CN102106081B - 具有可编程输出阻抗调节电路的驱动器放大器 - Google Patents

Abstract

集成电路中的驱动器放大器适合于将信号驱动到输出节点上，且穿过输出端子并穿过匹配网络到达功率放大器。所述集成电路内的新颖的可编程输出阻抗调节电路(POIAC)耦合到所述输出节点，并影响向所述输出端子内窥视的输出阻抗。当所述输出阻抗原本将改变(例如，归因于驱动器放大器功率增益改变)时，所述POIAC调节其对所述输出节点加负载的方式，以使得所述输出阻抗保持大体上恒定。所述POIAC使用串联连接的电感器和电容器L-C-R电路来对所述输出节点加负载，借此减小执行与功率放大器的多频带阻抗匹配所需的电容量和裸片面积。通过视所述POIAC接收到的通信频带信息而改变所述L-C-R电路中的有效电容来实现多频带操作。

Description

具有可编程输出阻抗调节电路的驱动器放大器

技术领域

所揭示的实施例涉及放大器和阻抗匹配。

背景技术

在移动通信装置(例如，蜂窝式电话)的无线电发射器中，第一集成电路上的驱动器放大器常用于驱动另一集成电路上的功率放大器。所述功率放大器又驱动天线，以使得从所述天线辐射射频信号。

图1(现有技术)为典型电路的框图。驱动器放大器1为第一集成电路2的一部分。所说明的特定驱动器放大器包括两个级3和4。每一级包括多个单元。如果所述驱动器放大器以较多功率增益进行放大，则每一级的较多单元经启用。如果所述驱动器放大器以较少功率增益进行放大，则每一级的较少单元经启用。所述驱动器放大器将输出信号供应到输出端子5上、且穿过离散组件的匹配网络6并到达第二集成电路8的输入端子7。第二集成电路8包括接收来自输入端子7的信号、放大所述信号，并将所述信号的放大版本输出到输出端子10上并到达天线11的功率放大器9。为了实现低失真和最佳功率传递，驱动器放大器1的输出阻抗应使得阻抗匹配发生于功率放大器的输入处的端子7处。举例来说，市售功率放大器集成电路可在经放大的信号的频带中具有50欧姆的相对恒定的输入阻抗。遗憾的是，当驱动器放大器的功率归因于使用所述驱动器放大器中越来越少的单元而降低时，所述驱动器放大器的输出阻抗改变。在此情形下，向端子5内窥视的输出阻抗可视许多因素而增加或降低。不管输出阻抗是增加还是降低，输出阻抗的改变可导致端子7处的不合意的阻抗失配，并因此可导致放大器中的失真。

图2(现有技术)为说明端子7处的阻抗匹配可如何视在驱动器放大器中所使用的单元的数目而改变的实例的图表。在图1中，用参考数字13和14识别驱动器放大器1的两个级中的单元。1到16的水平刻度表示16个单元14中的经启用且用于驱动器放大器1的第二级4中的单元数目。图2的垂直轴上的量VSWR(电压驻波比)被认为是失配的测量。端子7处的VSWR应为2:1或更小，但在低功率电平处，所述VSWR高得多。此为不合意的且可导致不合意的失真被引入到输出到天线11上的信号中。

图3(现有技术)为用于处理图2中所说明的问题的电路的图。所述电路包括可编程匹配网络15。可编程匹配网络15可用于改变驱动器放大器1的输出阻抗(向输出端子5内窥视的阻抗)。作为一实例，对于在1.5到2.0千兆赫兹的范围中的操作频率，电容器16可具有数十微微法拉的电容。当驱动器放大器的功率增益改变且所使用单元的数目改变时，可变电阻器17的电阻改变以维持从端子7向后看到的大体上恒定的阻抗。图2的在驱动器放大器与功率放大器之间的在端子7处的阻抗失配得以降低或消除。遗憾的是，图3的电路仅可适用于在单一频带中的信号的操作。然而，可需要移动通信装置(发射器为其一部分)可在多个频带中操作。

图4(现有技术)为可用于发射器可在多个频带中操作的应用中的电路拓扑的图。使用两个单独的驱动器放大器/匹配网络/功率放大器链18和19。一个链经阻抗匹配以用于在第一频带的频率下进行的操作，而另一链经阻抗匹配以用于在第二频带的频率下进行的操作。提供输出多路复用器20以将天线11耦合到适当链的输出。然而，图4的电路为不合意地大且昂贵的，因为使用驱动器放大器和匹配网络和功率放大器的两个单独的集合。

