行左乘用户傅立叶变换矩阵Q u操作，生成N点用户时域正交频分复用序列估计
Figure GDA00003791900100000522
将剪波器的剪波门限设置为
Figure GDA00003791900100000523
对N点用户时域正交频分复用序列估计
Figure GDA00003791900100000524
剪波得到剪波误差序列估计
Figure GDA00003791900100000525
使用映射函数
Figure GDA00003791900100000526
得到低峰均比发送序列估计将其使用高功率放大器的特性曲线处理得到高功率放大器输出序列估计
Figure GDA00003791900100000528
那么非线性失真序列估计
Figure GDA00003791900100000529
Figure GDA00003791900100000530
从时域序列
Figure GDA00003791900100000531
减去非线性失真序列估计
Figure GDA00003791900100000532
得到抵消非线性失真之后的新时域序列等于
Figure GDA00003791900100000533
而后重复和时域序列相同的操作，重新得到用户子载波数据符号序列估计，此时误比特率已经大大降低。
从整体上来看，本发明方法与现有方法相比，发射机端的子载波预留峰均比降低方法由于只需要使用线性运算，其复杂度大大降低，并且在接收机通过简单操作也降低了系统的误比特率，在实际系统中较易于实现。
本发明组合降低峰均比和误比特率的子载波预留方法，由于在发射机中用闭合数学表达式给出最优剪波门限并用线性运算降低峰均比，从而通过线性映射函数操作剪波噪声序列即可生成低峰均比发送序列，并给出生成剪波噪声序列时需要的最优剪波门限的简单表达式；在接收机引入了峰值降低子载波序列辅助的非线性失真抵消方法以降低系统误比特率；本发明克服了以往方法需要复杂的非线性运算生成低峰均比发送序列，需采用复杂的软件仿真生成最优剪波门限和非线性失真而造成误比特率高的缺点，只通过线性运算即可降低峰均比，同时显著降低系统的误比特率，使计算复杂度大大降低，并改善了系统性能。
附图说明：
图1是本发明正交频分复用系统中组合降低峰均比和误比特率的子载波预留方法的流程原理示意框图。
图2是数据损失率DRL为4.3%时，采用本发明方法时和没有采用本发明方法时的峰均比互补累积概率密度函数性能比较结果。
图3是数据损失率DRL为8.2%时，采用本发明方法时和没有采用本发明方法时的峰均比互补累积概率密度函数性能比较结果。
图4是加性高斯白信道中，输入回退IBOdB＝3分贝，数据损失率DRL分别为4.3%和8.2%时，采用本发明方法时和没有采用本发明方法时的误比特率性能比较结果。
图5是加性高斯白信道中，输入回退IBOdB＝4分贝，数据损失率DRL分别为4.3%和8.2%时，采用本发明方法时和没有采用本发明方法时的误比特率性能比较结果。
具体实施方式
以下结合附图说明本发明的实施例。
实施例1：
图1给出了本发明正交频分复用系统中组合降低峰均比和误比特率的子载波预留方法的流程原理示意框图；其中上半部为发射机中的流程原理示意框图，下半部为接收机中的流程原理示意框图。
如图1中所示：在发射机中，用户子载波数据符号序列1经过左乘用户傅立叶变换阵步骤2生成N点用户时域正交频分复用序列，通过剪波器3生成剪波噪声序列，经过映射函数和缩放步骤4，再经过序列相加器5生成低峰均比发送序列，经过高功率放大器模块6放大后的信号通过发射机天线T1发送，经无线信道7由接收机天线T2接收，经低通滤波器模块8之后，接收序列被左乘共轭N点逆离散傅立叶变换阵9，得到的输出经过最大似然检测步骤10A处理，使用峰值降低子载波序列辅助的非线性失真抵消步骤11缓解非线性失真和使用最大似然检测步骤10B重新检测之后得到用户子载波数据符号序列估计12。
用户数据符号序列
Figure GDA0000379190010000061
被分配到由用户位置集合
Figure GDA00003791900100000612
表示其位置的N-R子载波上，将其左乘用户傅立叶变换阵Q u得到N点用户时域正交频分复用序列
Figure GDA0000379190010000062
使用映射函数
Figure GDA0000379190010000063
得到峰值抵消时域序列为
Figure GDA0000379190010000064
并将其适当缩放；其中剪波噪声序列
Figure GDA0000379190010000065
生成的时候需要的最优剪波门限最终得到的发送信号为
Figure GDA0000379190010000067
低峰均比发送序列
Figure GDA0000379190010000068
经过输入回退为IBOdB的高功率放大器放大和加性高斯白信道，得到接收机中接收到的时域序列
