CN102163999A - 用于天线分集接收的设备和方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及用于天线分集接收的设备和方法。一种设备提供用于通过数字基带处理器利用接收天线分集的基带信号。该设备包括组合器，所述组合器被配置为相对于对应于第二接收天线的第二接收信号，在时间上延迟对应于第一接收天线的第一接收信号，且将经延迟的第一接收信号与第二接收信号相加以在组合器的输出端获得组合信号的基带表示作为用于利用接收天线分集的基带信号。

Description

用于天线分集接收的设备和方法

技术领域

本发明的实施例涉及使用单天线数字基带处理概念来利用接收天线分集。

背景技术

用于移动通信的多天线系统近来已被深入讨论。在单输入多输出(SIMO)的情况下，在基站处使用一个发射天线，并且在移动站处使用多个接收天线。在下行链路(即基站到移动站方向)中使用高数据速率的移动电话尤其对后者感兴趣。通常使用的多天线接收机架构从每个接收天线到数字基带需要有单独的接收链，包括用于每个接收天线的RF(射频)路径和数字基带处理路径，这在占用芯片面积和功耗方面不是最优的。

因此，需要改进的SIMO或天线分集接收机概念，其考虑到减小的芯片面积和降低的功耗。

发明内容

本发明的实施例提供了一种提供用于通过数字基带处理器利用接收天线分集的基带信号的设备。该设备包括组合器，配置为相对于对应于第二接收天线的第二接收信号，在时间上延迟对应于第一接收天线的第一接收信号。该组合器还被配置为将经延迟的第一接收信号与第二接收信号相加以在组合器的输出端获得组合信号的基带表示，作为用于利用接收天线分集的基带信号。

附图说明

以下将结合附图对本发明实施例进行更为详细的解释，在这些图中：

图1a示意性地示出SIMO-信道模型；

图1b示出1×2SIMO-信道模型的方框图；

图2a示出根据本发明一个实施例的提供用于利用接收天线分集的基带信号的设备的方框图；

图2b示出根据本发明又一实施例的提供用于利用接收天线分集的基带信号的设备的方框图；

图3a示出根据本发明的一个实施例将两个信道功率延迟分布组合为一个组合功率延迟分布；

图3b示出根据本发明另一个实施例将两个信道功率延迟分布组合为一个组合功率延迟分布；

图4示意性地示出根据本发明一个实施例的提供用于利用接收天线分集的基带信号的方法的流程图；

图5a示出提供用于利用接收天线分集的基带信号的设备的又一实施例；

图5b示出提供用于利用接收天线分集的基带信号的设备的另一实施例；

图6a示意性地图示了根据本发明一个实施例在时间上交替选择第一接收信号的采样和第二接收信号的采样；

图6b示意性地图示了根据本发明另一实施例在时间上交替选择第一接收信号的采样和第二接收信号的采样；

图7示意性地示出根据本发明一个实施例的利用接收天线分集的另一方法的流程图；

图8a示出根据本发明实施例的利用接收天线分集的设备，包括第一和第二组合器，以及用于在两个组合器之间进行选择的选择器；及

图8b示出根据图8a的设备的更为详细的方框图。

具体实施方式

以下说明提出具体的细节，例如特定的实施例、过程、技术，等等，用于解释而非限制。但是本领域技术人员应该意识到除这些具体的细节之外，可以采用其他的实施例。例如，尽管使用一些非限制性示例应用便于进行以下说明，但是该技术可以应用于许多类型的通信系统。在一些情况下，省去对公知方法、接口、电路和设备的详细说明，从而不至于让不必要的细节使得说明变得不清楚。此外，个别块示于一些图中。本领域技术人员会意识到那些块的功能可使用单独硬件电路、结合适当编程的数字微处理器或通用计算机使用软件程序和数据，使用专用集成电路(ASIC)，和/或使用一个或多个数字信号处理器(DSP)来实现。

在以下说明中，小写字母粗体字变量(a，b，c，...)用于表示矢量，而大写字母粗体字变量(A，B，C，...)用于表示矩阵。

在移动通信系统中，为获得更好的性能，天线分集是提高链路性能的公知的方法。图1a示意性示出了一个1×N SIMO-信道模型，其中发射信号s(t)由发射天线10经由多个移动衰落信道h₁(t)，h₂(t)，...，h_N(t)发射至多个接收天线12-1，12-2，...，12-N。假定在接收机处的N个接收天线之间具有足够的相互距离或不同的极化，对应的N个衰落信道可假定为彼此在统计上独立地衰落。

假定，作为非限制性例子，接收机，例如移动站(MS)处具有N＝2个接收或RX天线，则相应的两个接收信号r₁(t)和r₂(t)可写为：

r₁(t)＝h₁(t)s(t)+n₁(t)，(1)

r₂(t)＝h₂(t)s(t)+n₂(t)，(2)

在等效复基带表示中，其中h₁(t)表示从发射天线10至第一RX天线12-1的第一衰落信道的复值信道系数，以及其中h₂(t)表示从发射天线10至第二RX天线12-2的第二衰落信道的复值信道系数。在非色散(non-dispersive)，即频率-平坦衰落的情况下，信道h₁(t)和h₂(t)可表示瑞利-或Rice分布随机变量。n₁(t)和n₂(t)分别表示加性高斯白噪声(AWGN)。利用r(t)＝(r₁(t)，r₂(t))^T，h(t)＝(h₁(t)，h₂(t))^T和n(t)＝(n₁(t)，n₂(t))^T，公式(1)和(2)可重写为：

r(t)＝h(t)s(t)+n(t)，(3)