图5(现有技术)为并无图4的电路的冗余电路的缺点的可操作于多个频带中的电路的图。经耦合到驱动器放大器1的输出节点12的匹配网络21实际上涉及两个电容器和电阻器阻抗匹配电路22和23。通过断开且闭合开关24和25中的适当者而将阻抗匹配电路中的适用于操作的频带的一者耦合到驱动器放大器1的输出。举例来说，匹配网络21的电容器26和27中的每一者可较大且可具有数十微微法拉的电容。为了实现这些电容器，可消耗大量裸片空间。举例来说，如果图5的电路将可操作以放大第一频带(2.0千兆赫兹加或减50兆赫兹)中的2.0千兆赫兹的信号或放大第二频带(1.5千兆赫兹加或减50兆赫兹)中的1.5千兆赫兹的信号，则电容器26和27可具有约30微微法拉和12微微法拉的电容。

发明内容

第一集成电路(例如，RF收发器集成电路)中的驱动器放大器适于将RF信号驱动到输出节点上且穿过所述第一集成电路的输出端子、且穿过匹配网络、并到达第二集成电路的输入端子上。第二集成电路中的功率放大器将所述信号的放大版本供应到天线以进行发射。举例来说，此类型的系统可实施于蜂窝式电话中。

在所述第一集成电路内提供新颖的可编程输出阻抗调节电路(POIAC)。所述POIAC经耦合到输出节点并影响向所述第一集成电路的输出端子内窥视的输出阻抗。当向输出端子内窥视的输出阻抗原本将改变(例如，归因于驱动器放大器功率增益改变)时，POIAC调节其对输出节点加负载的方式，以使得向输出端子内窥视的全部输出阻抗保持大体上恒定且使得维持功率放大器的输入处的良好阻抗匹配。POIAC涉及L-C-R分流电路，所述L-C-R分流电路涉及串联连接的电感器和电容，借此降低执行阻抗匹配功能所需的电容量且借此减小裸片面积。POIAC至少部分地通过改变L-C-R分流电路的有效电容而在多个不同通信频带中执行其阻抗匹配功能。

在一些实施例中，POIAC接收指示驱动器放大器功率增益设定的信息。POIAC使用此信息调节L-C-R分流电路内的电阻，使得输出节点上的POIAC负载使得向功率放大器与驱动器放大器之间的输出端子内窥视的总输出阻抗保持大体上恒定(尽管驱动器放大器功率增益改变)。在一些实施例中，POIAC接收指示通信频带的信息并使用此信息来调节L-C-R分流电路中的有效电容。针对不同通信频带使用不同量的电容。与常规的多频带输出阻抗调节技术和电路相比，可在相对小量的裸片面积中实现L-C-R分流电路的电感器和相对小的电容。

在一些实施例中，POIAC接收来自过程检测电路的过程拐点(process corner)信息。L-C-R分流电路内的电容调谐器电路使用所述过程拐点信息来微调与电感器串联的有效电容，以补偿已知与不同过程拐点条件一致的驱动器放大器输出特性的改变。揭示实现POIAC的多种方式。在一些实例中，数字基带集成电路中的处理器执行处理器可执行指令集。此执行致使数字信息被跨总线传送并传送到第一集成电路(RF收发器集成电路)中的POIAC。数字信息可(例如)包括功率设定信息和/或通信频带信息。POIAC使用所述数字信息来控制L-C-R分流电路，以使得在不同操作条件和情形下维持良好的阻抗匹配。

以上为概要且因此必定含有细节的简化、概括和省略；因此，所属领域的技术人员将了解，所述概要仅为说明性的且无意以任何方式为限制性的。如仅由权利要求书界定的本文描述的装置和/或过程的其它方面、发明性特征和优点将在本文中阐述的非限制性详细描述中变得显而易见。