Figure GDA0000379190010000069
其中
Figure GDA00003791900100000610
为独立同分布的高斯白信道噪声，
Figure GDA00003791900100000611
为非线性失真序列。
在采用峰值降低子载波序列辅助的非线性失真抵消方法时，对时域序列左乘共轭N点逆离散傅立叶变换阵Q H，得到频域序列 R &RightArrow; = Z &RightArrow; + D &RightArrow; + W &RightArrow; , D &RightArrow; = Q &OverBar; H d , W &RightArrow; = Q &OverBar; H w &RightArrow; , 其中用户子载波和保留子载波数据符号序列
Figure GDA0000379190010000074
等于低峰均比发送序列左乘共轭N点逆离散傅立叶变换阵Q H，即
Figure GDA0000379190010000075
频域非线性失真
Figure GDA0000379190010000076
等于非线性失真序列
Figure GDA0000379190010000077
左乘共轭N点逆离散傅立叶变换阵Q H，即
Figure GDA0000379190010000078
频域高斯白信道噪声
Figure GDA0000379190010000079
等于高斯白信道噪声
Figure GDA00003791900100000710
左乘共轭N点逆离散傅立叶变换阵Q H，即
Figure GDA00003791900100000711
对频域符号Rk，
Figure GDA00003791900100000726
进行最大似然检测得到用户数据符号序列估计
Figure GDA00003791900100000712
对用户数据符号序列
Figure GDA00003791900100000713
进行左乘用户傅立叶变换阵Q u操作，生成N点用户时域正交频分复用序列估计
Figure GDA00003791900100000714
将剪波器的剪波门限设置为
Figure GDA00003791900100000715
对N点用户时域正交频分复用序列估计
Figure GDA00003791900100000716
剪波得到剪波误差序列估计
Figure GDA00003791900100000717
使用映射函数
Figure GDA00003791900100000718
得到低峰均比发送序列估计
Figure GDA00003791900100000719
将其使用高功率放大器的特性曲线处理得到输出序列估计
Figure GDA00003791900100000720
那么非线性失真序列估计从时域序列
Figure GDA00003791900100000722
减去非线性失真序列估计
Figure GDA00003791900100000723
得到抵消非线性失真之后的新时域序列等于
Figure GDA00003791900100000724
然后对改新序列进行和时域序列
Figure GDA00003791900100000725
相同的操作，并重新进行最大似然检测之后，得到用户数据符号序列的估计，此时误比特率已经大大降低。
低峰均比发送序列经过高功率放大器6放大后，由发射机天线T1发送，经无线信道7后，由接收机天线T2接收，经低通滤波器模块8之后，被左乘共轭N点逆离散傅立叶变换阵9，得到的输出经过最大似然检测10A检测和使用峰值降低子载波序列辅助的非线性失真抵消11抵消非线性失真，再使用最大似然检测10B重新检测之后得到用户子载波数据符号序列估计12。
图2给出了数据损失率DRL为4.3%时，采用本发明方法时和没有采用本发明方法时的峰均比互补累积概率密度函数性能比较结果。横坐标为峰均比门限λ0，单位是分贝，纵坐标为峰均比互补累积概率密度。图2中，没有采用本发明方法时的峰均比互补累积概率密度函数由曲线A1表示，采用本发明方法时的峰均比互补累积概率密度函数由曲线B1表示。仿真的正交频分复用符号为100000个，子载波个数N＝256，预留子载波个数R为11个，其元素从集合{1，2，3，…，N-1}中随机选取，数据损失率DRL为4.3%，使用64阶正交幅度调制。经过64阶正交幅度调制后的用户子载波数据符号序列1经过左乘用户傅立叶变换阵2生成256点用户时域正交频分复用序列，通过剪波器3生成剪波噪声序列，经过映射函数和缩放4，再经过序列相加器5生成低峰均比发送序列，根据峰均比计算公式计算低峰均比发送序列峰均比，对其进行统计，得到的峰均比互补累积概率密度的曲线。
