CN102142784B - 一种全数字化五电平逆变器spwm控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种全数字化五电平SPWM控制方法，通过正弦调制波与四个平移三角载波进行比较，根据不对称规则采样原理及其比较结果，按照规律完成五电平逆变器各个开关器件的开通关断状态。本发明实现全数字化控制，使得五电平SPWM控制响应速度更快，脉宽控制精度更高，输出电压谐波含量更小，三相对称度更优，并且能够方便灵活的对程序进行修改，使其满足各种高性能控制场合的需要。

Description

一种全数字化五电平逆变器SPWM控制方法

技术领域

本发明属于电力电子技术领域，具体涉及全数字化五电平正弦脉宽调制(Sine pulse width modulation，SPWM)控制方法。

背景技术

近年，智能电网、微电网概念不断提出；新能源、分布式电源技术快速发展，电气节能、电能质量控制装置广泛采用，这些系统在与电网接口或者负载驱动方面很多都要求是基于电力电子的大(中)功率装置，为了提高系统输出容量和电压等级，多电平逆变电路应用越来越深入，其中三电平逆变电路已得到了较成熟的应用，而五电平逆变电路的应用尚处于摸索阶段，逆变器的脉宽调制是其中一项关键技术，特别是在五电平的全数字化方面，尚没有现成的、完善的技术。目前在五电平SPWM功能实现方面，主要实现方法及其不足包括：

(1)利用微处理器配合模拟电路实现，该实现方法PWM输出具有较快的动态响应速度，但是电路结构复杂，设计难度较大，实现功能有限，多限于两电平场合，并且控制精度受环境温度和器件参数影响较大，电路的后期更改极其不便。

(2)利用集成PWM发生模块的专用芯片实现，该实现方法PWM输出的主要优点是系统构成简单，集成度和灵活性较高，目前能够实现该功能的芯片主要有英特尔(INTER)公司的80C196MC，德州仪器(TI)公司的TMS320C2407，28xx系列，美国模拟器件(AD)公司的ADMC系列等。但是就目前各大公司生产的PWM专用芯片而言，其应用范围主要还是集中在两电平三相逆变器的控制。在五电平逆变器场合，单个DSP的PWM输出端口有限，已不能满足系统实际应用要求。此外，五电平脉宽调制策略更加复杂，计算量更大，这时专用数字信号处理器(Digital Signal Processor，DSP)的计算速度、存储资源也已经无法满足设计需要。

(3)随着微机技术的不断进步，尤其是高性能DSP、大规模集成(LargeScale Integrated，LSI)电路的出现，使得调制策略的实现方法逐渐向高频化、集成化和数字化的方向发展，利用微处理器配合LSI电路实现脉宽调制的方法逐渐被大家采纳。尤其是各种处理芯片运算速度的不断提高，LSI技术的不断成熟，使得这种组成结构克服了前两种方法的不足。特别是将PWM功能独立出来利用数字电路实现的设计思想，使得开发人员能够根据实际系统的要求，通过软件编程完成各种专用PWM控制电路的功能。一方面解决了模拟电路实现过程中繁琐的电路设计、控制精度不高以及灵活性不足的问题，另一方面减少了微处理器资源的占用、提高了系统的稳定性和并行处理能力。目前很多文献设计的数字化PWM在实现方法上多采用如下3种方案：①微处理器计算开关时间，将其传送给LSI系统，由LSI进行脉宽输出计时与控制。②微处理器计算并向LSI输出PWM中的正弦调制波，LSI接收并在内部产生三角波，交叠后由LSI进行脉宽输出控制。③微处理器计算并向LSI并输出每相桥臂的高低电平状态，由LSI根据高低电平状态进行逻辑判断，并分解到各个开关器件的状态，之后进行脉宽输出控制。以上方法虽然都可以实现PWM的数字化，但是距离全数字化依然存在一定差距，在脉宽发生的快速性、精确性以及稳定性方面，仍然有较大提升空间。

