CN102064852B - 副载波生成方法和装置、调制解调方法、发射和接收系统 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种副载波生成方法，用于调制扩频通信发射系统中的扩频序列信号，包括：形成多个副载波分量，其中每个所述副载波分量是由n个不同频率的正弦相位方波相乘得到的，对于每个所述副载波分量，正弦相位方波的个数相同或不同，n为非负整数；将多个所述副载波分量时分复用，复合得到所述副载波。本发明还提供了一种副载波生成装置、一种扩频信号的调制方法、一种扩频信号的解调方法、一种扩频通信发射系统和一种扩频通信接收系统。根据本发明的技术方案，提出了更为灵活的调制方式，更自由地控制信号的频谱形状，使信号与同一频段内的其他信号具有更好的分离度，同时也可以改变信号在热噪声、多径环境以及干扰下的接收性能。

Description

副载波生成方法和装置、调制解调方法、发射和接收系统

技术领域

本发明涉及信号调制方式，尤其涉及以直接序列扩频信号作为测距信号的卫星导航系统中的副载波生成方法。

背景技术

全球导航卫星系统(Global Navigation Satellite System，GNSS)可以在全球范围内为数量不限的海陆空天用户提供全天候、连续精确的位置、速度和时间信息。现已有多个国家相继建设自己的GNSS或其增强系统。

为了利用扩频码中频繁的相位翻转来精密测距，以及获得良好的多址接入性能和抗多径与干扰性能，GNSS的信号都使用了直接序列扩频(Direct Sequence Spread Spectrum，DSSS)技术。正如本领域内技术人员所知，DSSS可被看作二进制相移键控(Binary PhaseShift Keying，BPSK)的扩展。一组扩频序列被扩频码片波形赋形后，与数据信号和射频载波相乘，得到传输信号。

图1给出了一个DSSS信号生成过程的实例。信源产生的信息流{a_n}通过编码器产生二进制的数据码流d(t)。在扩频序列驱动时钟的驱动下，扩频序列发生器产生一个高速的二进制扩频序列{b_i}，与d(t)进行模二加后，经过码片赋型，变为基带扩频信号s(t)。该信号对载波进行调制后，通过发射机和天线送入信道中进行传输。

上述实例只是一种可能的实现方式。实际的发射系统并不局限于这种实现方式。

基带扩频信号在数学上可以表示为：

$s\left(t\right)=\underset{i=-\∞}{\overset{+\∞}{\mathrm{\Σ}}}{(-1)}^{d_i\⊕b_i}p(t-i{T}_c),$

其中表示模二加操作，p(t)是扩频码片波形。如果扩频序列的发送速率为f_c，则一个扩频码片波形的持续时间为T_c＝1/f_c。

传统的导航测距信号采用矩形扩频码片的二进制相移键控(BPSK-R)调制。这种调制的基带扩频信号的扩频码片波形为矩形非归零码，可以表示为：

图2给出了这种码片波形的一个实例。

BPSK-R(n)用来表示扩频序列速率为fc＝n×1.023MHz的BPSK-R调制信号。

BPSK-R调制方式实现简单，被广泛使用在传统的全球定位系统(GPS)中，C/A码、P(Y)码都是使用这种调制技术。但随着GNSS的发展，这种调制方式的频谱兼容性以及测距和抗干扰性能的不足日益显现。

出于系统间互操作(Interoperability)的需要，多个GNSS的服务信号的工作频段彼此重叠，同时，随着业务需求的逐渐扩大，同一系统内的服务信号种类越来越多，使得大量信号必须共享有限的频段。

本领域技术人员可以理解，尽管在采用DSSS技术的系统中，不同的信号使用不同的扩频序列，使得不同信号之间具有较小的干扰，但由于信号频谱的重叠，信号之间仍然存在一定的干扰。从射频兼容性角度而言，不同信号的频谱之间应尽可能分离，以减小彼此之间的干扰。但出于对发射设备和接收设备的复杂度的考虑，各系统仍然倾向于使用同一个载波频率发射多种不同的DSSS信号。因此，在几个信号的载波中心频率相同的限制下，只能通过改变信号的频谱形状来增大信号之间的频谱分离度，从而降低信号之间的干扰。