图3给出了数据损失率DRL为8.2%时，采用本发明方法时和没有采用本发明方法时的峰均比互补累积概率密度函数性能比较结果。横坐标为峰均比门限λ0，单位是分贝，纵坐标为峰均比互补累积概率密度。图3中，没有采用本发明方法时的峰均比互补累积概率密度函数由曲线A2表示，采用本发明方法时的峰均比互补累积概率密度函数由曲线B2表示。仿真的正交频分复用符号为100000个，子载波个数N＝256，预留子载波个数R为21个，其元素从集合{1，2，3，…，N-1}中随机选取，数据损失率DRL为8.2%时，使用64阶正交幅度调制。经过64阶正交幅度调制后的用户子载波数据符号序列1经过左乘用户傅立叶变换阵2生成256点用户时域正交频分复用序列，通过剪波器3生成剪波噪声序列，经过映射函数和缩放4，再经过序列相加器5生成低峰均比发送序列，根据峰均比计算公式计算低峰均比发送序列峰均比，对其进行统计，得到的峰均比互补累积概率密度的曲线。
从图2到图3可以看出，在数据损失率DRL分别为4.3%和8.2%时，采用本发明方法时的峰均比互补累积概率密度函数曲线B1的峰均比性能优于没有采用本发明方法时的峰均比互补累积概率密度函数A1，采用本发明方法时的峰均比互补累积概率密度函数曲线B2的峰均比性能优于没有采用本发明方法时的峰均比互补累积概率密度函数A2，增益分别可以达到3.5分贝和3.8分贝。并且大的数据损失率DRL可以取得大的增益，因为可以有更多的保留子载波参与了峰均比抵消过程，但是此时的频谱利用率会降低。
图4是加性高斯白信道中，输入回退IBOdB＝3分贝，数据损失率DRL分别为4.3%和8.2%时，采用本发明方法时和没有采用本发明方法时的误比特率性能比较结果。图中的横坐标为比特能量噪声比，单位是分贝，纵坐标为误比特率。在图4中，当DRL为4.3%时，没有采用本发明方法时的误比特性能由曲线A3表示，采用本发明方法时的误比特率性能由曲线C3表示。当DRL为8.2%时，没有采用本发明方法时的误比特性能由曲线B3表示，采用本发明方法时的误比特率性能由曲线D3表示。将得到的低峰均比发送序列经过高功率放大器6放大，但是仍然有很少的正交频分复用符号的峰均比是比较高的，这样就会造成接收到的信号中包含非线性失真，将放大后的结果经过发射天线T1发射，经过信道7，信道7为加性高斯白信道，在接收机天线T2上接收的信号经过低通滤波器模块8之后，得到的信号被左乘共轭逆傅立叶变换阵9，将其使用最大似然检测10A进行检测，而后使用峰值降低子载波序列辅助的非线性失真抵消11缓解非线性失真，重新使用最大似然检测10B检测得到用户子载波数据序列估计12，然后统计误比特率，得到图4中的结果。
图5是加性高斯白信道中，输入回退IBOdB＝4分贝，数据损失率DRL分别为4.3%和8.2%时，采用本发明方法时和没有采用本发明方法时的误比特率性能比较结果。图中的横坐标为比特能量噪声比，单位是分贝，纵坐标为误比特率。在图4中，当DRL为4.3%时，没有采用本发明方法时的误比特性能由曲线A4表示，采用本发明方法时的误比特率性能由曲线C4表示。当DRL为8.2%时，没有采用本发明方法时的误比特性能由曲线B4表示，采用本发明方法时的误比特率性能由曲线D4表示。将得到的低峰均比发送序列经过高功率放大器6放大，但是仍然有很少的正交频分复用符号的峰均比是比较高的，这样就会造成接收到的信号中包含非线性失真，将放大后的结果经过发射天线T1发射，经过信道7，信道7为加性高斯白信道，在接收机天线T2上接收的信号经过低通滤波器模块8之后，得到的信号被左乘共轭逆傅立叶变换阵9，将其使用最大似然检测10A进行检测，而后使用峰值降低子载波序列辅助的非线性失真抵消11缓解非线性失真，重新使用最大似然检测10B检测得到用户子载波数据序列估计12，然后统计误比特率，得到图5中的结果。
从图4看出，在数据损失率DRL分别为4.3%和8.2%时，输入回退IBOdB＝3分贝，采用本发明方法时的误比特率性能曲线C3的误比特率性能优于没有采用本发明方法时的误比特率性能曲线A3的误比特率性能，并且采用本发明方法时的误比特率性能曲线D3的误比特率性能优于没有采用本发明方法时的误比特率性能曲线B3的误比特率性能，在误比特率等于10-2时，两种数据损失率情况下，增益均可以超过12分贝，这是因为由于高功率放大器造成的非线性失真被显著缓解。从图5看出，在DRL分别为4.3%和8.2%时，输入回退IBOdB＝4分贝，采用本发明方法时的误比特率性能曲线C4的误比特率性能优于没有采用本发明方法时的误比特率性能曲线A4的误比特率性能，并且采用本发明方法时的误比特率性能曲线D4的误比特率性能优于没有采用本发明方法时的误比特率性能曲线B4的误比特率性能，在误比特率等于10-3时，两种数据损失率情况下，增益均可以超过10分贝，这是因为由高功率放大器造成的非线性失真被大大缓解。并且可以看到当输入回退IBOdB＝4分贝，即比较大的时候，有本发明方法的增益会相对小一些，因为此时的非线性失真的影响要相对弱一些。
结合图2到图3的峰均比互补累积概率密度函数结果和图4到图5的误码率性能结果，可以看出，本发明方法的峰均比被大大降低，误比特率也显著低于没有使用本发明方法的情况。