附图说明

图1(现有技术)为驱动功率放大器的驱动器放大器的框图。

图2(现有技术)为说明与图1的驱动器放大器相关联的阻抗匹配问题的图表。

图3(现有技术)为用于处理图2中所说明的问题的电路的图。

图4(现有技术)为可在发射器可操作于多个频带中的应用中使用的驱动器放大器电路的图。

图5(现有技术)为没有图4的电路的冗余电路问题的缺点的可操作于多个频带中的驱动器放大器电路的图。

图6为根据一个新颖方面的移动通信装置的高级框图。

图7为图6的RF收发器集成电路103的较详细框图。

图8为图7的驱动器放大器124、POIAC 129、功率放大器125和天线102的较详细图。

图9A为图8的L-C-R分流电路146的第一实施例的图。

图9B为图8的L-C-R分流电路146的第二实施例的图。

图10为展示节点133上的VSWR如何根据图8的驱动器放大器124中所使用的单元的数目而改变的图表。

图11为图8的L-C-R分流电路146的第三实施例的图。

图12为根据一个新颖方面的方法500的流程图。

具体实施方式

图6为根据一个新颖方面的一种特定类型的移动通信装置100的极简化高级框图。在此特定实例中，移动通信装置100为能够根据码分多址(CDMA)蜂窝式电话通信协议或GSM(全球移动通信系统)蜂窝式电话通信协议而操作的3G蜂窝式电话。所述蜂窝式电话包括(除未说明的若干其它部分外)天线102和两个集成电路103和104。集成电路104被称为“数字基带集成电路”或“基带处理器集成电路”。数字基带集成电路104包括(除未说明的其它部分外)执行存储于处理器可读媒体106中的指令的数字处理器105。处理器105可致使跨越总线107和总线接口108A和总线导体109而传送信息，并传送到集成电路103的总线接口108B。集成电路103为RF收发器集成电路。RF收发器集成电路103被称为“收发器”，因为其包括发射器和接收器。

图7为图6的RF收发器集成电路103的较详细框图。接收器包括被称为“接收链”者110以及本机振荡器111。当所述蜂窝式电话正接收时，在天线102上接收高频率RF信号112。来自信号112的信息通过收发双工器113、匹配网络114且通过接收链110。信号112由低噪声放大器(LNA)115放大，且由混频器116在频率上进行下变频。所得的经下变频的信号由基带滤波器117滤波，且被传递到数字基带集成电路104。数字基带集成电路104中的模/数转换器118将所述信号转换成数字形式，且通过数字基带集成电路104中的数字电路来处理所得的数字信息。数字基带集成电路104通过控制由本机振荡器111供应到混频器116的本机振荡器信号的频率来调谐接收器。

如果蜂窝式电话正发射，则待发射的信息由数字基带集成电路104中的数/模转换器119转换成模拟形式，且被供应到“发射链”120。基带滤波器121滤除归因于数/模转换过程而引起的噪声。受本机振荡器123控制的混频器块122接着将所述信号上变频为高频率信号。驱动器放大器124和外部功率放大器125放大所述高频率信号以驱动天线102，以使得从天线102发射高频率RF信号126。数字基带集成电路104通过控制由本机振荡器123供应到混频器122的本机振荡器信号的频率来调谐发射器。箭头128表示从数字基带集成电路104传送穿过总线接口108A、跨越总线导体109、且穿过总线接口108B并传送到驱动器放大器124和相关联的新颖可编程输出阻抗调节电路(POIAC)129的信息。

图8为图7的驱动器放大器124、POIAC 129、功率放大器125和天线102的较详细图。功率放大器125为集成电路130的部分。匹配网络131将RF收发器集成电路103的输出端子132耦合到功率放大器集成电路130的输入端子133。此情形下的匹配网络131包括安装于印刷电路板或另一衬底上的离散组件。集成电路103和130也安装到此印刷电路板或衬底。离散组件包括电感器134和电容器135。

图8中描绘的RF收发器集成电路103的部分包括驱动器放大器124、POIAC 129、过程检测器电路136、导体137(在其上传送通信频带信息)和导体138的集合(在其上传送功率设定信息)。图8的导体137和138表示从总线接口108B延伸的信号导体(见图7)，信息128跨越所述信号导体而传递。过程检测器电路(有时被称为“过程监视器”或“过程变化检测器”或“过程变化监视器”)将过程检测器输出值跨越导体139供应到POIAC 129。此值为对集成电路103的性能特性的指示。在一个实例中，所述值指示经由指定类型的逻辑元件的传播速度与经由使用相同半导体制造工艺制造的集成电路的其它单元中的其它相同逻辑元件的传播延迟相比是相对快(“FF”)、典型(“TT”)还是相对慢(“SS”)。在另一实例中，所述值指示模拟放大器的增益是高(“H”)、正常(“N”)还是低(“L”)。