同时，改变信号的频谱形状也会影响到信号的自相关特性。本领域技术人员可以理解，当接收机采用匹配接收方式对信号进行捕获、跟踪时，具有不同自相关特性的信号具有不同的抗热噪声、抗多径，以及抗干扰性能。

因此，在采用DSSS技术的导航测距信号设计上，希望可以获得一种灵活控制信号频谱形状的方法，从而不仅使同一中心频点的多个信号之间可以减小干扰，而且每个信号的捕获跟踪性能可以根据该信号的应用需求灵活设计。

本领域技术人员可以理解，通过改变DSSS信号的扩频序列速率f_c，可以改变信号的功率谱形状。

图3给出了在相同频点上的BPSK-R(2)和BPSK-R(4)信号功率谱，图中标号301表示BPSK-R(2)的信号功率谱，标号302表示BPSK-R(4)信号功率谱。可以看到，虽然因为扩频速率的不同，两个信号的功率谱形状有所不同，但两个信号的能量主瓣都集中在载波中心频点附近，相互之间具有较大的干扰。

除了改变DSSS信号的扩频序列速率f_c外，使用一个副载波与原信号相乘也可以改变信号的功率谱形状。二进制偏移载波(BOC)调制就是通过将BPSK-R调制的基带信号与一个矩形方波形状的副载波相乘来改变信号的功率谱形状的。

如果将BPSK-R信号记为c(t)，则使用BOC调制的信号可以表示为：

s_BOC(t)＝c(t)sgn[sin(2πf_st)]，

其中sgn为符号函数。图4给出了c(t)、方波副载波，以及相乘得到的BOC调制基带信号波形的一个实例。

BOC(m，n)用来表示矩形方波副载波频率为fs＝m×1.023MHz，同时扩频序列速率为fc＝n×1.023MHz的BOC调制信号。

图5给出了BPSK-R(2)信号功率谱，以及在相同频点上的BOC(4，1)信号和BOC(6，1)信号。图中标号501表示BPSK-R(2)信号的功率谱，标号502表示BOC(4，1)信号的功率谱，标号503表示BOC(6，1)信号的功率谱。BOC信号中矩形方波副载波起到了二次调制的作用，将原本集中在中心频点附近的能量搬移到了频谱的两侧。通过选择不同的矩形方波频率和扩频序列速率，信号设计者可以灵活地改变信号的频谱形状，从而使位于同一中心频点的多种信号在频谱上可以减小重叠。

为了进一步提高信号频谱设计的灵活性，副载波除了使用单独的方波以外，还可以由两种不同频率的矩形方波进行复用得到。使用这种副载波的调制方式称为复用BOC(MBOC)调制。通过调整副载波中这两种矩形方波的频率比以及功率比，可以使MBOC调制信号的频谱形状的选择可能性更多。根据副载波中两种不同频率的矩形方波复用的方式不同，目前已有的两种MBOC调制分别称为时分复用BOC(TMBOC)调制和合成二进制偏移载波(CBOC)调制。

其中，TMBOC调制是通过时分复用的方式将两种方波进行复用的。一个TMBOC调制的信号，与BPSK-R调制基带信号相乘的副载波在发射时间的一些时间段内为频率是f₁的方波，在其余的时间段内为频率是f₂的方波。图6给出了一个TMBOC调制的副载波的波形实例。

CBOC调制是通过时域线性叠加的方式将频率是f₁的方波与频率是f₂的方波进行组合的。在所有时刻，CBOC信号的副载波中的频率是f₁的方波与频率是f₂的方波都同时出现，在赋以不同的权重后直接通过幅度相加或相减叠加在一起。图7给出了一个CBOC调制所使用的副载波的波形实例。

关于MBOC调制的详细描述，可参阅G.Hein，J.Avila-Rodriguez等人的“MBOC：The new optimized spreading modulation recommendedfor Galileo L1 OS and GPS L1C”，Proc.of IEEE/ION PLANS，SanDiego，CA.2006：883-892。