以矢量表示。贯穿以下说明，为清楚起见，将假定接收终端处具有N＝2个RX天线。当然，实施例可容易扩展到多于两个RX天线。

典型地，天线分集意味着使用多个接收天线，这带来额外成本。直到现在，为了天线分集，分集接收机的RF和基带部分通常通过至少再度复制完整的接收机路径(从天线到内接收机输出端)来设计。这当然带来额外的成本。在两个接收路径的输出端处，信号被组合以获得改进的性能。这包括在内接收机的潜在基带组合技术，例如，像多个接收信号的联合均衡。由于得到天线增益(即，接收机可捕捉到更多的能量)和/或分集增益(例如取决于RX天线的距离或极化)，这引起更好的接收。还存在其他解决方案不需要两个接收天线，例如，硬切换到经历最好接收条件的RX天线。这通常被称为选择组合。然而，由于只有一个RX天线的接收功率被使用而(一个或多个)其它天线接收的能量损失，所以选择组合的性能和完全分集方案的性能不匹配。因此，直到现在还只有一个选择：或者完全接收分集，或者具有一个RF和一个基带(BB)接收机的低性能天线选择分集。

本发明实施例允许分集概念，其能够利用具有多个RX路径的分集RF集成电路(IC)来实现天线分集。然而，由于基带IC不是明确地为天线分集操作设计，所以接收机的基带部分仅具有单个接收路径。因此，天线分集操作可以在基带和RF-BB接口不具有另外的分集信号路径的情况下并且仅以很少的控制开销来实现。

现在转向图2a，示出本发明第一个实施例的示意性方框图。

图2a示出设备200，用于通过数字基带处理器220提供用于利用接收天线分集的基带信号210。设备200包括组合器230，被配置为相对于对应于第二接收天线12-2的第二接收信号r₂(t)，在时间上延迟对应于第一接收天线12-1的第一接收信号r₁(t)。组合器230被进一步配置为将经延迟的第一接收信号r₁(t-Δτ)与第二接收信号r₂(t)相加以在第一组合器230的输出端获得组合信号r_c(t)的基带表示，作为用于利用接收天线分集的基带信号210。

因此，根据实施例，设备200被配置为将空间分集转换为多径分集。例如，在单独平坦衰落信道h_n(t)(n＝1，...，N；N≥2)的情况下，设备200或组合器230在其输出端产生具有脉冲响应的人为色散或频率选择性信道：

$h_c\left(t\right)=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{h}_n\left(t\right)\mathrm{\δ}(t-\mathrm{\Δ}{\mathrm{\τ}}_n)---\left(4\right)$

其中δ(.)表示狄拉克函数，并且Δτ_n表示第n个接收信号r_n(t)的延迟。

如图2a所示，组合器230可配置为在时间上延迟第一接收信号且在模拟RF信号域中对经延迟的第一接收信号和第二接收信号进行组合。两个RF接收分支分别包括滤波器和放大器级240-1，240-2，其用于对RF接收信号r_1，RF(t)和r_2，RF(t)进行带通滤波和低噪声放大。在滤波器和放大器级240-1的下游，第一接收RF信号r_1，RF(t)通过时间延迟装置250，比如，例如延迟线，在时间上延迟Δτ秒。经延迟的第一RF信号r_1，RF(t-Δτ)和第二RF信号r_2，RF(t)之后由信号相加级232相加或组合为组合RF信号r_c，RF(t)260。组合的模拟RF信号r_c，RF(t)260之后由混频器和低通滤波器234进行下变频和低通滤波。在块234的输出端处得到的模拟基带信号r_c，BB(t)然后由ADC(模数转换器)236进行模/数转换以在组合器230的输出端获得组合信号的数字基带表示r_c，BB(kT)或r_c，BB(k)，作为用于利用接收天线分集的基带信号210。此处，1/T表示ADC 236的采样频率，其典型地对应于发射符号率。

由于将第一接收信号r_1，RF(t)延迟Δτ，RX天线分集被人为转换为多径分集。也就是说，多个非色散通信信道h_n(t)(n＝1，...，N；N≥2)被人为转换为一个色散通信信道h_c(t)，或者多个色散通信信道h_n(t)(n＝1，...，N；N≥2)被人为转换为一个色散更强的通信信道h_c(t)。因此，组合信号r_c，RF(t)260和/或r_c，BB(K)210在数字基带处理器220看来就像从一个发射天线10通过频率选择性移动衰落信道发射至单个接收天线的信号。如前面解释的，由于第一接收信号r_1，RF(t)被延迟Δτ，额外的符号间干扰(ISI)被人为引入到组合信号r_c，RF(t)260和/或r_c，BB(t)。由于这个原因，数字基带处理器220可配置为将组合信号的基带表示r_c，BB(t)作为具有对应于发射信号通过人为色散通信信道h_c(t)的传输的时间上的ISI的接收信号来处理。

根据一些实施例，数字基带处理器220可配置为Rake接收机。Rake接收机为无线电接收机，其被设计为抵抗多径衰落效应。它通过使用几个被称为Rake耙齿的“子接收机”，即几个均被分配给h_c(t)的不同多径分量的相关器来做到这一点。每个Rake耙齿对单个多径分量进行独立解码。在之后的阶段，所有Rake耙齿的贡献被组合以便尽可能利用每个传输路径的不同传输特性。这极可能导致在多径环境中比在非色散环境中具有更高的信噪比(SNR)。总之，因此可利用RX分集。如果h_c(t)的多径分量多于Rake耙齿，则Rake接收机可选择h_c(t)的最强多径分量用于进一步处理，例如Rake耙齿贡献的最大比组合(MRC)。典型地，Rake接收机的多个Rake耙齿中的至少一个将专用于经延迟的第一接收信号r₁(t-Δτ)，至少第二Rake耙齿将专用于第二接收信号r₂(t)。在码分多址(CDMA)传输方案中，Rake接收机尤其可用作数字基带处理器220。