Claims (1)

1.一种组合降低峰均比和误比特率的子载波预留方法，设：在具有N个子载波的正交频分复用系统中，有R个子载波预留，其位置标号由保留位置集合
Figure FDA00003791900000000142
表示；其中可以用于携带数据的子载波个数为N-R，其位置标号由用户位置集合
Figure FDA00003791900000000143
表示；用户位置集合
Figure FDA00003791900000000139
和保留位置集合
Figure FDA00003791900000000140
的交集
Figure FDA00003791900000000141
为空集
Figure FDA0000379190000000011
；N点逆离散傅立叶变换阵Q的第k行n列元素Q k，n为
Figure FDA0000379190000000012
用户傅立叶变换矩阵Q u是N点逆离散傅立叶变换阵Q的子矩阵，由用户位置集合标识的列和所有行形成，生成的N点用户时域正交频分复用序列
Figure FDA0000379190000000013
等于用户傅立叶变换矩阵Q u左乘用户子载波数据符号序列
Figure FDA0000379190000000014
Figure FDA0000379190000000015
即N点用户时域正交频分复用序列 y &RightArrow; = [ y 0 , y 1 , . . . , y N - 1 ] T = Q &OverBar; u Y &RightArrow; , 剪波器的剪波门限为A，对生成的N点用户时域正交频分复用序列
Figure FDA0000379190000000018
进行剪波操作，得N点用户时域正交频分复用序列剪波输出
Figure FDA0000379190000000019
它的每一个元素由 y &OverBar; n = y n | y n | < A Ae j &phi; n | y n | &GreaterEqual; A 给出，其中yn和
Figure FDA00003791900000000111
是N点用户时域正交频分复用序列
Figure FDA00003791900000000112
和N点用户时域正交频分复用序列剪波输出的第n个元素，yn的相位为φn，剪波噪声序列
Figure FDA00003791900000000114
Figure FDA00003791900000000115
等于N点用户时域正交频分复用序列减N点用户时域正交频分复用序列剪波输出 y &OverBar; &RightArrow; = [ y &OverBar; 0 , y &OverBar; 1 , . . . , y &OverBar; N - 1 ] T , 即剪波噪声序列 e &RightArrow; = y &RightArrow; - y &OverBar; &RightArrow; , 使用映射函数
Figure FDA00003791900000000118
将剪波噪声序列转换为峰值抵消时域序列，得到最后的低峰均比发送序列
Figure FDA00003791900000000119
其中β为缩放因子，由灵巧梯度算法给出，将低峰均比发送序列
Figure FDA00003791900000000120
通过高功率放大器后得到的输出序列
Figure FDA00003791900000000121
等于低峰均比发送序列
Figure FDA00003791900000000122
加上非线性失真序列
Figure FDA00003791900000000123
将输出序列
Figure FDA00003791900000000124
通过信道后在接收机中接收到的时域序列为
Figure FDA00003791900000000125
其中
Figure FDA00003791900000000126
为独立同分布的高斯白信道噪声；将接收的时域序列左乘共轭N点逆离散傅立叶变换阵Q H，得到接收的频域序列
Figure FDA00003791900000000127
其中用户子载波和保留子载波数据符号序列等于低峰均比发送序列左乘共轭N点逆离散傅立叶变换阵Q H，即频域非线性失真
Figure FDA00003791900000000130
等于非线性失真序列
Figure FDA00003791900000000131
左乘共轭N点逆离散傅立叶变换阵Q H，即
Figure FDA00003791900000000132
频域高斯白信道噪声
Figure FDA00003791900000000133
等于高斯白信道噪声
Figure FDA00003791900000000134
左乘共轭N点逆离散傅立叶变换阵Q H，即频域高斯白信道噪声
Figure FDA00003791900000000135
经过最大似然检测，即用户子载波数据符号序列
Figure FDA00003791900000000136
的第k个元素的估计
Figure FDA00003791900000000137
其中
Figure FDA00003791900000000145
是标准符号映射星座点，k代表一个序列中元素位置的标号，集合
