CN102158111A - 单极性组合整流式高频隔离逆变器及其控制电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种单极性组合整流式高频隔离逆变器及其控制电路，所述的高频隔离逆变器包括输入电源、移相控制全桥逆变器电路、高频隔离变压器、第一整流电路、第二整流电路和二阶低通滤波电路；所述的控制电路则包括电压传感器、输出电压环、电流传感器、电感电流环和驱动信号逻辑电路；控制电路产生驱动信号，从而控制逆变器中的第一、二整流电路交替工作。此种电路结构采用2级变换，克服了现有并网逆变器体积大、重量重及效率低的缺点，具有效率高、发热量小、对散热要求低的特点。

Description

单极性组合整流式高频隔离逆变器及其控制电路

技术领域

本发明属于变换器及其控制领域，特别涉及一种单极性组合整流式高频隔离逆变器及其控制电路。

背景技术

太阳能、风能以及燃料电池作为新型清洁的能源受到了广泛的关注，利用这些能源的分布式发电技术成为全球能源可持续发展战略的重要组成部分。整个发电系统的电路结构对于系统的重量、体积、成本以及效率都会产生至关重要的影响。对于像光伏电池和燃料电池这样以直流输入的发电系统来说，通常的电路结构有：①非隔离单级式并网逆变器；②直-直(DC/DC)变换器+逆变器(DC/AC)+工频变压器；③DC/DC变换器+高频隔离的DC/AC逆变器；④高频隔离的DC/DC变换器+DC/AC逆变器；⑤高频环节逆变器。

在前述电路结构中，第一种结构最简单、成本最低，但是单级逆变器需要承担如最大功率点跟踪和并网电流波形控制的任务；而且，由于输入端的电压变化范围非常大，对逆变器的器件选择和滤波器的设计提出了更高的要求；此外，由于系统无隔离变压器，系统存在共模电流和并网电流的直流分量，虽然针对这两个问题提出了相应的控制策略，但是由于系统寄生参数的不确定性，造成此类问题不能完全消除。第二种结构采用了工频变压器，虽然实现了并网系统与电网之间的电气隔离，但是其体积、重量以及成本大大增加。第三种和第四种结构采用高频变压器隔离并网系统与电网，但是其电力变换的级数共有3级，这影响了系统的并网效率。第五种结构采用正弦调制DC/AC+高频隔离变压器+交-交(AC/AC)的结构，只有两级电力变换，其效率相对较高，而且相对于第三种和第四种电路结构省去了DC/DC变换器的LC滤波器，节省了系统的成本，最关键的是其中的隔离变压器工作在高频状态，其体积和重量都非常小。

目前高频隔离环节逆变器主要分为基于正激型（Forward）电路的电压源型变换器的电路结构以及基于反激型（Flyback）电路的电流源型变换器的电路结构，其中，基于Flyback结构的主电路和控制简单，其中的变压器需要存储能量，因此其适用于小功率场合；而基于Forward结构的主电路和控制复杂，但变压器用来传输能量，因此其处理功率较大，所以基于Forward电路的电压源型变换器的电路结构更适合作为并网逆变器。

另外，在现有的同类型逆变器电路中，所有的开关器件都工作在高频开关状态，在不考虑死区和导通重叠时间时，在同一时刻有6个开关管工作，且都工作在高频开关状态，导致发热量高，影响整体的使用寿命，且由于开关管持续工作，也需持续发热，更加会缩短使用寿命。

本发明人即是基于以上考虑，试图找到一种适合于大功率的基于Forward电路的高频隔离逆变器，本案由此产生。

发明内容

本发明的主要目的，在于提供一种2级变换的单极性组合整流式高频隔离逆变器及其控制电路，以克服现有并网逆变器体积大、重量重及效率低的缺点，具有效率高、发热量小、对散热要求低的特点。

为了达成上述目的，本发明的解决方案是：

一种单极性组合整流式高频隔离逆变器，包括输入电源和移相控制全桥逆变器电路，其中，移相控制全桥逆变器电路包括带反并二极管的第一、二、三、四开关管，第一开关管的源极与第三开关管的漏极连接，第二开关管的源极与第四开关管的漏极连接，且第一开关管的漏极连接第二开关管的漏极，第三开关管的源极连接第四开关管的源极；输入电源的正极连接在第一开关管的漏极与第二开关管的漏极之间，负极则连接在第三开关管的源极与第四开关管的源极之间；还包括高频隔离变压器、第一整流电路、第二整流电路和二阶低通滤波电路；