根据本发明的其他实施例，数字基带处理器220还可配置为线性或非线性信道均衡器，以便利用人为引入的组合信号r_c，BB(t)210的多径分集。线性信道均衡器的例子为线性迫零(ZF)均衡器或线性最小均方误差(MMSE)均衡器。公知的非线性信道均衡器为判决反馈均衡器(DFE)或各种类型的最大似然序列估计器(MLSE)，这些无需在此做详细说明。对于判决反馈或缩减状态均衡(reduced state equalization)方案，前置滤波器通常被用于产生等效最小相位信道，其在第一信道抽头具有其能量。因此，在这样的情况下，前置滤波器将集中所有通信信道h_n(t)(n＝1，...，N；N≥2)的能量，带来分集增益。取决于组合信号r_c，BB相对于发射符号持续时间T的采样率，均衡器还可配置为所谓的分数均衡器(fractional equalizer)。在具有两倍过采样的组合基带信号r_c，BB的情况下，在数字基带处理器220中可以使用T/2间隔均衡器。

对于实际的均衡方案，数字基带处理器220需要知道信道系数h_n(t)(n＝1，...，N；N≥2)作为信道状态信息(CSI)。由于这个原因，数字基带处理器220可配置为基于组合信号的基带表示r_c，BB[k]210且基于在已知导频符号位置的已知导频符号，对分别传输多个接收信号r_n(t)(n＝1，...，N；N≥2)所通过的通信信道的信道系数h_n(t)(n＝1，...，N；N≥2)进行估计。将公知的信道估计器，例如Wiener滤波器或最小均方误差(LMSE)滤波器应用到组合信号r_c，BB(t)210，将“自动”引起信道估计，对应于人为产生的多径信道h_c(t)的多径分量h_n(t)(n＝1，...，N；N≥2)。因此，根据实施例，传统单天线基带接收机220可用于利用RX天线分集。

利用实施例可获得的分集增益还取决于采用的RX天线的距离或极化。虽然密置的接收天线(天线之间的距离接近RF信号波长λ的一半)对于波束成形技术是有益的，但是空间或RX分集可利用RX天线实现，RX天线或者相对于彼此设置得足够远或者具有不同极化，以致对应于第一接收信号的通信信道的衰落特性独立于对应于第二接收信号的通信信道的衰落特性。也就是说，对于利用空间或RX分集，第一和第二通信信道必须(本质上)是不相关的。这可在使用大于0.5λ的RX天线距离或具有不同极化的RX天线时实现。

尽管图2a示出利用接收天线分集或空间分集的实施例，其中经延迟的第一接收信号和第二接收信号在模拟RF信号域中被组合，但是，图2b示出实施例270，其中经延迟的第一接收信号和第二接收信号在数字基带信号域中被组合。

根据图2b，第一和第二接收RF信号r_1，RF(t)和r_2，RF(t)首先分别使用电路块280-1和280-2进行带通滤波、低噪放大和下变频。得到的模拟基带信号r_1，BB(t)和r_2，BB(t)然后分别使用ADC 236-1和236-2进行模数转换。然后，第一接收数字基带信号r_1，BB[kT]通过延迟元件250被延迟Δτ以便获得经延迟的第一接收数字基带信号r_1，BB[kT-Δτ]。该经延迟的第一接收信号r_1，BB[kT-Δτ]然后使用加法器232被加到第二接收信号的数字基带表示r_2，BB[kT]，以在组合器230的输出端获得组合信号的数字基带表示r_c，BB[kT]。再次，第一组合信号的基带表示r_c，BB[kT]210可由单天线数字基带处理器220进行处理，如上所解释的那样。因此，根据图2b，组合器230被配置为在数字(基带)域中将经延迟的第一接收信号加到第二接收信号。

很重要的是，以第一和第二接收信号r₁(t)、r₂(t)的单独多径分量，即信号回波不相互干扰的方式对时延Δτ进行调整，这是重要的。由于这个原因，在模拟或数字信号域中，组合器230配置为延迟第一接收信号r₁(t)以使得由于多径传播引起的第一接收信号的信号回波与第二接收信号的信号回波在时间上不相互干扰。参考图3a和3b将对此进行更为详细的说明。

图3a示出两个相同功率延迟分布310和320，分别对应于由第一12-1和第二RX天线12-2“看到”的频率选择性移动衰落信道。如图3a所示，延迟元件250可适配为延迟第一接收信号r₁(t)，以使得对应于虚拟色散通信信道h_c(t)的功率延迟分布330为第一和第二功率延迟分布310和320的交错形式。因此，延迟Δτ被选择成使得多径分量在时间上不重叠。