发明内容

本发明的目的在于提供一种五电平SPWM控制方法，实现全数字化控制，提高了控制效率、稳定性和精确性。

全数字化五电平SPWM控制方法，在开关周期内按照如下方式对各单相桥臂进行控制：单相桥臂的开关器件从上往下依次为SA1、SA2、SA3、SA4，SA5、SA6、SA7和SA8，

I、当正弦调制波大于等于0且小于等于1

SA1、SA7、SA8保持关断，SA3、SA4、SA5保持开通，

SA2与SA6的开通关断时间计算公式为：

SA2的开通时间SA2_ON＝PWM_TM×PWM_M×K-PWM_DT/2，

SA2的关断时间SA2_OFF＝PWM_TM-SA2_ON-PWM_DT，

SA6的开通时间SA6_ON＝PWM_TM×(1-PWM_M×K)-PWM_DT/2，

SA6的关断时间SA6_OFF＝PWM_TM-SA6_ON-PWM_DT；

II、当正弦调制波大于1且小于等于2

SA2、SA3、SA4保持开通，SA6，SA7，SA8保持关断，

SA1与SA5的开通关断时间计算公式为：

SA1的开通时间SA1_ON＝PWM_TM×PWM_M×K-PWM_DT/2，

SA1的关断时间SA1_OFF＝PWM_TM-SA1_ON-PWM_DT，

SA5的开通时间SA5_ON＝PWM_TM×(1-PWM_M×K)-PWM_DT/2，

SA5的关断时间SA5_OFF＝PWM_TM-SA5_ON-PWM_DT；

III、当正弦调制波大于等于-1且小于0

SA1、SA2、SA8保持关断，SA4、SA5、SA6保持开通，

SA3与SA7的开通关断时间计算公式为：

SA3的开通时间SA3_ON＝PWM_TM×PWM_M×K-PWM_DT/2，

SA3的关断时间SA3_OFF＝PWM_TM-SA3_ON-PWM_DT，

SA7的开通时间SA7_ON＝PWM_TM×(1-PWM_M×K)-PWM_DT/2，

SA7的关断时间SA7_OFF＝PWM_TM-SA7_ON-PWM_DT，

IV、当正弦调制波大于等于-2且小于-1

SA1，SA2，SA3保持关断，SA5，SA6，SA7保持开通，

SA4与SA8的开通关断时间计算公式为：

SA4的开通时间SA4_ON＝PWM_TM×PWM_M×K-PWM_DT/2，

SA4的关断时间SA4_OFF＝PWM_TM-SA4_ON-PWM_DT，

SA8的开通时间SA8_ON＝PWM_TM×(1-PWM_M×K)-PWM_DT/2，

SA8的关断时间SA8_OFF＝PWM_TM-SA8_ON-PWM_DT。

其中，

PWM_M＝m，PWM_DT＝T_D×f_CLK，m为逆变器幅值调制比，T_D为开关器件死区时间，f_CLK为控制信号时钟频率，f_PWM为功率器件的开关频率，K为正弦调制波对应的正弦函数值。

进一步的，所述正弦调制波采用查表方式获取，具体为：预先对正弦函数取点，将各点的角度地址与其对应的正弦函数值以表格形式存储；查表时，首先计算当前正弦函数角度地址，然后依据正弦函数角度地址在表格中查询其对应的正弦函数值，最后将该正弦函数值乘以幅值调制比PWM_M得到正弦调制波；其中，

所述正弦函数角度地址的计算方法为：

查表步长

初相角

f为正弦调制波频率，

是正弦函数的取点角度间隔，θ为正弦调制波的初始相位值。

本发明的技术效果体现在：相比模拟电路而言，本发明全数字化实现的五电平逆变器SPWM控制在三角载波、正弦调制波、死区时间设置、脉宽控制信号的精度以及三相对称性均得到了大幅度提高，并且能够提前计算得到未来半个载波周期内的开通关断时间，方便实现双边对称死区功能。脉宽信号半个开关周期内即可实现对系统输出频率、相位、幅值的同步调整，系统响应速度更快、输出电压谐波含量更小，能够满足各种高性能控制场合的需要。