驱动器放大器124具有约30dB的功率增益控制范围。驱动器放大器124包括第一级140和第二级141。第一级包括8个相同单元142。第二级包括16个相同单元143。驱动器放大器124放大其输入节点144上所接收的信号并将所得信号输出到其输出节点145上。驱动器放大器124的功率增益是通过启用或停用所述级中的较多或较少单元来进行控制。使用较多单元导致较大功率增益，而使用较少单元导致较小功率增益。启用和停用单元中的哪些是由导体138上所接收的4位功率设定值来确定。

可编程输出阻抗调节电路(POIAC)129包括L-C-R分流电路146和一定量的逻辑147。L-C-R分流电路146包括电感器、一定量的电容和一定量的电阻。L-C-R电路146为可以数字方式控制的，以使得电感器可与第一量的串联连接的电容谐振、或使得电感器可与第二量的串联连接的电容谐振。在谐振时，电阻提供输出节点145到接地的分流。电阻的量可以数字方式控制且经调节以补偿在驱动器放大器124的功率增益改变时驱动器放大器124的输出阻抗的改变。

图9A说明可实现L-C-R分流电路146的第一方式。相对低Q(例如，5)的电感器148、可以数字方式控制的电容器149和可以数字方式控制的电阻器150在驱动器放大器输出节点145与接地节点157之间串联耦合在一起，如所说明。所说明实例中的电感器L为具有1毫微亨利的固定电感L的集成电感器。导体151上的8位的多位数字值SC1[A:H]确定电容器149的电容C。电容C可在6微微法拉到8微微法拉的范围中调谐。导体152上的6位的多位数字值SR[1:6]确定电阻器150的电阻R。电阻R为可调谐的。在一个新颖方面中，当以亨利为单位考虑电感L时且当以法拉为单位考虑电容C时，L/C的比率大于50。电感大于500微微亨利。

图9B说明可实现L-C-R分流电路146的第二方式。L-C-R分流电路146包括低Q电感器148、可以数字方式控制的第一可以数字方式控制的电容器153、第一可以数字方式控制的第一电阻器154、第二电容器155和可以数字方式控制的第二电阻器156。如果闭合由信号SR1到SR3控制的开关中的至少一者，则电感器148、第一电容器153和第一电阻器154在驱动器放大器输出节点145与接地节点157之间串联耦合在一起。可将第一电容器153与第一电阻器154一起视为第一RC网络158。如果闭合由信号SR4到SR6控制的开关中的至少一者，则电感器148、第二电容器155和第二电阻器156在驱动器放大器输出节点145与接地节点157之间串联耦合在一起。可将第二电容器155与第二可以数字方式控制的电阻器156一起视为第二RC网络159。举例来说，可将图9B的开关实现为N沟道场效晶体管或实现为涉及N沟道场效晶体管和P沟道场效晶体管的传输门。电容C1为8微微法拉。电容C2为6微微法拉。

图9B的L-C-R分流电路146还包括电容调谐器电路300。电容调谐器电路300包括8个电容器和8个相关联的开关。8个电容C1A到C1H中的每一者为0.1微微法拉。

结合图9B的L-C-R分流电路146的第二实施例在两种操作情形下描述图8的可编程输出阻抗调节电路的操作。在第一种情形下，由驱动器放大器124放大的蜂窝式电话信号具有处于约2.0千兆赫兹的第一通信频带中的载波频率。出于说明目的，所述第一通信频带的范围为2.0千兆赫兹加或减50兆赫兹。在第二种情形下，蜂窝式电话信号具有处于约1.5千兆赫兹的第二通信频带中的载波频率。出于说明目的，所述第二通信频带的范围为1.5千兆赫兹加或减50兆赫兹。