高频隔离变压器包括原边绕组、第一副边绕组和第二副边绕组，其中，原边绕组的同名端连接在第一开关管的源极与第三开关管的漏极之间，异名端则连接在第二开关管的源极与第四开关管的漏极之间；

第一整流电路包括依次连接的第一整流桥和第一双向开关，其中，所述的第一整流桥包括带反并二极管的第五、六、七、八开关管，第五开关管的源极与第七开关管的漏极连接，第六开关管的源极与第八开关管的漏极连接，且第五开关管的漏极连接第六开关管的漏极，第七开关管的源极连接第八开关管的源极；且第一副边绕组的同名端连接第五开关管的源极与第七开关管的漏极之间，异名端则连接在第六开关管的源极与第八开关管的漏极之间；第一双向开关包括带反并二极管的第九、十开关管，第九开关管的源极与第十开关管的源极连接，且第九开关管的漏极连接在第五开关管的漏极与第六开关管的漏极之间；

第二整流电路包括依次连接的第二整流桥和第二双向开关，其中，所述的第二整流桥包括带反并二极管的第十一、十二、十三、十四开关管，其相互连接关系与第一整流桥结构相同；第二副边绕组的同名端连接在第十一开关管的源极与第十三开关管的漏极之间，异名端则连接在第十二开关管的源极与第十四开关管的漏极之间；第二双向开关包含第十五、十六开关管，第十五开关管的源极与第十六开关管的源极连接，且第十五开关管的漏极连接在第十三开关管的源极与第十四开关管的源极之间；

另外，第一整流电路和第二整流电路并联连接，第七开关管的源极与第十一开关管的漏极连接，作为第一个并联点，第十开关管的漏极与第十六开关管的漏极连接，作为第二个并联点；

二阶低通滤波电路包含电感和电容，其中，电感的一端连接第二个并联点，另一端连接电容的一端，而电容的另一端则连接前述第一个并联点。

一种基于前述单极性组合整流式高频隔离逆变器的控制电路，包括电压传感器、输出电压环、电流传感器、电感电流环和驱动信号逻辑电路；

电压传感器的输入端连接在二阶低通滤波电路中电容的两端；

输出电压环包括输出电压调节器和第一减法器，其中，第一减法器的负向输入端连接前述电压传感器的输出端，而正向输入端连接基准电压，而第一减法器的输出端则连接输出电压调节器的输入端；

电流传感器的输入端连接在电容与第一个并联点之间；

电感电流环包括第二减法器和电感电流调节器，其中，第二减法器的负向输入端连接电流传感器的输出端，而正向输入端连接输出电压调节器的输出端，而第二减法器的输出端则连接电感电流调节器的输入端；

驱动信号逻辑电路包括第一、二、三、四、五反相器、第一、二、三比较器和第一、二、三下降沿二分频器，其中，第一比较器的同相输入端连接电感电流调节器的输出端，而其反相输入端则连接三角载波信号，第一比较器的输出端连接第一下降沿二分频器的输入端，而第一下降沿二分频器的输出信号一方面直接作为第一开关管的驱动信号，另一方面经由第一反相器作为第三开关管的驱动信号；

电感电流调节器的输出端还经由第四反相器连接第二比较器的同相输入端，而第二比较器的反相输入端则连接三角载波信号，第二比较器的输出端连接第二下降沿二分频器的输入端，而第二下降沿二分频器的输出信号一方面直接作为第二开关管的驱动信号，另一方面经由第二反相器作为第四开关管的驱动信号；

第三下降沿二分频器的输入信号为三角载波，输出信号一方面直接作为第五、十一、八、十四开关管的驱动信号，另一方面经由第三反相器作为第六、十二、七、十三开关管的驱动信号；

第三比较器的同相输入端连接电压传感器的输出端，反相输入端接地，而输出信号一方面直接作为第九、十开关管的驱动信号，另一方面经由第五反相器作为第十五、十六开关管的驱动信号。