附图说明

图1基于FPGA的全数字化SPWM控制算法框图；

图2五电平逆变器拓扑结构；

图3五电平单相SPWM原理图；

图4五电平SPWM的数字化开关规则与开关时间计算原理图，图4(a)为0≤正弦波≤1状态时的原理图，图4(b)为1＜正弦波≤2状态时的原理图，图4(c)为-1≤正弦波＜0状态时的原理图，图4(d)为-2≤正弦波＜-1状态时的原理图。

图5基于FPGA的全数字化SPWM控制的试验检测波形，图5(a)为数字化后正弦波与三角载波的数字化状态波形，图5(b)为数字化后，0≤正弦波≤1时A相桥臂SA2，SA6开关器件的脉宽输出波形。

具体实施方式

本发明根据五电平SPWM的基本原理，通过正弦调制波与4个平移三角载波进行比较，根据不对称规则采样原理及其比较结果，按照规律完成五电平逆变器各个开关器件的开通关断状态，利用FPGA实现了SPWM功能的全数字化，数字化控制算法框图如图1所示。

本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：提供一种基于FPGA的全数字化五电平SPWM控制方法，数字化功能框图如图1所示，数字化构成包括：控制命令接收、同步信号发生、正弦波调制波发生、死区时间与最小脉宽设置、开关时间计算、五电平脉宽控制信号输出模块。相关算法包括以下步骤：

在本发明所述的基于FPGA的全数字化五电平SPWM控制方法中，所述控制命令接收模块完成五电平SPWM核心控制参数的接收与储存，控制参数包括：开关周期(PWM_TM)、调制波步长(PWM_STEP)、调制波初相角(PWM_PA)、幅值调制比(PWM_M)以及死区时间(PWM_DT)。

在本发明所述的基于FPGA的全数字化五电平SPWM控制方法中，其基本原理是通过正弦调制波与4个平移三角载波进行比较，根据不对称规则采样原理及其比较结果，按照规律完成五电平逆变器各个开关器件的开通关断状态，其中五电平主电路结构如图2所示，SPWM控制原理如图3所示。

在本发明所述的基于FPGA的全数字化五电平SPWM控制方法中，所有计算和查表均以同步信号为基准，所述同步信号在三角载波的顶点和底点产生，同步信号时间周期为三角波载波周期的1/2，计算公式如下：

$\mathrm{PWM}\_\mathrm{TM}=\frac{f_{\mathrm{CLK}}}{2\×f_{\mathrm{PWM}}}---\left(1\right)$

式中f_CLK为控制信号时钟频率，f_PWM为五电平主电路中功率器件的开关频率。

在本发明所述的基于FPGA的全数字化五电平SPWM控制方法中，所述正弦调制波发生模块采用数值查表方法实现，将正弦函数每取一个点进行保存，正弦函数取值的角度间隔

由SPWM控制精度决定，一般取0.01°～0.05°。查表步长PWM_STEP按照如下公式计算得到：

式中f为调制波频率，θ为正弦调制波初始相位值，每次同步信号到来后，递增地址累加，得到正弦函数最终地址Sin_Add，当正弦波角度大于360°时，将其减去360°，如此循环。计算公式如下：

在对应的地址中取出的数值，为当前角度下的正弦函数瞬时值，将该值乘以PMW_M后，即得到SPWM算法所需的正弦调制波数值。

PWM_M＝m                                                (6)

式中，m为逆变器幅值调制比。

在本发明所述的基于FPGA的全数字化五电平SPWM控制方法中，所述死区时间，计算公式如下：

T_D＝PWM_DT×t_CLK                                        (7)