图3b图示了用于选择延迟Δτ的另一种选择。根据图3b，组合器230配置为延迟第一接收信号r₁(t)，以使得经延迟的第一接收信号r₁(t-Δτ)的时间延迟大于传输第二接收信号r₂(t)所通过的通信信道h₂(t)的延迟扩展。因此，延迟扩展是当相同信号在不同时刻到达其目的地时造成的失真的度量。信号通常经由多个路径并且以不同的到达角到达RX天线。第一多径分量(典型地视线分量)的到达时刻τ₁和最后一个多径分量(此处：τ₃)之间的时间差称为延迟扩展(τ₃-τ₁)。就是说，例如，如果我们有多径延迟τ₁＝0μs，τ₂＝2μs，τ₃＝3μs，且假定对于两个RX天线的多径延迟是相同的，那么延迟Δτ不应该选为1、2或3μs，因为在这些情况中第一接收信号r₁(t)的分集多径会同第二RX天线看到的多径分量发生干扰。延迟调整可以只有在这样的多径干扰或碰撞发生的情况下才由数字基带处理器进行适配。通过选择相对大的初始延迟Δτ，像例如Δτ＝5μs，对延迟Δτ进行适配不大可能，因为大多数相关无线电传播信道具有较小的延迟扩展。

对于时分多址(TDMA)通信方案，像例如GSM/EDGE(增强型数据速率GSM演进)，延迟Δτ还可选择为等于时隙的持续时间或其倍数。在这种情形下，经延迟的接收信号可由数字基带处理器220在TDMA帧的后续时隙中进行处理。因此不需要数字基带处理器220处理另外的信号回波(在相同的时隙中)，减轻了硬件和计算要求。

本发明实施例还包括用于通过数字基带处理器220提供用于利用接收天线分集的基带信号210的方法。

根据一个实施例的方法400示意性示于图4的流程图中。

该方法400包括第一步骤410，相对于对应于第二接收天线12-2的第二接收信号r₂(t)，在时间上延迟对应于第一接收天线12-1的第一接收信号r₁(t)。此外，该方法400还包括第二步骤420，将经延迟的第一接收信号r₁(t-Δτ)和第二接收信号r₂(t)相加以获得组合信号r_c(t)的基带表示，作为用于利用接收天线或空间分集的基带信号210。

关于图5a-7，本发明的另一方面现在将在下面说明。

图5a示出设备500，用于通过数字基带处理器220提供用于利用空间或接收天线分集的基带信号210。

设备500包括组合器530，被配置为在时间上交替选择对应于第一接收天线12-1的第一接收信号r₁(t)的至少一个采样和对应于第二接收天线12-2的第二接收信号r₂(t)的至少一个采样，并且对所选择的第一和第二接收信号r₁(t)，r₂(t)的采样进行交错以在组合器530的输出端获得组合信号r_c(t)的基带表示的在时间上连续的采样流，作为用于利用接收天线分集的基带信号210。

图5a的组合器530因此在实际采用的组合装置532上不同于组合器230。组合器530的组合装置532例如可实现为在第一和第二接收信号r₁(t)，r₂(t)之间进行交替切换的开关。开关532的切换时间T_s可由数字基带处理器220配置，例如响应于RX天线的数目N。

如已参考图2a所解释的，根据一个实施例，在将组合信号r_c(t)转换为数字基带信号域之前，第一和第二接收信号r₁(t)，r₂(t)可以在模拟信号域中被组合。该选择示于图5a，其中在将组合RF信号r_c，RF(t)转换为数字基带信号r_c，BB[k]210之前，在第一和第二接收RF信号r_1，RF(t)，r_2，RF(t)之间进行切换以获得模拟组合RF信号r_c，RF(t)260。

另一选择为组合，即在数字基带信号域中在第一和第二接收信号r₁(t)，r₂(t)之间切换，这已参考图2b做过类似说明。该组合方法示于图5b，而组合器530被配置为通过使用开关532在时间上交替选择第一接收数字BB信号的至少一个采样r_1，BB[k]和第二接收信号的至少一个采样r_2，BB[k]。因此，第一和第二接收信号的在时间上连续的交错采样流210在组合器530的输出端获得。通常，对于N个RX天线，这意味着组合器530配置为在选择第二接收信号r₂的至少一个采样之前首先选择第一接收信号r₁的至少一个采样。之后，选择第三接收信号r₃的至少一个采样，等等。然后，在选择第N个接收信号r_N的至少一个采样之后，组合器530切换回以再次选择第一接收信号r₁的至少一个采样，诸如此类。因此，每个接收信号r_n(n＝1，...，N)的至少一个采样分别被周期性选择。

以下，尽管不意欲限制本发明的范围，将对N＝2个RX天线的实施例进行更为详细的说明。

根据N＝2个RX天线的实施例，第一接收信号的采样r_1，BB[m]和第二接收信号的采样r_2，BB[m]可以均以发射符号率l/T两倍的接收采样率进行采样。就是说，可以以过采样率N＝2对接收信号r_1，BB[m]、r_2，BB[m]进行过采样。例如在UMTS(通用移动通信系统)中，发射符号率为3.84MChips/s。两倍过采样相应地产生7.68MChips/s的接收采样率。

如图6a所示，组合器530可配置为交替选择第一接收信号的一个采样r_{1， BB}[2k]和第二接收信号的一个采样r_2，BB[2k+1]，再次，第一接收信号的一个采样r_1，BB[2k+2]和第二接收信号的一个采样r_2，BB[2k+3]，等等，其中各个选择采样的持续时间由于两倍过采样而对应于发射符号持续时间的一半(T/2)。因此，组合器530例如可从第一接收信号选择所有的偶数号采样，而从第二接收信号选择所有的奇数号采样，交错所选择的第一和第二接收信号的采样以使得组合信号r_c，BB[m]210的采样率同样对应于相应的接收采样率。因此，组合信号r_c，BB[m]包括来自不同的RX天线的N＝2个后续采样r_1，BB[2k]、r_2，BB[2k+1]，但是，后续采样都对应于第k个发射符号间隔。