尽管MBOC调制与BOC调制相比在频谱的灵活性上又进了一步，但是，由于其限制副载波的形式只能是两个方波的复用，所以在频谱形状的选择上仍然具有局限性。

发明内容

鉴于以上描述，本发明所要解决的技术问题在于，提供一种副载波生成方法和生成装置，能够灵活地设计副载波的波形。提供一种扩频通信发射系统和接收系统，利用本发明的副载波可以自由地控制信号的频谱形状，从而可以使信号与同一频段内其他的信号具有更好的分离度，同时也可以改变信号在热噪声、多径环境以及干扰下的接收性能。

本发明提供了一种副载波生成方法，用于调制扩频通信发射系统中的调制有数据的扩频序列信号，包括：形成多个副载波分量，其中每个所述副载波分量是由n个不同频率的正弦相位方波相乘得到的，对于每个所述副载波分量，正弦相位方波的个数相同或不同，n为非负整数；将多个所述副载波分量时分复用，复合得到所述副载波。通过上述技术方案，可以根据需要灵活地设计所需的副载波波形。

在上述技术方案中，优选地，每个所述副载波分量按照以下公式形成：

${\mathrm{sc}}_i\left(t\right)=\underset{j=1}{\overset{n_i}{\mathrm{\Π}}}{q}_{\mathrm{sc}}(t;2^{m_j^{\left(i\right)}}{f}_c),$

其中，sc_i(t)表示第i个所述副载波分量，

表示频率为

的正弦相位方波，f_c是扩频序列信号的发送速率，

表示第i个所述副载波分量中的第j个正弦相位方波的频率是所述扩频序列信号的发送速率f_c的2的次幂倍，

是非负整数。通过上述技术方案，每个正弦相位方波不是随意选取的，这样规定可以保证各副载波分量在时域上的正交性。

在上述技术方案中，优选地，还可以包括：设置时分复用的切换周期，在所述切换周期中，设置所述时分复用的时隙长度，以及设置各个所述副载波分量分别占用所述切换周期中的哪些时隙。通过上述技术方案，设计者可以根据需要灵活地设计时分复用的循环周期和循环方式。

在上述技术方案中，优选地，将所述时隙长度设置为一个扩频码片的持续时间。通过上述技术方案，可以使得在一个扩频码的持续期间内副载波分量不会发生切换。

在上述技术方案中，优选地，所述副载波分量的总数、每个所述副载波分量中的正弦相位方波的个数和每个所述正弦相位方波的频率值是根据对所述扩频序列信号的总功率谱的形状及在捕获跟踪中的抗热噪声、抗多径、抗干扰能力的要求进行选取的。通过上述技术方案，通过调整一个循环周期内各副载波分量所占的时隙数之比来调节各副载波的功率比，从而调整整个副载波的频谱形状，进而改变信号的功率谱。

在上述技术方案中，优选地，所述副载波分量实时生成或预先存储在存储器中，并在生成所述副载波时，从所述存储器中读取相应的所述副载波分量。

本发明还提供了一种副载波生成装置，包括：多个副载波分量形成器，形成多个副载波分量，其中每个所述副载波分量是由n个不同频率的正弦相位方波相乘得到的，对于每个所述副载波分量，正弦相位方波的个数相同或不同，n为非负整数；时分复用切换器，用于将所述副载波分量形成器所形成的多个所述副载波分量时分复用，复合得到所述副载波。通过上述技术方案，可以根据需要灵活地设计所需的副载波波形。

在上述技术方案中，优选地，所述副载波分量形成器还可以包括：n个正弦相位方波产生器，产生n个不同频率的正弦相位方波；以及乘法器，用于将所述n个正弦相位方波产生器产生的所述n个不同频率正弦相位方波相乘。

在上述技术方案中，优选地，每个所述副载波分量形成器按照以下公式形成每个所述副载波分量：

${\mathrm{sc}}_i\left(t\right)=\underset{j=1}{\overset{n_i}{\mathrm{\Π}}}{q}_{\mathrm{sc}}(t;2^{m_j^{\left(i\right)}}{f}_c),$