T_M为最小脉宽时间，T_D为死区时间，t_CLK为控制信号时钟周期。死区时间(PWM_DT)大小由五电平主电路功率器件性能参数决定。

在本发明所述的基于FPGA的全数字化五电平SPWM控制方法中，以A相为例，分为四种情况：SA1，SA2，SA3，SA4，SA5，SA6，SA7，SA8分别为图2中所示五电平逆变器A相桥臂的8个开关器件。

A.正弦调制波大于等于0，小于等于1，如图3所示T1、T3区间。

此区间，开关控制信号SA1，SA7，SA8一直保持低电平关断状态，开关控制信号SA3，SA4，SA5一直保持高电平开通状态。当正弦调制波数值小于第二组三角载波时，SA6开通，SA2关断，当正弦调制波数值大于第二组三角波时，SA6关断，SA2开通。此区间，每个开关周期之内SA2与SA6的开关时间根据以下公式计算得到：

SA2_ON＝PWM_TM×PWM_M×K-(1/2)PWM_DT      (8)

SA2_OFF＝PWM_TM-SA2_ON-PWM_DT             (9)

SA6_ON＝PWM_TM(1-PWM_M×K)-(1/2)PWM_DT    (10)

SA6_OFF＝PWM_TM-SA6_ON-PWM_DT             (11)

式中，SA2_ON，SA2_OFF，SA6_ON，SA6_OFF分别为SA2和SA6器件的开通和关断时间。

B.正弦调制波大于1，小于等于2，如图3所示T2区间。

此区间，开关控制信号SA2，SA3，SA4一直保持高电平开通状态，开关控制信号SA6，SA7，SA8一直保持低电平关断状态。当正弦调制波数值小于第一组三角载波时，SA1关断，SA5开通，当正弦调制波数值大于第一组三角载波时，SA1开通，SA5关断。此区间，每个开关周期之内SA1与SA5的开关时间计算公式如下：

SA1_ON＝PWM_TM×PWM_M×K-(1/2)PWM_DT    (12)

SA1_OFF＝PWM_TM-SA1_ON-PWM_DT           (13)

SA5_ON＝PWM_TM(1-PWM_M×K)-(1/2)PWM_DT  (14)

SA5_OFF＝PWM_TM-SA5_ON-PWM_DT           (15)

式中，SA1_ON，SA1_OFF，SA5_ON，SA5_OFF分别为SA1和SA5器件的开通和关断时间。

C.正弦调制波大于等于-1，小于零时，如图3所示T4、T6区间。

此区间，开关控制信号SA1，SA2，SA8一直保持低电平关断状态，开关控制信号SA4，SA5，SA6一直保持高电平开通状态。当正弦调制波绝对值小于第三组三角载波绝对值时，SA3开通，SA7关断，当正弦调制波绝对值大于第三组三角载波绝对值时，SA3关断，SA7开通。此区间，每个开关周期之内SA3与SA7的开关时间计算公式如下：

SA3_ON＝PWM_TM×PWM_M×K-(1/2)PWM_DT    (16)

SA3_OFF＝PWM_TM-SA3_ON-PWM_DT           (17)

SA7_ON＝PWM_TM(1-PWM_M×K)-(1/2)PWM_DT  (18)

SA7_OFF＝PWM_TM-SA7_ON-PWM_DT           (19)

式中，SA3_ON，SA3_OFF，SA7_ON，SA7_OFF分别为SA3和SA7器件的开通和关断时间。

D.正弦调制波大于等于-2，小于-1时，如图3所示T5区间。

此区间，开关控制信号SA1，SA2，SA3一直保持低电平关断状态，开关控制信号SA5，SA6，SA7一直保持高电平开通状态。当正弦调制波绝对值大于第四组三角载波绝对值时，SA8开通，SA4关断，当正弦调制波绝对值小于第四组三角波绝对值时，SA8关断，SA4开通。此区间，每个开关周期之内SA4与SA8的开关时间计算公式如下：