根据具有N＝2个RX天线的另一个实施例，假定第一接收信号的采样r_1，BB[k]和第二接收信号的采样r_2，BB[k]均以与发射符号率l/T相等的接收采样率进行采样。这样的采样率例如还可源于相应地通过适当的数字滤波将过采样的接收信号下采样(downsample)到发射符号率。在这种情况下，组合器530可配置为交替选择第一接收信号的一个采样r_1，BB[k]和第二接收信号的一个采样r_2，BB[k]以使得第一和第二接收信号的采样率为组合信号r_c，BB[m]210的在时间上连续的采样流的采样率的一半，或者，换一种方式说，使得组合信号r_c，BB[m]210的采样率分别为第一和第二接收信号的采样率的2倍。通常，N个接收信号r_n，BB[k](n＝1，2，...，N)的采样率可对应于组合信号r_c，BB[m]210的采样率的l/N。就是说，在第K个符号的一个符号时间间隔T内，选择对应于第n个RX天线的每个接收信号的采样r_n[k](n＝1，2，...，N)。被选择的N个采样(或子采样)然后被并串转换以获得组合信号r_c，BB[m]210的在时间上连续的采样流。得到的对应于第k个发射符号间隔的N个子采样从而分别具有T/N的持续时间。对应于符号k的N个子采样随后排列为形成组合信号210的在时间上连续的子采样流。就是说，接收信号的每个采样r_n[k](n＝1，2，...，N)导致在组合信号210中对应于符号k的N个子采样。对于N＝2个RX天线，将参考图6b进行更为详细的说明。

图6b示出分别对应于第一和第二接收信号的采样的两个序列610和620。因此，采样序列610、620的采样r_n，BB[k](n＝1，2)具有持续时间T，其例如可对应于发射符号的符号持续时间。因此，第一和第二采样序列610、620的采样率分别为l/T。现在开关532的切换时间T_s被调整为T_s＝T/2。因此，开关532还可解释为并串转换器。就是说，在T_s＝T/2的时间段内，开关532选择采样序列620的第一采样r_2，BB[k]。然后，在T/2之后，开关532选择采样序列610的第一采样r_1，BB[k]。然后，在时间T，开关532切换回采样序列620以选择序列620的第二采样r_2，BB[k+1]。发射符号周期的一半时间之后，即，在3T/2，开关532切换回第一接收信号以便选择采样序列610的第二采样r_1，BB[k+1]，诸如此类。因此，得到的交错采样630的在时间上的连续流r_c，BB[m]具有采样率T/2。序列630的前两个子采样r_2，BB[k]、r_1，BB[k]对应于以第k个符号间隔发射的第k个符号。序列630的接下来的两个子采样r_2，BB[k+1]、r_1，BB[k+1]对应于在第(k+1)个间隔中发射的第(k+1)个符号，等等。因此，在N＝2的该例子中：

r_c，BB[m＝2k]＝r_2，BB[k]及r_c，BB[m＝2k+1]＝r_1，BB[k](5)

后续的子采样m＝2k，m＝2k+1，...，m＝2k+N-1，从不同的接收分支得到但是却对应于相同的发射符号间隔k，其可看作为N倍过采样信号的多相分量。换句话说，接收信号r_n，BB[k](n＝1，2，...，N)对应于分裂为N个等间距子带的在时间上连续的组合信号流r_c，BB[m]。与r_c，BB[m]相比，这些子带以因子N进行二次采样，因此它们被临界采样(critically sampled)。

因此，为了检测所发射信号s(t)，数字基带处理器220例如可以配置为分数间隔线性或非线性均衡器或Rake接收机，其中分数间隔相对于发射符号持续时间T来理解。在只有两个接收天线的示意性情形中，T/2-间隔线性或非线性MMSE均衡器例如可被数字基带处理器220采用。为了利用RX天线或空间分集，分数间隔均衡器的均衡器系数可能必须被联合计算。如果采用T-间隔方法，有益的是为每个RX天线选择交替多相，例如RX天线1为多相1，RX天线2为多相2，这已参考图6a和6b做过说明。该方法可避免最坏的情况，其中两个RX天线均具有半个符号的定时误差。该分集方法是有趣的，因为它需要完全相同的计算作为单天线T/2-间隔均衡器。它可以因此被用于实现RX分集而甚至不涉及传统的单RX天线基带接收机。为了这个目的，数字基带处理器220被提供以来自交替RX天线的T-间隔信号，而不是来自一个接收天线的T/2-间隔信号。就是说，数字基带处理器220实质上是一种传统数字基带处理器，其输入端耦合至组合器530的输出端以用于将组合信号r_c，BB[m]210的基带表示的在时间上连续的采样流作为对应于单个接收天线的接收信号流来处理。

为了信道估计的目的，数字基带处理器220可配置为基于对应于第一接收信号r_1，BB[k]的组合信号的基带表示的采样或多相分量r_c，BB[m＝2k+1]，对对应于第一接收信号的通信信道的信道系数h₁(k)进行估计，且基于对应于第二接收信号r_2，BB[k]的组合信号的基带表示的采样或多相分量r_c，BB[m＝2k]，对对应于第二接收信号的通信信道的信道系数h₂(k)进行估计。数字基带处理器220还可配置为将将估计的第一或第二接收信号的信道系数h₁(k)、h₂(k)分别应用于对应于第一或第二接收信号的组合信号r_c，BB[m]的采样或多相分量，以便对所发射采样的连续流s[k]进行估计。