其中，sc_i(t)表示第i个所述副载波分量，

表示频率为

的正弦相位方波，f_c是扩频序列信号的发送速率，

表示第i个所述副载波分量中的第j个正弦相位方波的频率是所述扩频序列信号的发送速率f_c的2的

次幂倍，是非负整数。通过上述技术方案，每个正弦相位方波不是随意选取的，这样规定可以保证各副载波分量在时域上的正交性。

在上述技术方案中，优选地，还可以包括：存储器，用于预先存储由所述副载波分量形成器形成的所述副载波分量，以及在生成所述副载波时，为所述时分复用切换器提供相应的副载波分量。

在上述技术方案中，优选地，所述副载波分量的总数、每个所述副载波分量中的正弦相位方波的个数和每个所述正弦相位方波的频率值是根据对所述扩频序列信号的总功率谱的形状及在捕获跟踪中的抗热噪声、抗多径、抗干扰能力的要求进行选取的。通过上述技术方案，通过调整一个循环周期内各副载波分量所占的时隙数之比来调节各副载波的功率比，从而调整整个副载波的频谱形状，进而改变信号的功率谱。

本发明还提供了一种扩频信号的调制方法，使用上述的副载波生成方法生成的所述副载波。

本发明还提供了一种扩频信号的解调方法，其特征在于，使用上述的副载波生成方法生成的所述副载波。

本发明还提供了一种扩频信号的调制方法，其特征在于，使用上述的副载波生成装置生成的所述副载波。

本发明还提供了一种扩频信号的解调方法，其特征在于，使用上述的副载波生成装置生成的所述副载波。

本发明还提供了一种扩频通信发射系统，具有以上所述的副载波生成装置。

本发明还提供了一种扩频通信接收系统，具有以上所述的副载波生成装置。

附图说明

图1是相关技术中扩频通信发射系统中DSSS信号的生成过程示意图；

图2是矩形非归零码码片的波形图；

图3是相同频点上的BPSK-R(2)和BPSK-R(4)信号功率谱；

图4是c(t)、方波副载波以及相乘得到的BOC调制基带信号波形的示意图；

图5是在相同频点上的BPSK-R(2)、BOC(4，1)和BOC(6，1)的功率谱；

图6是TMBOC信号的副载波波形示意图；

图7是CBOC信号的副载波波形示意图；

图8是根据本发明的一个实施例的副载波生成方法的流程图；

图9是根据本发明的一个实施例的副载波生成装置的框图；

图10是根据本发明的一个实施例的扩频通信发射系统示意图；

图11是根据本发明的一个实施例的扩频通信接收系统示意图；

图12是根据本发明的一个实施例的扩频通信发射系统模型示意图；

图13是根据本发明的一个实施例的一种时隙分配方法的示意图；

图14是根据本发明的一个实施例的正弦相位方波的示意图；

图15是根据本发明的一个实施例的第一副载波分量的时域波形示意图；

图16是根据本发明的一个实施例的第二副载波分量的时域波形示意图；

图17是根据图15和图16的副载波分量得到一个时隙周期长度下的副载波的时域波形示意图；

图18是根据本发明的一个实施例的副载波生成器的示意图；以及

图19是根据本发明的一个实施例的在三种不同参数选取下的信号功率谱形状的示意图。

具体实施方式

为了能够更清楚地理解本发明的上述目的、特征和优点，下面结合附图和具体实施方式对本发明进行进一步的详细描述。

在下面的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本发明，但是，本发明还可以采用其他不同于在此描述的其他方式来实施，因此，本发明并不限于下面公开的具体实施例的限制。

图8是根据本发明的一个实施例的副载波生成方法的流程图。

如图8所示，根据本发明的实施例的副载波生成方法，用于调制扩频通信发射系统中的调制有数据的扩频序列信号，包括：步骤S802：形成多个副载波分量，其中每个所述副载波分量是由n个不同频率的正弦相位方波相乘得到的，对于每个所述副载波分量，正弦相位方波的个数相同或不同，n为非负整数；步骤S804：将多个所述副载波分量时分复用，复合得到所述副载波。通过这样的技术方案，可以根据需要灵活地设计所需的副载波波形。