SA4_ON＝PWM_TM×PWM_M×K-(1/2)PWM_DT    (20)

SA4_OFF＝PWM_TM-SA4_ON-PWM_DT           (21)

SA8_ON＝PWM_TM(1-PWM_M×K)-(1/2)PWM_DT  (22)

SA8_OFF＝PWM_TM-SA8_ON-PWM_DT           (23)

式中，SA4_ON，SA4_OFF，SA8_ON，SA8_OFF分别为SA4和SA8器件的开通和关断时间。

为了提高数字化精度，可选择将所有控制参数扩大，在计算结束后统一还原。

在本发明所述的基于FPGA的全数字化五电平SPWM控制方法中，得到开关时间后，各器件将根据图2所示的五电平脉宽调制规则进行开通与关断控制。B，C两相的数字化处理过程与A相一致。

下面通过实施例对本发明进一步详细说明，但以下实施范例仅是说明性的，本发明并不受这些实施例的限制，它可以适用于各种不同的具有逻辑功能的芯片。实施例采用莱迪思(Lattice)半导体公司的EC10系列FPGA芯片实现。在采样周期内，将幅值为2(标幺值)的正弦调制波与四个幅值为1(标幺值)的平移三角载波进行比较，根据比较结果控制完成五电平逆变器开关器件SA1至SA8的开通关断状态。

具体实施方案如下：

第1步FPGA中的控制寄存器设定与接收，根据五电平脉宽调制的原理确定SPWM的核心控制参数，其中包括开关周期(PWM_TM)、调制波步长(PWM_STEP)、调制波初相角(PWM_PA)、幅值调制比(PWM_M)、以及死区时间(PWM_DT)，并构建控制参数接收的数字化接口形式。

第2步同步信号发生，根据五电平SPWM基本原理，在三角载波的顶点和底点产生同步信号，用作数字化SPWM中的功能同步，由于三角波的频率与五电平逆变器中开关器件的频率相等，因此三角波的1/2周期可通过开关周期寄存器计算得到，计算公式如下：

$\mathrm{PWM}\_\mathrm{TM}=\frac{f_{\mathrm{CLK}}}{2\×f_{\mathrm{PWM}}}---\left(1\right)$

式中f_CLK为FPGA的时钟频率，f_PWM为功率器件的开关频率。由式(1)可以确定，当时钟周期为20MHz，16位的PWM_TM寄存器数值为0xFFFF时，功率器件的最低开关频率为152.59Hz，最高频率不受限制，可根据需要设定。

第3步正弦调制波发生，对于FPGA电路而言，如果采用泰勒级数展开实现正弦函数发生，计算过程涉及到多个乘法计算以及函数收敛性判断，对于FPGA电路而言硬件开销太大，因此，本发明利用FPGA内部丰富的存储空间，直接采用数值查表的方法实现正弦波发生。具体实现方法是，对正弦函数每

(0.05)度取一个点，保存在FPGA内部的存储器ROM块中。查表步长PWM_STEP与初相角PWM_PA根据正弦波输出频率和相位由DSP按照如下公式计算得到：

式中f为调制波频率，2πf×PWM_TM为半个三角载波跨越的调制波角度，是正弦函数取值的角度间隔(取值0.05°)，θ为正弦调制波初始相位值(0°)，公式(2)计算结果即是不同输出频率下每次递增的地址。每次同步信号到来后，递增地址累加，得到正弦函数最终地址Sin_Add，当正弦波角度大于360°时，将其减去360°，如此循环。计算公式如下：

在对应的地址中取出的数值，为当前角度下的正弦函数值，将该值乘以PMW_M后，即得到SPWM算法所需的正弦调制波。

PWM_M＝m                                                (6)

式中，m为逆变器幅值调制比。

第4步死区时间，该参数以定值形式保存在FPGA电路中，计算公式如下：

PWM_DT＝T_D×f_CLK                                    (7)