进一步的实施例提供了利用RX天线分集的另一方法，其示意性示于图7中。

方法700包括第一步骤710，在时间上交替选择对应于第一接收天线的第一接收信号r₁(t)的至少一个采样和对应于第二接收天线的第二接收信号r₂(t)的至少一个采样。方法700进一步包括第二步骤720，对被选择的第一和第二接收信号r₁(t)，r₂(t)的采样进行交错以获得组合信号r_c，(t)的在时间上连续的采样流，作为用于利用接收天线分集的基带信号210。

因此，在参考图5-7说明的实施例中，使用来自两个接收分支的交替采样，即，一个采样来自第一接收天线而下一个来自第二接收天线，接下来的采样再次来自第一接收天线而之后的一个来自第二接收天线，诸如此类。这导致天线总数的平均，但是差异在于，每个接收天线的采样率为分数间隔单天线接收所需的一半。优点是数字基带处理器220从分离的两个接收天线获得信息，并且均衡器可重建这两个接收信号，因此导致良好的分集性能。

本发明实施例还可采用组合器230和530这二者。

关于是使用第一组合器230还是第二组合器530的决定，可以取决于一些信道估计结果，而自适应地做出。根据实施例，组合器230和530这二者可连同选择器一起实施，所述选择器用于选择两个组合器230或530中的一个，如图8a中示出的。

图8a示出根据本发明实施例的设备800。

该设备800包括第一组合器230，配置为相对于对应于第二接收天线12-2的第二接收信号r₂(t)，在时间上延迟对应于第一接收天线12-1的第一接收信号r₁(t)，并且将经延迟的第一接收信号r₁(t-Δτ)和第二接收信号r₂(t)相加以在第一组合器230的输出端获得第一组合信号r_c，1(t)的基带表示。进而，设备800包括第二组合器530，配置为在时间上交替选择第一接收信号r₁(t)的至少一个采样和第二接收信号r₂(t)的至少一个采样，并且对所选择的第一和第二接收信号的采样进行交错以在第二组合器530的输出端获得第二组合信号r_c，2(t)的在时间上连续的采样流。设备800还包括选择器810，配置为基于估计的第一和/或第二接收信号的信号质量，提供第一或第二组合信号r_c，1(t)，r_c，2(t)之一的基带表示，作为用于利用接收天线分集的基带信号210。

根据一个实施例，选择器810配置为基于对应于第一和/或第二接收信号的信道估计，自适应地提供第一或第二组合信号作为用于利用接收天线分集的基带信号210。选择器810可配置为在导致由于多径传播引起的ISI的第一和/或第二接收信号的显著信号回波被检测到的情况下，提供第一组合信号r_c，1(t)作为用于利用接收天线分集的基带信号210。这意味着，在涉及的频率选择性多径衰落信道具有显著延迟扩展的情形下，可以优选第一组合器230。

选择器810还可配置为在第一和/或第二接收信号具有高多普勒扩展的情况下，提供第二组合信号r_c，2(t)作为用于利用接收天线分集的基带信号210，其中高多普勒扩展指示对应于第一和/或第二接收信号的通信信道的快速变化条件。这可能例如由于快速移动的移动站引起。当用户(或环境中的反射器)移动时，用户的速度引起沿着每个信号路径传输的信号的频率偏移。这个现象被称为多普勒频移。沿着不同路径传播的信号会具有不同的多普勒频移，对应于不同的相位变化率。对单衰落信道抽头有贡献的不同信号分量之间的多普勒频移的差值，称为多普勒扩展。具有大多普勒扩展的信道具有均随时间在相位上独立变化的信号分量。因为衰落取决于信号分量是相互增强还是互相消弱，这样的信道具有非常短的相干时间。

设备800更为详细的方框图示于图8b中。

来自两个接收分支RX1和RX2的接收信号分别由LNA 882进行放大，由混频器884进行下变频，以及由低通滤波器886进行低通滤波。然后，得到的模拟基带信号r_1，BB(t)和r_2，BB(t)由ADC 236进行模数转换以获得第一和第二数字基带接收信号r_1，BB[k]和r_2，BB[k]。选择哪一个所说明的组合概念取决于开关532的位置，其还可解释为选择器810。如果开关532在位置2，则两个接收信号r_1，BB[k]和r_2，BB[k]通过在时间上延迟第二接收信号且将经延迟的第二接收信号r_2，BB[k-Δτ]加到第一接收信号r_1，BB[k]而被组合。这基本上导致将天线或空间分集转换为多径分集。

在开关532或选择器810在开关位置1和3之间交替的情形下，两个接收信号r_1，BB[k]和r_2，BB[k]通过在时间上交替选择第一接收信号r_1，BB[k]的采样和第二接收信号r_2，BB[k]的采样以获得第一和第二接收信号的交错选择采样流r_c，BB[m]而被组合。在这种情形下，延迟元件250的延迟Δτ设置为0，即Δτ＝0。

在这两种组合情形下，组合信号r_c，BB之后被数字基带处理器220进一步处理，其可为Rake接收机或均衡器，这取决于基本传输方案。

设备800可进一步包括第三和第四组合器(未显示)，其中第三组合器配置为将不同接收信号的采样进行加权且组合为第三组合信号，以便配置多个接收天线的最大接收灵敏度。这个第三组合方案还可理解为使用RX天线阵列的RX波束成形。在这种情形下，对不同的接收信号进行加权可理解为对接收信号进行相移，以便自适应地在发射机或主散射器(scatter)的一个方向上形成天线波束。但是，第三组合方案还可理解为对应于基本上不相关的RX天线信号的接收信号的最大比组合。在这种情形下不同的接收信号以它们的相关信道系数的共轭复数版本进行加权。第四组合器可配置为提供对应于经历最佳信号接收条件的接收天线的接收信号，作为第四组合信号。第四组合方案基本上对应于选择分集。在这种情形下，选择器810配置为提供第一、第二、第三和第四组合信号中的一个作为用于利用接收天线分集的基带信号210。