在上述技术方案中，优选地，每个所述副载波分量按照以下公式形成：

${\mathrm{sc}}_i\left(t\right)=\underset{j=1}{\overset{n_i}{\mathrm{\Π}}}{q}_{\mathrm{sc}}(t;2^{m_j^{\left(i\right)}}{f}_c),$

其中，sc_i(t)表示第i个所述副载波分量，

表示频率为的正弦相位方波，f_c是扩频序列信号的发送速率，

表示第i个所述副载波分量中的第j个正弦相位方波的频率是所述扩频序列信号的发送速率f_c的2的

次幂倍，

是非负整数。因此，每个正弦相位方波不是随意选取的，这样规定可以保证各副载波分量在时域上的正交性。

在上述技术方案中，优选地，还可以包括：设置时分复用的切换周期，在所述切换周期中，设置所述时分复用的时隙长度，以及设置各个所述副载波分量分别占用所述切换周期中的哪些时隙。这样，设计者可以根据需要灵活地设计时分复用的循环周期和循环方式。

在上述技术方案中，优选地，将所述时隙长度设置为一个扩频码的持续时间。这样，可以使得在一个扩频码的持续期间内副载波分量不会发生切换。

在上述技术方案中，优选地，所述副载波分量的总数、每个所述副载波分量中的正弦相位方波的个数和每个所述正弦相位方波的频率值是根据对所述扩频序列信号的总功率谱的形状及在捕获跟踪中的抗热噪声、抗多径、抗干扰能力的要求进行选取的。因此，通过调整一个循环周期内各副载波分量所占的时隙数之比来调节各副载波的功率比，从而调整整个副载波的频谱形状，进而改变信号的功率谱。

在上述技术方案中，优选地，所述副载波分量实时生成或预先存储在存储器中，并在生成所述副载波时，从所述存储器中读取相应的所述副载波分量。

图9是根据本发明的一个实施例的副载波生成装置的框图。

如图9所示，根据本发明的副载波生成装置900包括：多个副载波分量形成器902，(如图9中的第一副载波分量形成器、第二副载波分量形成器，直到第w个副载波分量形成器，形成多个副载波分量)，其中每个所述副载波分量是由n个不同频率的正弦相位方波相乘得到的，对于每个所述副载波分量，正弦相位方波的个数相同或不同，n为非负整数；时分复用切换器904，用于将所述副载波分量形成器所形成的多个所述副载波分量时分复用，复合得到所述副载波。通过这样的技术方案，可以根据需要灵活地设计所需的副载波波形。

在上述技术方案中，优选地，所述副载波分量形成器902还可以包括：n个正弦相位方波产生器，产生n个不同频率的正弦相位方波；以及乘法器，用于将所述n个正弦相位方波产生器产生的所述n个不同频率正弦相位方波相乘。

在上述技术方案中，优选地，每个所述副载波分量形成器902按照以下公式形成每个所述副载波分量：

${\mathrm{sc}}_i\left(t\right)=\underset{j=1}{\overset{n_i}{\mathrm{\Π}}}{q}_{\mathrm{sc}}(t;2^{m_j^{\left(i\right)}}{f}_c),$

其中，sc_i(t)表示第i个所述副载波分量，

表示频率为

的正弦相位方波，f_c是扩频序列信号的发送速率，

表示第i个所述副载波分量中的第j个正弦相位方波的频率是所述扩频序列信号的发送速率f_c的2的

次幂倍，

是非负整数。因此，每个正弦相位方波不是随意选取的，这样规定可以保证各副载波分量在时域上的正交性。

在上述技术方案中，优选地，所述时分复用切换器904的时隙长度被设置为一个扩频码的持续时间。这样，设计者可以根据需要灵活地设计时分复用的循环周期和循环方式。

在上述技术方案中，优选地，还可以包括：存储器，用于预先存储由所述副载波分量形成器902形成的所述副载波分量，以及在生成所述副载波时，为所述时分复用切换器904提供相应的副载波分量。

在上述技术方案中，优选地，所述副载波分量的总数、每个所述副载波分量中的正弦相位方波的个数和每个所述正弦相位方波的频率值是根据对所述扩频序列信号的总功率谱的形状及在捕获跟踪中的抗热噪声、抗多径、抗干扰能力的要求进行选取的。因此，通过调整一个循环周期内各副载波分量所占的时隙数之比来调节各副载波的功率比，从而调整整个副载波的频谱形状，进而改变信号的功率谱。