在第一种情形下，不闭合图9B的由信号SR4到SR6控制的开关。因此，电容器155和第二RC网络159实际上经停用而不能执行分流功能。闭合由信号SR1到SR3控制的开关中的至少一者，以使得电感器148、第一电容器153和第一电阻器154经串联连接于输出节点145与接地节点157之间。当驱动器放大器124的功率设定处于中等设定(第二级141的16个单元143中的8个经启用)时，且当过程检测器136正输出对应于“典型”过程的值时，第一电阻器154的电阻R1经设定成处于其中等设定。第一电容器153的总电容经设定以使得可编程匹配网络146影响输出节点145上的阻抗，以使得从节点133A往回看到的阻抗为约50欧姆。此50欧姆大体上匹配于向功率放大器集成电路130的输入端子133内窥视的50欧姆输入阻抗。驱动器放大器124的单元中的一半经启用。驱动器放大器124接收输入节点144上的2.0千兆赫兹的信号，并将所述信号的放大版本输出到输出节点145上。此信号通过匹配网络131、到达节点133A且通过功率放大器集成电路130的输入端子133。功率放大器125将2.0千兆赫兹的信号的放大版本驱动穿过输出端子153并到达天线102，以使得所述信号从天线102辐射。

在此第一种情形中，当通过增加或减少所使用单元的数目而改变驱动器放大器124的功率增益时，第一电阻器154的电阻R1改变，使得L-C-R分流电路146控制输出节点145上的输出阻抗，以使得节点133A上的阻抗保持于大体上恒定的值，且使得维持与功率放大器130的输入的阻抗匹配。电阻R1A、R1B和R1C经选择以使得这些电阻的各种开关式并联组合产生总电阻R1，所述总电阻R1可充分地变化以补偿归因于功率设定改变而引起的输出驱动器放大器输出阻抗的改变。

在第二种情形中，闭合由信号SR1到SR3控制的开关中的至少一者且闭合由信号SR4到SR6控制的开关中的至少一者，以使得使用第一RC网络158和第二RC网络159两者(见图9B)。第一电容器153的第一引线160连接到电感器148的引线161。第一电容器153的第二引线162连接到第一电阻器154的第一引线163。第一电阻器154的第二引线164连接到接地节点157。类似地，第二电容器155的第一引线165连接到电感器148的引线161。第二电容器155的第二引线166连接到第二电阻器156的第一引线167。第二电阻器156的第二引线168连接到接地节点157。通过将第一电容器153和第二电容器155两者耦合到L-C-R串联电路中，与电感器148谐振的有效电容并非仅为第一电容器153的电容，而是两个电容器153和155的组合电容。电容量的此增加使谐振频率从一个通信频带的频率改变成第二通信频带的频率。

当驱动器放大器124的功率设定处于其中等设定时，且当过程检测器正输出对应于“典型”过程的值时，第一电阻器154和第二电阻器156的电阻R1和R2经设定成处于其中等设定。1.5千兆赫兹的信号输入节点144由驱动器放大器124放大。驱动器放大器124将所述信号的放大版本输出到输出节点145上。所述信号通过匹配网络131、到达节点133A且通过功率放大器集成电路130的输入端子133。功率放大器125接收所述信号并将所述信号的放大版本驱动穿过输出端子153并到达天线102，以使得所述信号从天线102辐射。总的组合电容经设定以使得L-C-R分流电路146影响输出节点145上的阻抗，以使得从节点133A往回看到的阻抗维持于约50欧姆。

在此第二种情形中，当通过增加或减少所使用单元的数目而改变驱动器放大器124的功率增益时，电阻R1和R2改变，使得L-C-R分流电路146调节节点145上的阻抗，以便维持节点133A处的阻抗匹配。

图10为说明在图8和图9B的电路的节点133A处的VSWR如何随功率设定而变化的图表。底部水平轴上所指示的16个功率设定值1到16对应于当导体138上的4位数字功率设定值处于[0000]到[1111]的范围内时图8和图9B的电路的操作。当值为[0000]时，第二级141中的1个单元被启用并使用。当值为[1111]时，第二级141中的16个单元被启用并使用。图10的图表中的3条线200到202对应于导体139上的3位过程监视器输出值指示以下各者时的情况：1)在边界温度和操作电压条件下的“慢过程”，其中电路传播时间最慢；2)在中等温度和操作电压条件下的“典型过程”；以及3)在边界温度和操作电压条件下的“快过程”，其中电路传播时间最快。注意，对于3个过程拐点中的每一者来说，在整个功率设定范围中，节点133A处的VSWR小于2:1。此图表表示在上文陈述的两个通信频带(2.0千兆赫兹和1.5千兆赫兹)中的操作。