上式中，T_D为开关器件死区时间，T_M为开关器件最小脉宽时间。当寄存器PWM_DT＝0xFFFF时最大死区时间为：

$T_D=\frac{(2^{16}-1)}{f_{\mathrm{CLK}}}=3276.75\mathrm{us}$

当寄存器PWM_MPW＝0xFFFF时，最大的最小脉宽时间为：

$T_M=\frac{(2^{16}-1)}{f_{\mathrm{CLK}}}=3276.75\mathrm{us}$

第5步开关时间计算，获得1到4步中的各寄存器数值后，数字化SPWM将围绕五电平开关器件的开通、关断时间计算以及开关状态确定展开，算法示意图如附图4所示，首先对附图4(a)中正弦调制波大于0，小于1，区间的开关时间进行计算，根据五电平SPWM调制原理，当正弦调制波数值大于零，小于1时，如图3所示T₁、T₃区间。此区间，开关控制信号SA1，SA7，SA8一直保持低电平关断状态，开关控制信号SA3，SA4，SA5一直保持高电平开通状态。当正弦调制波数值小于第二组三角载波时，SA6开通，SA2关断，当正弦调制波数值大于第二组三角波时，SA6关断，SA2开通。令：SA2_ON，SA2_OFF，SA6_ON，SA6_OFF分别为两个器件加入死区处理后的最终开通关断时间。此区间，每个开关周期之内SA2与SA6的开关时间根据以下公式计算得到：

SA2_ON＝(t4-t2)-(1/2)PWM_DT                    (8)

SA2_OFF＝PWM_TM-SA2_ON-PWM_DT                  (9)

SA6_ON＝(t2-t0)-(1/2)PWM_DT                    (10)

SA6_OFF＝PWM_TM-SA6_ON-PWM_DT                  (11)

式中t₀为三角波顶点位置，t₂为理想开关位置，t₄为三角波底点，t₄-t₂段为SA2的理论开通时间；t₂-t₀段为SA6的理论开通时间；

根据图4(a)中阴影部分的两个相似三角型ABC与ADF有：

$\frac{\left|\mathrm{DF}\right|}{\left|\mathrm{BC}\right|}=\frac{\left|\mathrm{AD}\right|}{\left|\mathrm{AB}\right|}\⇒\frac{|\mathrm{BC}-\mathrm{CE}|}{\left|\mathrm{BC}\right|}=\frac{|\mathrm{AB}-\mathrm{DB}|}{\left|\mathrm{AB}\right|}---\left(12\right)$

令三角载波幅值AB标幺值“1”，将附图2(a)中各变量代入公式(12)可得：

$\frac{\mathrm{PWM}\_\mathrm{TM}-\mathrm{CE}}{\mathrm{PWM}\_\mathrm{TM}}=\frac{1-\mathrm{PWM}\_M\×K}{1}---\left(13\right)$

式(13)中，PWM_M为幅值调制比，K为此时正弦函数的查表值，该值根据公式(4)经过查表得到。根据公式(11)可以计算出t₄-t₂(即CE段时间长度)与t₂-t₀(即EB段时间长度)的数值分别为：

t4-t2＝PWM_TM×PWM_M×K                     (14)

t2-t0＝PWM_TM-(t4-t2)                       (15)

将(14)，(15)式带入(8)～(11)式即可得到SA2与SA6器件的开通关断时间，以上计算在同步信号产生时完成。由(14)式可以看出该数字化处理后，开关时间计算中乘法次数仅需要2个。

第6步当正弦调制波处于图4(b)至(d)所示的另外3种区间时，可重复第5步的中的内容，对相关期间的开通、关断时间的进行计算，并按照图4中所示的开关状态进行SPWM脉宽控制信号的输出。