总之，实施例允许在基带信号处理之前，对分集接收路径的信号与主接收路径的信号进行组合。这些组合可能性中的一个为延迟分集信号且之后将其加到主接收机信号。另一个好的方案是交替地从主接收机取一个采样，从分集接收机取一个采样，然后再次从主接收机取一个采样，如此反复。然后基带进行常规的多径处理(Rake，均衡器)以检测信息和确定哪个组合方法导致最佳接收并激活该方法。

上述第三组合方案表示天线选择分集。选择接收性能更好的天线，并且相应地选择至基带的数据流。该决定可基于RSSI测量或更好地，基于就SNR而言的信号质量。

其他方法组合两个接收路径以形成具有两个信号的信息的组合信号。

上述第四组合方案通过相加来组合两个天线的信号。这引起接收的方向性。如果第二个路径的延迟为0，那么最佳灵敏度垂直于两个天线之间的连线。如果应用相移，那么最大灵敏度位于相对于天线之间连线的另一角度。这与波束成形相似，但是波束成形通常通过移相器在RF中实现，而不是在数字部分中。这种自适应波束成形可应用于其中存在无线电信号的优选到达角的情形。

在上述的第一组合方案中(组合器230)，两个RF接收机以相同延迟传送信号。接收信号中的一个然后被延迟一定时间且被加到另一个。得到的信号看起来像多径接收的信号，具有一个直接路径和一个反射路径。该信号被传到基带，即使未针对分集进行装配，基带也已经集成了Rake接收机或均衡器以应对多径接收。Rake接收机通过将rake耙齿设置到加到其中一个路径上的延迟来执行多径接收，所述耙齿基本上与参考序列在一定延迟和相位上相关。在解扩过程之后，耙齿信号被添加且得到的信号与仅使用一个天线路径相比具有更好的信噪比。对于均衡器相同样是可能的。均衡器估计信道脉冲响应且对其补偿，以使得信号看起来像没有多径传播的信号。如果有若干经延迟的信号，则均衡器将以合适的延迟将接收能量加起来以使得检测之前得到的信号同样比没有第二路径的大。

关于是进行交替采样、波束成形、延迟分集还是天线切换的决定根据一些信道估计结果而自适应地做出。确定波束成形的一个标准可能是主多径的数量不超过特定值(如1，例如，最强峰值之外的所有峰值均位于相对于最强峰值的特定阈值之下，该阈值可以是非恒定的以考虑滤波器旁瓣)。该标准还可根据速度估计、多普勒频移估计、SNR条件、总接收电平、使用情况(空闲、语音呼叫、数据呼叫)，或者根据干扰主导或噪声主导的环境而改变。

尽管一些方面已在设备的上下文做过说明，但是很清楚的是这些方面还代表对相应方法的说明，其中块或设备对应于方法步骤或方法步骤的特征。类似地，在方法步骤的上下文中说明的方面还可代表对相应的块或相应设备的项目或特征的说明。

取决于一定的实施要求，本发明的实施例可以以硬件或软件实现。实施例能够通过使用数字存储介质来执行，例如其上存储有电可读控制信号的软盘、DVD、蓝光光盘、CD、ROM、PROM、EPROM、EEPROM或闪存，其与可编程计算机系统协同工作(或能够与之协同工作)以致执行各方法。因此，数字存储介质可以是计算机可读的。

根据本发明的一些实施例包括数据载体，具有电可读控制信号，其能够与可编程计算机系统协同工作，以致执行此处说明的其中一个方法。

一般地，本发明实施例可作为具有程序代码的计算机程序产品实现，当计算机程序产品在计算机或数字信号处理器上运行时，程序代码操作时用于执行其中一个方法。程序代码例如可存储在机器可读载体上。

其他实施例包括存储在机器可读载体上的计算机程序，用于执行此处描述的其中一个方法。

换句话说，本创造性方法的实施例因此为具有程序代码的计算机程序，当计算机程序在计算机或数字信号处理器上运行时，程序代码用于实现于此描述的其中一个方法。

本创造性方法的另一个实施例因此为数据载体(或数字存储介质，或计算机可读介质)，包括存储在其上的用于执行此处描述的其中一个方法的计算机程序。

本创造性方法的又一个实施例因此为数据流或信号序列，表示用于执行此处描述的其中一个方法的计算机程序。数据流或信号序列例如可配置为经由数据通信连接，例如经由因特网而被传输。

另一个实施例包括处理装置，例如计算机或可编程逻辑设备，被配置为或适配为执行此处描述的其中一个方法。

又一个实施例包括计算机，其上安装有用于执行此处描述的其中一个方法的计算机程序。

在一些实施例中，可编程逻辑设备(例如现场可编程门阵列)可用于执行此处描述的方法的一些或所有功能。在一些实施例中，第一可编程门阵列与微处理器协同工作以便执行此处描述的其中一个方法。通常，方法优选地由任何硬件设备执行。

以上描述的实施例只是用于说明本发明的原理。可以理解：对此处说明的布置和细节的变形或修改对本领域技术人员来说将是很明显的。因此，本发明的目的是仅仅通过权利要求的范围，而不是通过此处对实施例的说明和解释的方式而呈现的具体细节来限制本发明。