在一个有利方面中，为多个通信频带中的阻抗匹配提供总电容，所述总电容实质上小于图3的常规电路的电容器16的电容。出于比较目的，假定图5和图8中的驱动器放大器相同，且出于比较目的，假定图5和图8的电路中使用相同的匹配网络和功率放大器，则在一个实例中，图9B的新颖电路中的电容器153和155的组合电容为约14微微法拉，而图5的常规电路中的电容器26的电容为约30微微法拉且图5的常规电路中的电容器27为约12微微法拉。使用一个代表性半导体制造工艺在图5的常规电路中实现42微微法拉的电容所需的裸片面积为约180微米乘120微米，而实现1毫微亨利的电感器148所需的裸片面积为约50微米乘50微米，且在图8和图9B的新颖电路中实现8微微法拉的电容所需的裸片为约40微米乘25微米。因此，使用图8和图9B的新颖电路可能节省大量裸片面积。

此处陈述的串联谐振分流方案的一个限制是阻抗匹配为相对窄频带的，且如果驱动器放大器124的输出电容在过程拐点上显著变化，则失去良好的阻抗匹配且产生较高的VSWR。为了克服此限制，图9B的新颖L-C-R分流电路146包括电容调谐器电路300。图9B中的电容C1A到C1H和其相关联的开关形成此电容调谐器电路。确定在不同过程拐点上的在节点145上的电容改变的百分比，且确定导体151上的将补偿这些电容改变的电容调谐器控制信号SC1[A:H]的设定。过程检测器电路136输出指示其中电路正操作的过程拐点的信息并将此信息供应到逻辑147。逻辑147使用所述过程拐点信息来调节电容调谐器控制信号SC1[A:H]，以使得补偿输出节点145上的原本根据过程检测器输出值而变化的阻抗改变。在2.0千兆赫兹和1.5千兆赫兹的通信频带中，在所有过程拐点上维持节点133A处的小于2:1的VSWR。

图11为图8的L-C-R分流电路146的第三实施例的图。不使用电阻器154和156的开关式集合(如在图9B的第二实施例中)，第三实施例使用N沟道晶体管305和306和模拟控制回路。通过调节跨越晶体管305和306的栅极到源极电压而控制晶体管305和306中的源极到漏极电阻。模拟检测器307检测输出节点145上的均方根(RMS)电压或峰值电压。如果检测出此电压的量值已降低，则假定由于减小的阻抗而在输出节点145上过度地衰减了信号。因此，模拟检测器307降低晶体管305和306上的栅极到源极电压，借此降低晶体管305和306中的源极到漏极电阻，且归因于L-C-R分流电路146而减小输出节点145上的负载。归因于L-C-R分流电路146的负载的减小用于抵消输出节点145上的RMS或峰值电压的减小，且借此维持节点133A处的良好的阻抗匹配。

图12为根据一个新颖方面的方法500的简化流程图。在第一步骤(步骤501)中，在驱动器放大器输出节点与接地节点之间提供L-C-R分流电路。在一个实例中，所述L-C-R分流电路为图9B的L-C-R分流电路146。此L-C-R分流电路耦合于图8的驱动器放大器124的输出节点145与接地节点157之间。在第二步骤(步骤502)中，当驱动器放大器的功率增益改变时，调节L-C-R分流电路的电阻R以使得输出节点上的输出阻抗保持恒定。在一个实例中，在图8中的导体138上的4位数字功率设定信息指示驱动器放大器的功率增益，且此功率设定值用于设定图9B的第一电阻器154的电阻。在第三步骤(步骤503)中，当通信频带改变时，调节L-C-R分流电路的有效电容C以使得输出节点上的输出阻抗保持恒定。在一个实例中，在第一通信频带(2.0千兆赫兹加或减50兆赫兹)与第二通信频带(1.5千兆赫兹加或减50兆赫兹)中，输出阻抗是相同的。在图8中的导体137上的数字通信频带信息由逻辑147用于控制图9B的电阻器154和156中的开关，以使得使用电容器153和155两者。有效电容为电容器153和155的组合电容。通过使输出端子132上的输出阻抗维持恒定，即使驱动器放大器124的功率增益改变且即使通信频带改变，功率放大器130的输入处的节点133A处的阻抗匹配也得以维持。步骤502和503的次序可颠倒。