Figure FDA00003791900000000146
是用户子载波位置标号集合，所得到的用户子载波数据符号估计为
其特征在于：在发射机中用闭合数学表达式给出最优剪波门限并用线性运算降低峰均比，在接收机中用峰值降低子载波序列辅助的非线性失真抵消方法以降低系统误比特率；剪波噪声序列的映射函数
Figure FDA0000379190000000021
为线性操作，其闭合形式由矩阵乘法给出，其中保留傅立叶变换矩阵Q e是N点逆离散傅立叶变换阵Q的一个子矩阵，由保留位置集合
Figure FDA00003791900000000236
标识的列和所有行形成，
Figure FDA0000379190000000023
是其共轭转置，生成剪波噪声序列时候需要的最优剪波门限
Figure FDA0000379190000000024
其中σ是N点用户时域正交频分复用序列的均方根功率，然后根据映射函数即可生成低峰均比发送序列
Figure FDA0000379190000000025
将低峰均比发送序列
Figure FDA0000379190000000026
通过高功率放大器后得到的输出序列
Figure FDA0000379190000000027
等于低峰均比发送序列
Figure FDA0000379190000000028
加上非线性失真序列
Figure FDA0000379190000000029
然后通过发射天线发射，在接收机中的接收天线上接收到的时域序列
Figure FDA00003791900000000210
为独立同分布的高斯白信道噪声，将该时域序列左乘共轭N点逆离散傅立叶变换阵Q H，得到同时含有高斯白信道噪声
Figure FDA00003791900000000211
和非线性失真
Figure FDA00003791900000000212
的频域序列
Figure FDA00003791900000000213
并对得到的频域序列中的用户子载波符号进行最大似然检测，得到用户子载波数据符号序列估计
Figure FDA00003791900000000215
其中用户子载波和保留子载波数据符号序列等于低峰均比发送序列左乘共轭N点逆离散傅立叶变换阵Q H即
Figure FDA00003791900000000217
频域非线性失真
Figure FDA00003791900000000218
等于非线性失真序列左乘共轭N点逆离散傅立叶变换阵Q H即频域高斯白信道噪声
Figure FDA00003791900000000221
等于高斯白信道噪声
Figure FDA00003791900000000222
左乘共轭N点逆离散傅立叶变换阵Q H即频域高斯白信道噪声
Figure FDA00003791900000000223
对用户子载波数据符号序列估计
Figure FDA00003791900000000224
左乘用户傅立叶变换矩阵Q u，生成N点用户时域正交频分复用序列估计
Figure FDA00003791900000000225
对N点用户时域正交频分复用序列
Figure FDA00003791900000000226
进行剪波得到剪波噪声序列估计使用映射函数
Figure FDA00003791900000000228
得到低峰均比发送序列估计
Figure FDA00003791900000000229
将低峰均比发送序列估计
Figure FDA00003791900000000230
通过高功率放大器的特性曲线处理得到高功率放大器输出序列估计
Figure FDA00003791900000000231
那么非线性失真估计
Figure FDA00003791900000000232
从时域序列
Figure FDA00003791900000000233
减去非线性失真估计得到缓解非线性失真之后的序列
Figure FDA00003791900000000235
重新将其左乘共轭N点逆离散傅立叶变换阵Q H，并对得到的频域序列重新进行最大似然检测得到低误比特率的用户子载波数据符号序列估计。
CN201110148303.4A 2011-06-02 2011-06-02 一种组合降低峰均比和误比特率的子载波预留方法 Expired - Fee Related CN102185823B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201110148303.4A CN102185823B (zh) 2011-06-02 2011-06-02 一种组合降低峰均比和误比特率的子载波预留方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201110148303.4A CN102185823B (zh) 2011-06-02 2011-06-02 一种组合降低峰均比和误比特率的子载波预留方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN102185823A CN102185823A (zh) 2011-09-14
CN102185823B true CN102185823B (zh) 2014-02-12