采用上述方案后，本发明采用2级式变换，相对于3级变换的逆变器来说，效率更高；另外，逆变器中的两个整流电路在控制电路的控制下交替工作，一方面缩短工作时间，改变发热集中的缺陷，降低对散热的要求，另一方面控制部分开关管工作在工频状态，降低发热量，延长整体使用寿命。

附图说明

图1是本发明的电路示意图；

图2是本发明在一个工频周期内的主要波形图；

图3是本发明在输出电压大于0、电感电流大于0时一个开关周期内的主要波形图；

图4是本发明在输出电压大于0、电感电流大于0时模态0的工作原理图；

图5是本发明在输出电压大于0、电感电流大于0时模态1的工作原理图；

图6是本发明在输出电压大于0、电感电流大于0时模态2的工作原理图；

图7是本发明在输出电压大于0、电感电流大于0时模态3的工作原理图；

图8是本发明在输出电压大于0、电感电流大于0时模态4的工作原理图；

图9是本发明在输出电压大于0、电感电流大于0时模态5的工作原理图；

图10是本发明在输出电压大于0、电感电流大于0时模态6的工作原理图；

图11是本发明在输出电压大于0、电感电流小于0时一个开关周期内的主要波形图；

图12是本发明在输出电压大于0、电感电流小于0时模态0的工作原理图；

图13是本发明在输出电压大于0、电感电流小于0时模态1的工作原理图；

图14是本发明在输出电压大于0、电感电流小于0时模态2的工作原理图；

图15是本发明在输出电压大于0、电感电流小于0时模态3的工作原理图；

图16是本发明在输出电压大于0、电感电流小于0时模态4的工作原理图。

具体实施方式

以下将结合附图及具体工作过程对本发明的结构进行详细说明。

如图1所示，本发明公开一种单极性组合整流式高频隔离逆变器，包括输入电源U_D、移相控制全桥逆变器电路1、高频隔离变压器2、第一整流电路3、第二整流电路4和二阶低通滤波电路5，以下将就其相互连接关系及组成部件进行详细说明。

移相控制全桥逆变器电路1具有双极性正弦脉宽调制（SPWM）特性，包括四个带反并二极管的开关管S1-S4，其中，开关管S1的源极与开关管S3的漏极连接（在本实施例中，所有开关管的栅极均悬空，故不再赘述），开关管S2的源极与开关管S4的漏极连接，且开关管S1的漏极连接开关管S2的漏极，开关管S3的源极连接开关管S4的源极；输入电源U_D的正极连接在开关管S1的漏极与开关管S2的漏极之间，负极则连接在开关管S3的源极与开关管S4的源极之间。

高频隔离变压器2包含一个原边绕组W1、一个第一副边绕组W2和一个第二副边绕组W3，其中，原边绕组W1的同名端连接在开关管S1的源极与开关管S3的漏极之间，异名端则连接在开关管S2的源极与开关管S4的漏极之间。

第一整流电路3包括依次连接的第一整流桥和第一双向开关，其中，如图1所示，所述的第一整流桥由4个带反并二极管的开关管S5a-S8a连接而成，具体来说，开关管S5a的源极与开关管S7a的漏极连接，开关管S6a的源极与开关管S8a的漏极连接，且开关管S5a的漏极连接开关管S6a的漏极，开关管S7a的源极连接开关管S8a的源极；且高频隔离变压器2中第一副边绕组W2与该第一整流桥的输入端连接，具体来说，第一副边绕组W2的同名端连接开关管S5a的源极与S7a的漏极之间，异名端则连接在开关管S6a的源极与S8a的漏极之间；第一双向开关由两个带反并二极管的开关管S9a、S10a连接而成，具体来说，开关管S9a的源极与开关管S10a的源极连接，且开关管S9a的漏极连接第一整流桥的输出正端（也即开关管S5a的漏极与S6a的漏极之间）。