在一个或一个以上示范性实施例中，所描述的功能可以硬件、软件、固件或其任何组合来实施。如果以软件实施，则可将所述功能作为一个或一个以上指令或代码存储于计算机可读或处理器可读媒体上，或者经由计算机可读或处理器可读媒体来传输。计算机可读和处理器可读媒体包括计算机存储媒体和通信媒体两者，通信媒体包括促进将程序从一处传递到另一处的任何媒体。存储媒体可为可由计算机或处理器存取的任何可用媒体。以实例而非限制的方式，所述媒体可包含RAM、ROM、EEPROM、CD-ROM或其它光盘存储装置、磁盘存储装置或其它磁性存储装置，或可用于载运或存储呈指令或数据结构形式的所要程序代码且可由计算机或处理器存取的任何其它媒体。而且，可适当地将连接称为计算机可读媒体。举例来说，如果使用同轴电缆、光纤电缆、双绞线、数字订户线(DSL)或例如红外线、无线电和微波等无线技术从网站、服务器或其它远程源发射软件，则同轴电缆、光纤电缆、双绞线、DSL或例如红外线、无线电和微波等无线技术包括于媒体的定义中。如本文中所使用，磁盘和光盘包括压缩光盘(CD)、激光光盘、光学光盘、数字多功能光盘(DVD)、软盘和蓝光光盘，其中磁盘通常以磁性方式再现数据，而光盘用激光以光学方式再现数据。以上各项的组合也应包括于计算机可读媒体的范围内。在一些实施例中，处理器105对存储于数字基带IC 104的处理器可读媒体106中的指令集的执行致使从数字基带IC 104跨越总线导体109传送数字信息，并传送到新颖POIAC 129，使得数字信息至少部分地确定和/或调节向输出端子132内窥视的输出阻抗。

虽然上文出于指导的目的而描述某些特定实施例，但此专利文献的教示具有普遍适用性且不限于上文所描述的特定实施例。在维持上文所描述的大于50的L/C比(当L以亨利为单位且C以法拉为单位时)的同时，具有除上文陈述的实例的特定拓扑之外的电路拓扑的L-C-R分流电路也是可能的。L-C-R分流电路可使用晶体管和其它电路元件在所述L-C-R分流电路中提供电感、电容和/或电阻。虽然上文所描述的实施例涉及将传入数字值翻译成随后控制L-C-R分流电路的控制值(SC1[A:H]和SR[1:6])的逻辑147的块，但其它实施例不包括此翻译逻辑块，而是由传入数字值(例如，功率设定值和/或通信频带信息和/或过程监视器信息)直接控制所述L-C-R分流电路。虽然上文陈述端子的输出阻抗被维持恒定的实例，但在新颖的POIAC电路的所有实施例中并非都是这种情况。举例来说，被驱动的电路可具有不恒定的输入阻抗。POIAC操作以使向输出端子132内窥视的输出阻抗变化，以随受驱动装置的变化的输入阻抗而变化并与其匹配，以使得尽管受驱动装置的输入阻抗改变，仍维持优良的阻抗匹配。可不同地控制实施于不同系统中的相同RF收发器集成电路的相同POIAC电路，以适应驱动各种系统中的不同类型的功率放大器。因此，在不脱离上文所陈述的权利要求书的范围的情形下，可实践所描述的特定实施例的各种特征的各种修改、改编和组合。

Claims (24)

1.一种集成电路，其包含：

端子；

驱动器放大器，其具有输出节点，且适于将信号供应到所述输出节点上且从所述端子供应到所述集成电路外；以及

可编程输出阻抗调节电路POIAC，其耦合到所述输出节点，其中所述POIAC包括电感器、第一电容器和第一电阻器，其中所述电感器、所述第一电容器和所述第一电阻器在所述电感器的引线与接地节点之间串联耦合在一起，其中所述电感器具有以亨利为单位的电感L，其中所述第一电容器具有以法拉为单位的电容C，且其中L/C的比率大于50。

2.根据权利要求1所述的集成电路，其中所述信号为蜂窝式电话信号，其具有至少850兆赫兹的载波频率。

3.根据权利要求1所述的集成电路，其中所述第一电容器具有以数字方式控制的电容，且其中所述第一电阻器具有以数字方式控制的电阻。

4.根据权利要求1所述的集成电路，其中所述POIAC进一步包括：

第二电容器和第二电阻器，其中所述第二电容器和所述第二电阻器在所述电感器的引线与接地节点之间串联耦合在一起。

5.根据权利要求4所述的集成电路，其中所述第二电容器具有以数字方式控制的电容，且其中所述第二电阻器具有以数字方式控制的电阻。

6.根据权利要求1所述的集成电路，其中所述POIAC进一步包括第二电容器，其中所述POIAC可在所述电感器与所述第一电容器一起谐振但所述电感器不与所述第二电容器谐振的第一模式中操作，且其中所述POIAC可在所述电感器与所述第一电容器和所述第二电容器一起谐振的第二模式中操作。