Claims (18)

1.一种提供用于通过数字基带处理器利用接收天线分集的基带信号的设备，该设备包括：

第一组合器，被配置为相对于对应于第二接收天线的第二接收信号，在时间上延迟对应于第一接收天线的第一接收信号，并且将经延迟的第一接收信号与第二接收信号相加以在第一组合器的输出端获得第一组合信号的基带表示作为用于利用接收天线分集的基带信号。

2.根据权利要求1的设备，其中第一组合器被配置为延迟第一接收信号，以使得由于多径传播引起的第一接收信号的信号回波与第二接收信号的信号回波在时间上不相互干扰。

3.根据权利要求1的设备，其中第一组合器被配置为延迟第一接收信号，以使得经延迟的第一接收信号的时间延迟大于传输第二接收信号所通过的通信信道的延迟扩展。

4.根据权利要求1的设备，其中所述数字基带处理器被配置为将第一组合信号的基带表示作为具有时间上的符号间干扰且对应于单接收天线的接收信号来处理。

5.根据权利要求1的设备，其中所述数字基带处理器被配置为基于第一组合信号的基带表示，对传输第一和第二接收信号所通过的两个通信信道的信道系数进行估计。

6.根据权利要求1的设备，其中所述数字基带处理器被配置为Rake接收机以利用多径分集，其中所述Rake接收机的多个Rake耙齿中的至少一个专用于经延迟的第一接收信号，且其中所述多个Rake耙齿中的至少第二Rake耙齿专用于第二接收信号。

7.根据权利要求1的设备，其中所述数字基带处理器被配置为线性或非线性信道均衡器以利用第一组合信号的多径分集。

8.根据权利要求1的设备，其中第一接收天线被放置在距离第二接收天线一定距离处或与第二接收天线具有不同极化，以使得对应于第一接收信号的通信信道的衰落特性独立于对应于第二接收信号的通信信道的衰落特性。

9.根据权利要求1的设备，进一步包括：

第二组合器，被配置为在时间上交替选择第一接收信号的至少一个采样和第二接收信号的至少一个采样，且对所选择的第一和第二接收信号的采样进行交错以获得第二组合信号的在时间上连续的采样流；以及

选择器，被配置为基于估计的第一和/或第二接收信号的信号质量，提供第一组合信号的基带表示或第二组合信号的基带表示之一作为用于利用接收天线分集的基带信号。

10.根据权利要求9的设备，其中第一接收信号的采样和第二接收信号的采样均以对应于发射符号率的倍数的接收采样率而采样的，所述倍数等于接收天线的数目，且其中第二组合器被配置为交替选择第一接收信号的一个采样和第二二接收信号的一个采样以使得第二组合信号的采样率对应于接收采样率。

11.根据权利要求9的设备，其中第一接收信号的采样和第二接收信号的采样的采样率分别对应于发射符号率，且其中第二组合器被配置为交替选择第一接收信号的一个采样和第二接收信号的一个采样以使得第一和第二接收信号的采样率对应于第二组合信号的在时间上连续的采样流的采样率的某一分数，其中该分数由耦合到第二组合器的接收天线的数目来定义。

12.根据权利要求9的设备，其中所述选择器被配置为基于对应于第一和/或第二接收信号的信道估计，自适应地提供用于利用接收天线分集的基带信号。

13.根据权利要求9的设备，其中所述选择器被配置为在导致由于多径传播引起的符号间干扰的第一和/或第二接收信号的显著信号回波被检测到的情况下，提供第一组合信号作为用于利用接收天线分集的基带信号。

14.根据权利要求9的设备，其中所述选择器被配置为在第一和/或第二接收信号具有高多普勒扩展的情况下，提供第二组合信号作为用于利用接收天线分集的基带信号，其中高多普勒扩展指示对应于第一和/或第二接收信号的通信信道的快速变化条件。

15.根据权利要求9的设备，进一步包括第三和第四组合器，其中第三组合器被配置为对采样进行相移并且将不同接收信号的相移采样组合为第三组合信号，以便配置多个接收天线的最大接收灵敏度，其中第四组合器被配置为提供对应于经历最佳信号接收条件的接收天线的接收信号作为第四组合信号，且其中选择装置被配置为提供第一、第二、第三和第四组合信号中的一个作为用于利用接收天线分集的基带信号。

16.一种提供用于通过数字基带处理器利用接收天线分集的基带信号的设备，该设备包括：

用于相对于对应于第二接收天线的第二接收信号，在时间上延迟对应于第一接收天线的第一接收信号的装置；以及

用于将经延迟的第一接收信号与第二接收信号相加以获得组合信号的基带表示作为用于利用接收天线分集的基带信号的装置。

17.一种提供用于通过数字基带处理器利用接收天线分集的基带信号的方法，该方法包括：

相对于对应于第二接收天线的第二接收信号，在时间上延迟对应于第一接收天线的第一接收信号；以及

将经延迟的第一接收信号与第二接收信号相加以获得组合信号的基带表示作为用于利用接收天线分集的基带信号。

18.一种包括程序代码的计算机可读介质，当所述程序代码在计算机或数字信号处理器上运行时，所述程序代码执行一种提供用于通过数字基带处理器利用接收天线分集的基带信号的方法，该方法包括：

相对于对应于第二接收天线的第二接收信号，在时间上延迟对应于第一接收天线的第一接收信号；以及

将经延迟的第一接收信号与第二接收信号相加以获得组合信号的基带表示作为用于利用接收天线分集的基带信号。

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