第二整流电路4包括依次连接的第二整流桥和第二双向开关，其中，如图1所示，所述的第二整流桥由4个带反并二极管的开关管S5b-S8b连接而成，其相互连接关系与第一整流桥结构类似，在此不再赘述；高频隔离变压器2中第二副边绕组W3与该第二整流桥的输入端连接，具体来说，第二副边绕组W3的同名端连接在开关管S5b的源极与S7b的漏极之间，异名端则连接在开关管S6b的源极与S8b的漏极之间；第二双向开关由两个开关管S9b、S10b连接而成，具体是将开关管S9b的源极与开关管S10b的源极连接，且开关管S9b的漏极连接第二整流桥的输出正端（也即开关管S7b的源极与S8b的源极之间）。

另外，第一整流电路3和第二整流电路4还并联连接，具体而言，第一整流桥的输出负端（也即开关管S7a的源极与S8a的源极）与第二整流桥的输出正端（也即开关管S5b的漏极与S6b的漏极）连接，作为第一个并联点（即图1中的B点），第一双向开关的输出端（也即开关管S10a的漏极）与第二双向开关的输出端（也即开关管S10b的漏极）连接，作为第二个并联点（即图1中的A点）。

二阶低通滤波电路5包含电感L和电容C，其中，电感L的一端连接第二个并联点，另一端连接电容C的一端，而电容C的另一端则连接前述第一个并联点。

另外，本发明还提供一种基于前述单极性组合整流式高频隔离逆变器的控制电路，同样配合图1所示，所述的控制电路包括电压传感器61、输出电压环7、电流传感器62、电感电流环8和驱动信号逻辑电路9，以下将分别介绍。

电压传感器61的输入端连接在二阶低通滤波电路5中电容C的两端。

输出电压环7包括输出电压调节器和第一减法器，其中，第一减法器的负向输入端连接前述电压传感器61的输出端，而正向输入端连接基准电压u _ref ，而第一减法器的输出端则连接输出电压调节器的输入端。

电流传感器62的输入端连接在电容C与第一个并联点之间。

电感电流环8包括第二减法器和电感电流调节器，其中，第二减法器的负向输入端连接电流传感器62的输出端，而正向输入端连接输出电压调节器的输出端，而第二减法器的输出端则连接电感电流调节器的输入端。

驱动信号逻辑电路9包括第一、二、三、四、五反相器、第一、二、三比较器和第一、二、三下降沿二分频器，其中，第一比较器的同相输入端连接电感电流调节器的输出端，而其反相输入端则连接三角载波信号，第一比较器的输出端连接第一下降沿二分频器的输入端，而第一下降沿二分频器的输出信号一方面直接作为开关管S1的驱动信号，另一方面经由第一反相器作为开关管S3的驱动信号。

电感电流调节器的输出端还经由第四反相器连接第二比较器的同相输入端，而第二比较器的反相输入端则连接三角载波信号，第二比较器的输出端连接第二下降沿二分频器的输入端，而第二下降沿二分频器的输出信号一方面直接作为开关管S2的驱动信号，另一方面经由第二反相器作为开关管S4的驱动信号。

第三下降沿二分频器的输入信号为三角载波，输出信号一方面直接作为开关管S5a、S5b、S8a、S8b的驱动信号，另一方面经由第三反相器作为开关管S6a、S6b、S7a、S7b的驱动信号。

第三比较器的同相输入端连接电压传感器61的输出端，反相输入端接地，而输出信号一方面直接作为开关管S9a、S10a的驱动信号，另一方面经由第五反相器作为开关管S9b、S10b的驱动信号。

本发明工作时，首先采用电压传感器61检测逆变器输出电压u _o 的输出电压反馈信号u _of ，采用电流传感器62检测逆变器滤波电感电流i _L 的滤波电感电流反馈信号i _Lf ；将逆变器输出电压u _o 的基准电压u _ref 与输出电压反馈信号u _of 相减得到电压误差信号u _e ，将电压误差信号u _e 作为输出电压调节器的输入信号，而输出电压调节器的输出信号i _ref 作为电感电流环8的基准值，将电感电流环8的基准值i _ref 与电感电流反馈信号i _Lf 相减得到电感电流误差信号i _e ，将该电感电流误差信号i _e 作为电感电流调节器的输入信号，而电感电流调节器的输出信号u _r 即为调制信号。