7.根据权利要求6所述的集成电路，其中所述POIAC接收数字逻辑信号，且其中所述数字逻辑信号确定所述POIAC是在所述第一模式中操作还是在所述第二模式中操作。

8.根据权利要求1所述的集成电路，其中所述电感器具有耦合到所述输出节点的第一引线，且其中所述电感器具有耦合到所述第一电容器的第二引线。

9.根据权利要求1所述的集成电路，其中所述POIAC接收多位数字值，其中所述多位数字值确定所述第一电容器的所述电容C且确定所述第一电阻器的电阻R。

10.根据权利要求1所述的集成电路，其中所述POIAC接收数字逻辑信号，其中所述数字逻辑信号指示多个驱动器放大器功率设定中的一者。

11.根据权利要求1所述的集成电路，其中所述POIAC接收数字逻辑信号，其中所述数字逻辑信号指示多个频带中的一者。

12.根据权利要求1所述的集成电路，其中所述POIAC接收过程检测器输出值。

13.根据权利要求1所述的集成电路，其进一步包含：

总线接口，其将数字信息接收到所述集成电路上，其中所述数字信息在所述集成电路内被从所述总线接口传送到所述POIAC。

14.根据权利要求13所述的集成电路，其中所述数字信息包括功率设定信息和通信频带信息。

15.一种集成电路系统，其包含：

第一集成电路，其具有输入端子和耦合到所述输入端子的功率放大器；

第二集成电路，其包括驱动器放大器、输出端子和可编程输出阻抗调节电路POIAC，其中所述POIAC耦合到所述驱动器放大器的输出节点，其中所述驱动器放大器经耦合以将信号供应到所述输出节点上且供应到所述输出端子上，其中所述POIAC包括电感器、第一电容器和第一电阻器，其中所述电感器、所述第一电容器和所述第一电阻器在所述电感器的引线与接地节点之间串联耦合在一起，其中所述电感器具有以亨利为单位的电感L，其中所述第一电容器具有以法拉为单位的电容C，且其中L/C的比率大于50；以及

阻抗匹配网络，其将所述第二集成电路的所述输出端子耦合到所述第一集成电路的所述输入端子。

16.根据权利要求15所述的系统，其中所述第一电容器为以数字方式控制的可变电容器，且其中所述第一电阻器为以数字方式控制的可变电阻器。

17.根据权利要求15所述的系统，其中所述POIAC进一步包括第二电容器和第二电阻器，其中所述第二电容器和所述第二电阻器在所述电感器的引线与接地节点之间串联耦合在一起。

18.一种集成电路制造方法，其包含：

提供串联耦合在一起的电感器、电阻器和电容器，以使得所述电感器、电阻器和电容器适于设定驱动器放大器输出节点的输出阻抗，其中所述电感器具有以亨利为单位的电感L，其中所述电容器为以数字方式控制的电容器，所述电容器具有以法拉为单位的电容C，其中L/C的比率大于50，且其中将所述电感器、电阻器和所述电容器与耦合到所述驱动器放大器输出节点的驱动器放大器一起集成到集成电路上。

19.根据权利要求18所述的方法，其进一步包含：

提供适于接收多位数字值的多个导体，其中所述多位数字值至少部分地确定所述输出阻抗的量值。

20.根据权利要求19所述的方法，其中所述多位数字值指示多个功率设定中的一者。

21.根据权利要求19所述的方法，其中所述多位数字值指示多个通信频带中的一者。

22.根据权利要求18所述的方法，其进一步包含：

提供适于接收模拟电压信号的导体，其中所述模拟电压信号至少部分地确定所述输出阻抗的量值。

23.根据权利要求18所述的方法，其进一步包含：

提供输出数字信息的过程检测器，其中所述数字信息至少部分地确定所述输出阻抗的量值。

24.根据权利要求18所述的方法，其进一步包含：

在功率放大器集成电路的输入节点处进行阻抗匹配，其中所述驱动器放大器输出节点经由匹配网络而耦合到所述功率放大器集成电路的所述输入节点。