Family

ID=44571893

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201110148303.4A Expired - Fee Related CN102185823B (zh) 2011-06-02 2011-06-02 一种组合降低峰均比和误比特率的子载波预留方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN102185823B (zh)

Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104917714B (zh) * 2015-06-08 2018-03-06 电子科技大学 降低大规模mimo‑ofdm下行链路功峰均比的方法
CN106850492B (zh) * 2017-01-22 2019-12-13 东南大学 一种适用于ofdm系统的峰均比降低方法
CN112291174B (zh) * 2020-10-24 2022-09-06 青岛鼎信通讯股份有限公司 一种应用于中压载波通信的峰均比抑制方法

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101499812A (zh) * 2008-02-01 2009-08-05 中兴通讯股份有限公司 一种消除码间干扰和多用户干扰的方法
CN101789924A (zh) * 2009-12-31 2010-07-28 北京北方烽火科技有限公司 一种峰值平均功率比抑制方法及系统

Family Cites Families (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE60129381D1 (de) * 2000-02-22 2007-08-30 Koninkl Philips Electronics Nv Mehrträgerempfänger mit kanalschätzer

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101499812A (zh) * 2008-02-01 2009-08-05 中兴通讯股份有限公司 一种消除码间干扰和多用户干扰的方法
CN101789924A (zh) * 2009-12-31 2010-07-28 北京北方烽火科技有限公司 一种峰值平均功率比抑制方法及系统

Also Published As

Publication number Publication date
CN102185823A (zh) 2011-09-14

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN101103606B (zh) 用于对发射信号进行削波的改进型方法和设备
CN102143114B (zh) 使用峰值加窗降低峰均功率比的方法和装置
US20090147870A1 (en) Method for solving high papr problem of mcm communication system using unitary transform
CN102047580B (zh) 移动通信系统、接收装置以及方法
Ku Low-complexity PTS-based schemes for PAPR reduction in SFBC MIMO-OFDM systems
CN102075483A (zh) 降低ofdm信号峰均比的方法
CN102497350B (zh) 基于星座线性扩展的ofdm降峰均比方法
CN101589571B (zh) 用于频率选择性和快速衰落信道上的单载波空间频率块编码传输的系统和方法
CN113206813B (zh) 一种基于改进选择映射法的ofdm系统峰均比抑制方法
CN102100025A (zh) 通信系统、接收装置及通信方法
CN102185823B (zh) 一种组合降低峰均比和误比特率的子载波预留方法
CN103326987A (zh) 基于循环星座移位的峰平比抑制方法
Sudha et al. Low-complexity modified SLM method for PAPR reduction in OFDM systems
CN102546510B (zh) 一种降低ofdm信号峰均功率比的方法
CN101662441B (zh) 信号估计方法、装置及检测系统
Zayani et al. Crossover neural network predistorter for the compensation of crosstalk and nonlinearity in MIMO OFDM systems
CN102404274B (zh) 降低ofdm信号峰平比的双曲正切压扩变换方法
CN104184505A (zh) 发射信号的多输入多输出mimo检测方法、装置及系统
CN111654462B (zh) 一种基于符号分拆的降低ofdm信号峰均比值的方法
CN101883071A (zh) 一种叠加训练序列的旋转因子估计的部分传输序列算法及其装置
EP2852079A1 (en) Receiving device and receiving method
Shokair et al. Performance of SDM/COFDM system in the presence of nonlinear power amplifier
CN111628953A (zh) 降低ofdm信号峰均比值的方法
Abdullah et al. Hybrid PAPR reduction technique for complex wavelet packet modulation system
Huber et al. Signal shaping for unique-word OFDM by selected mapping

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee

Granted publication date: 20140212

Termination date: 20190602