将前述调制信号u _r 作为第一比较器同相输入端的输入信号，将三角载波信号u _c 作为第一比较器反相输入端的输入信号，则第一比较器输出方波信号u _k1，该方波信号u _k1经第一下降沿二分频器得到开关管S1的驱动信号U _S1，将开关管S1的驱动信号经第一反相器则得到开关管S3的驱动信号U _S3。

将前述调制信号u _r 经第四反相器得到反相调制信号-u _r ，将该反相调制信号-u _r 作为第二比较器同相输入端的输入信号，将三角载波信号u _c 作为第二比较器反相输入端的输入信号，则第二比较器输出方波信号u _k2，该方波信号u _k2经第二下降沿二分频器得到开关管S2的驱动信号U _S2，将开关管S2的驱动信号U _S2经第二反相器得到开关管S4的驱动信号U _S4。

将三角载波信号u _c 经第三下降沿二分频器分别得到开关管S5a、S5b、S8a、S8b的驱动信号U _S5a、U _S5b、U _S8a、U _S8b，将第三下降沿二分频器的输出信号经第三反相器则分别得到开关管S6a、S6b、S7a、S7b的驱动信号U _S6a、U _S6b、U _S7a、U _S7b。

将输出电压反馈信号u _of 作为第三比较器同相输入端的输入信号，第三比较器的反相输入端则输入0电位信号（也即接地），则第三比较器的输出信号u _k3即为开关管S9a、S10a的驱动信号U _S9a、U _S10a，将第三比较器的输出信号u _k3经第五反相器得到开关管S9b、S10b的驱动信号U _S9b、U _S10b。

本发明工作时，首先参考图2所示，是其在一个工频周期内的主要波形图，其中，符号                                                

、分别表示开关管S3、S4的驱动信号的反向信号，符号

、

分别表示开关管S6a、S7a的驱动信号的反向信号，符号

、

分别表示开关管S6b、S7b的驱动信号的反向信号，符号

、

分别表示开关管S9b、S10b的驱动信号的反向信号，而u _AB 则表示第一、二个并联点之间的电压。

以下将对本发明的工作模态进行详细分析。

根据输出电压u _o 与滤波电感电流i _L 的极性，电路的工作模态有四种情况，分别是：①i _L >0，u _o >0；②i _L <0，u _o >0；③i _L >0，u _o <0；④i _L <0，u _o <0。第一种情况i _L >0，u _o >0时，第一整流电路工作，其中工作的仅仅是开关管的反并二极管，第二整流电路不工作；在第四种情况下第二整流电路工作，第一整流电路不工作，具体工作情况类似第一种情况；第二种情况和第三种情况将滤波电感L中存储的能量反馈给输入电源，下面分析具有代表性的第一种情况和第二种情况。

当本发明电路中i _L >0，u _o >0时，一个开关周期内的波形如图3所示：

开关模态0（配合图4所示）：

开关管S1和开关管S4导通，高频隔离变压器原边电流经过开关管S1、变压器漏感L _r 、变压器原边绕组和开关管S4；变压器副边电压为正，副边电流经过开关管S5a、S8a的反并二极管以及开关管S9a与S10a。能量从输出电源流向负载侧。

开关模态1（配合图5所示）：

t0时刻，开关管S1关断，高频隔离变压器原边电流A点分流，分别给开关管S1和S3的结电容充电和放电，变压器原边电压逐渐下降，但仍保持正值；开关管S1上的电压逐渐上升，因此S1为零电压关断；变压器副边的电流通路与开关模态0一致。

开关模态2（配合图6所示）：

t1时刻，开关管S3的端电压下降为0，其反并二极管自然导通，高频隔离变压器的原边电压下降为0，其电流跟随变压器副边电流的变化而变化；变压器副边的电流流通路径与图5所示的开关模态1一样。

注意：在该模态中，t2时刻，开通开关管S3，则S3为零电压开通；t3时刻附近，变压器副边电路的整流桥开关管S5a、S8a和S6a、S7a有一段重叠导通的时间，不过在i _L >0时，对电路的开关模态没有影响。