第7步B，C相处理过程与A相相同，唯一的区别是需要将正弦调制波的初始相角设置成B相滞后A相120°，C相滞后B相120°。

图4为数字化五电平SPWM在不同区间内的开关规则与开关时间计算原理图。

图5为基于FPGA的全数字化五电平SPWM控制试验检测波形。

相比模拟电路而言，三角载波、正弦调制波、死区时间设置、脉宽控制信号的精度以及三相对称性均得到了大幅度提高，并且数字化后系统响应速度更快、输出电压谐波含量更小，能够满足各种高性能控制场合的需要。

Claims (2)

1.全数字化五电平SPWM控制方法，在开关周期内按照如下方式对各单相桥臂进行控制：单相桥臂的开关器件从上往下依次为SA1、SA2、SA3、SA4，SA5、SA6、SA7和SA8，

Ⅰ、当正弦调制波大于等于0且小于等于1

SA1、SA7、SA8保持关断，SA3、SA4、SA5保持开通，

SA2与SA6的开通关断时间计算公式为：

SA2的开通时间SA2_ON＝PWM_TM×PWM_M×K-PWM_DT/2，

SA2的关断时间SA2_OFF＝PWM_TM-SA2_ON-PWM_DT，

SA6的开通时间SA6_ON＝PWM_TM×(1-PWM_M×K)-PWM_DT/2，

SA6的关断时间SA6_OFF＝PWM_TM-SA6_ON-PWM_DT；

Ⅱ、当正弦调制波大于1且小于等于2

SA2、SA3、SA4保持开通，SA6，SA7，SA8保持关断，

SA1与SA5的开通关断时间计算公式为：

SA1的开通时间SA1_ON＝PWM_TM×PWM_M×K-PWM_DT/2，

SA1的关断时间SA1_OFF＝PWM_TM-SA1_ON-PWM_DT，

SA5的开通时间SA5_ON＝PWM_TM×(1-PWM_M×K)-PWM_DT/2，

SA5的关断时间SA5_OFF＝PWM_TM-SA5_ON-PWM_DT；

Ⅲ、当正弦调制波大于等于-1且小于0

SA1、SA2、SA8保持关断，SA4、SA5、SA6保持开通，

SA3与SA7的开通关断时间计算公式为：

SA3的开通时间SA3_ON＝PWM_TM×PWM_M×K-PWM_DT/2，

SA3的关断时间SA3_OFF＝PWM_TM-SA3_ON-PWM_DT，

SA7的开通时间SA7_ON＝PWM_TM×(1-PWM_M×K)-PWM_DT/2，

SA7的关断时间SA7_OFF＝PWM_TM-SA7_ON-PWM_DT，

Ⅳ、当正弦调制波大于等于-2且小于-1

SA1，SA2，SA3保持关断，SA5，SA6，SA7保持开通，

SA4与SA8的开通关断时间计算公式为：

SA4的开通时间SA4_ON=PWM_TM×PWM_M×K-PWM_DT/2，

SA4的关断时间SA4_OFF=PWM_TM-SA4_ON-PWM_DT，

SA8的开通时间SA8_ON=PWM_TM×(1-PWM_M×K)-PWM_DT/2，

SA8的关断时间SA8_OFF=PWM_TM-SA8_ON-PWM_DT；

其中，PWM_M=m，PWM_DT=T_D×f_CLK，

m为逆变器幅值调制比，T_D为开关器件死区时间，f_CLK为控制信号时钟频率，f_PWM为功率器件的开关频率，K为正弦调制波对应的正弦函数值。

2.根据权利要求1所述的全数字化五电平SPWM控制方法，其特征在于，所述正弦调制波采用查表方式获取，具体为：预先对正弦函数取点，将各点的角度地址与其对应的正弦函数值以表格形式存储；查表时，首先计算当前正弦函数角度地址，然后依据正弦函数角度地址在表格中查询其对应的正弦函数值，最后将该正弦函数值乘以幅值调制比PWM_M得到正弦调制波；其中，

所述正弦函数角度地址的计算方法为：

查表步长

初相角

f为正弦调制波频率，

是正弦函数的取点角度间隔，θ为正弦调制波的初始相位值。

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