开关模态3（配合图7所示）：

t4时刻，开关管S4关断，高频隔离变压器的原边电流在B点分流，分别对开关管S2与S4的结电容放电与充电，S4的端电压慢慢上升，因此S4为零电压关断。一旦S4关断，变压器电压变负，则副边的开关管S6a、S7a的反并二极管导通，S5a、S8a的反并二极管继续导通，变压器的电压重新被钳位为0，则S4结电容的电压作用在变压器的漏感L _r 上，变压器原边的电流下降，导致S5a、S8a的反并二极管中电流下降，而S6a、S7a的反并二极管电流上升。

开关模态4（配合图8所示）：

t5时刻，开关管S2与S4的端电压分别变为0与输入电压U _D ，S2的反并二极管导通。t5时刻，变压器原边电流下降为0。在这一段时间中，开关管S2开通，因此S2零电压开通。

开关模态5（配合图9所示）：

t6时刻，高频隔离变压器的原边电流下降为0，变压器副边整流电路的两条支路电流相等。此后原边电流反向增加，但不足以完全提供负载电流，副边电路中S6a、S7a的反并二极管电流开始大于流经S5a、S8a反并二极管的电流。

开关模态6（配合图10所示）：

t7时刻，副边电路中，开关管S5a、S8a反并二极管的电流变为0，高频隔离变压器的副边电流完全由变压器原边提供。

t8时刻以后，变换器开始下半周期的工作，分析过程类似，不再赘述。

当本发明所提供的电路中i _L <0，u _o >0时，一个开关周期内的波形如图11所示：

开关模态0（配合图12所示）：

t0时刻以前，高频隔离变压器原边开关管S1和开关管S4导通，变压器副边S5a、S8a导通，滤波电感L中的能量反馈给输入电源。t0时刻，开关管S1关闭，但是由于副边电路中滤波电感L的作用，原边电路的电流流通路径与t0时刻以前一样。

开关模态1（配合图13所示）：

t1时刻，开关管S3开通，高频隔离变压器原边电流从S1反并二极管中转移到S3中，因此开关管S3为硬开通；变压器副边的电流通路与开关模态0一致。

t2时刻，开通开关管S6a、S7a，但并未关断S5a、S8a，而是让这四个开关管重叠导通，由于变压器原边中的电流不变，因此此时S6a、S7a中并没有电流流过。

开关模态2（配合图14所示）：

t3时刻，关断开关管S5a、S8a，电流由S5a、S8a向S6a、S7a换流，因此S5a、S8a硬关断，S6a、S7a硬开通。变压器原边中的电流也改变了方向。

开关模态3（配合图15所示）：

t4时刻，开关管S4关断，高频隔离变压器原边电流在B点分流，分别对S2与S4的结电容放电与充电，S4的端电压慢慢上升，因此S4为零电压关断。

开关模态4（配合图16所示）：

t5时刻，开关管S2与S4的端电压分别变为0与输入电压U _D ，S2的反并二极管导通。

t6时刻，S2开通，但由于副边电路中滤波电感电流的作用，S2的反并二极管继续保持导通，此阶段一直持续到S3关断为止。

t7时刻以后，逆变器开始下半周期的工作。

综上所述，本发明一种单极性组合整流式高频隔离逆变器，通过设置两个整流电路——第一整流电路、第二整流电路，并利用控制电路控制两个整流电路每半个工频周期交替工作一次，缩短单个开关管的工作时间，从而整体器件的发热比较分散，对散热的要求大大降低；另外，本发明所提供的高频隔离逆变器尽管同一时刻也有6个开关管工作，但是其中仅有4个开关管处于高频开关状态，另外2个开关管的开关频率则仅仅为工频（指电路中的开关管S9a、S10a、S9b、S10b），从而有效降低发热量。

以上实施例仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明保护范围之内。

Claims (2)

1.一种单极性组合整流式高频隔离逆变器，包括输入电源和移相控制全桥逆变器电路，其中，移相控制全桥逆变器电路包括带反并二极管的第一、二、三、四开关管，第一开关管的源极与第三开关管的漏极连接，第二开关管的源极与第四开关管的漏极连接，且第一开关管的漏极连接第二开关管的漏极，第三开关管的源极连接第四开关管的源极；输入电源的正极连接在第一开关管的漏极与第二开关管的漏极之间，负极则连接在第三开关管的源极与第四开关管的源极之间；其特征在于：还包括高频隔离变压器、第一整流电路、第二整流电路和二阶低通滤波电路；

高频隔离变压器包括原边绕组、第一副边绕组和第二副边绕组，其中，原边绕组的同名端连接在第一开关管的源极与第三开关管的漏极之间，异名端则连接在第二开关管的源极与第四开关管的漏极之间；

第一整流电路包括依次连接的第一整流桥和第一双向开关，其中，所述的第一整流桥包括带反并二极管的第五、六、七、八开关管，第五开关管的源极与第七开关管的漏极连接，第六开关管的源极与第八开关管的漏极连接，且第五开关管的漏极连接第六开关管的漏极，第七开关管的源极连接第八开关管的源极；且第一副边绕组的同名端连接第五开关管的源极与第七开关管的漏极之间，异名端则连接在第六开关管的源极与第八开关管的漏极之间；第一双向开关包括带反并二极管的第九、十开关管，第九开关管的源极与第十开关管的源极连接，且第九开关管的漏极连接在第五开关管的漏极与第六开关管的漏极之间；

第二整流电路包括依次连接的第二整流桥和第二双向开关，其中，所述的第二整流桥包括带反并二极管的第十一、十二、十三、十四开关管，其相互连接关系与第一整流桥结构相同；第二副边绕组的同名端连接在第十一开关管的源极与第十三开关管的漏极之间，异名端则连接在第十二开关管的源极与第十四开关管的漏极之间；第二双向开关包含第十五、十六开关管，第十五开关管的源极与第十六开关管的源极连接，且第十五开关管的漏极连接在第十三开关管的源极与第十四开关管的源极之间；

另外，第一整流电路和第二整流电路并联连接，第七开关管的源极与第十一开关管的漏极连接，作为第一个并联点，第十开关管的漏极与第十六开关管的漏极连接，作为第二个并联点；

二阶低通滤波电路包含电感和电容，其中，电感的一端连接第二个并联点，另一端连接电容的一端，而电容的另一端则连接前述第一个并联点。

2.一种基于前述单极性组合整流式高频隔离逆变器的控制电路，其特征在于：包括电压传感器、输出电压环、电流传感器、电感电流环和驱动信号逻辑电路；

电压传感器的输入端连接在二阶低通滤波电路中电容的两端；

输出电压环包括输出电压调节器和第一减法器，其中，第一减法器的负向输入端连接前述电压传感器的输出端，而正向输入端连接基准电压，而第一减法器的输出端则连接输出电压调节器的输入端；

电流传感器的输入端连接在电容与第一个并联点之间；

电感电流环包括第二减法器和电感电流调节器，其中，第二减法器的负向输入端连接电流传感器的输出端，而正向输入端连接输出电压调节器的输出端，而第二减法器的输出端则连接电感电流调节器的输入端；

驱动信号逻辑电路包括第一、二、三、四、五反相器、第一、二、三比较器和第一、二、三下降沿二分频器，其中，第一比较器的同相输入端连接电感电流调节器的输出端，而其反相输入端则连接三角载波信号，第一比较器的输出端连接第一下降沿二分频器的输入端，而第一下降沿二分频器的输出信号一方面直接作为第一开关管的驱动信号，另一方面经由第一反相器作为第三开关管的驱动信号；

电感电流调节器的输出端还经由第四反相器连接第二比较器的同相输入端，而第二比较器的反相输入端则连接三角载波信号，第二比较器的输出端连接第二下降沿二分频器的输入端，而第二下降沿二分频器的输出信号一方面直接作为第二开关管的驱动信号，另一方面经由第二反相器作为第四开关管的驱动信号；

第三下降沿二分频器的输入信号为三角载波，输出信号一方面直接作为第五、十一、八、十四开关管的驱动信号，另一方面经由第三反相器作为第六、十二、七、十三开关管的驱动信号；

第三比较器的同相输入端连接电压传感器的输出端，反相输入端接地，而输出信号一方面直接作为第九、十开关管的驱动信号，另一方面经由第五反相器作为第十五、十六开关管的驱动信号。

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