图10是根据本发明的一个实施例的扩频通信发射系统示意图。

如图10所示，根据本发明的实施例的扩频通信发射系统1000具有以上所述的副载波生成装置900。

图11是根据本发明的一个实施例的扩频通信接收系统示意图。

如图11所示，根据本发明的实施例的扩频通信接收系统1100具有以上所述的副载波生成装置900。

下面参考图12至图18更详细地说明根据本发明的实施例的技术方案。

参考图12，图12是根据本发明的一个实施例的扩频通信发射系统模型示意图。因为在该实施例中的调制方式属于DSSS技术，所以图12与图1的一般的DSSS信号生成及发射的结构非常相近。这里只示出了基带扩频信号的生成。使用基带信号调制射频载波以及放大和发射的部分的方法与传统方法相同，因此在此不再赘述。

如图12所示，信源产生的信息流{a_n}通过编码器产生二进制的数据码流d(t)。在扩频序列驱动时钟的驱动下，扩频序列发生器产生一个高速的二进制扩频序列{b_i}，与二进制的数据码流d(t)进行模二加后，得到调制有数据的扩频序列{b_i’}，这一过程可以用数学表示为：

$b_i^{\′}=b_i\⊕d\left(t\right).$

由于数据码流的符号速率比扩频序列的速率要低得多，所以上式中对每一次模二加操作而言，d(t)可视为常数。

本领域技术人员应该理解，在卫星导航系统某些信道发射的信号中，数据码流d(t)不是必须的。有一种被称为“无数据(dataless)”或者“导频(pilot)”信道的信号可能只传输高速的二进制扩频序列{b_i}，而没有与二进制的数据码流d(t)进行模二加的过程，这样可以为信号的捕获与跟踪的性能提高带来诸多好处。对这种“导频”信号的信号而言，可以看作调制的二进制的数据码流d(t)恒为零，即d(t)≡0。因此不失一般性，在后面的描述中始终认为扩频序列调制有数据。

调制有数据的扩频序列{b_i’}经过矩形码片赋型后，与根据本发明的技术方案所生成的副载波相乘，变为基带扩频信号s(t)。该信号对载波进行调制后，通过发射机和天线送入信道中进行传输。基带信号生成的过程可以用数学表示为

$s\left(t\right)=\underset{i=-\∞}{\overset{+\∞}{\mathrm{\Σ}}}{(-1)}^{b_i^{\′}}{p}_{\mathrm{BPSK}-R}(t-{\mathrm{iT}}_c)\·\mathrm{sc}\left(t\right)$

其中p_BPSK-R(t)是如图2所示的矩形脉冲波形，如果扩频序列的发送速率为f_c，则p_BPSK-R(t)的持续时间为T_c＝1/f_c，其时域表达式为：

而sc(t)是根据本发明的技术方案中生成的副载波，将在下面详细描述。

根据本发明的实施例所提出的副载波sc(t)是由w个分量在时域上以时分复用的形式复合得到。其中w被限定为一个正整数。

这w个分量分别称为第一副载波分量，用sc₁(t)表示，第二副载波分量，用sc₂(t)表示，以此类推，一直到第w副载波分量，用sc_w(t)表示。时分复用的一个时隙长度为T_c，而且各副载波分量的切换只在扩频码矩形脉冲波形p_BPSK-R(t)的切换边沿发生。也即，在一个扩频码的持续期内副载波分量不会发生切换。

这w个副载波分量分别占用哪些时隙可以由设计者来决定，而且每个副载波分量可以连续占据多个时隙。一种可能的实施方式是将一个较短的时隙分配规则以一定的周期循环。例如，在w＝3的情况下，若以6个时隙为一个周期。可以设计让第一副载波分量占据1、2、3时隙，第二副载波分量占据4、5时隙，第三副载波分量占据第6时隙，这一模式依次循环下去。图13给出了这种可能的实施方案的示意图。

上面所描述的只是多种时隙分配方法中可能的一个例子，实际的时隙分配方法并不限于此。一个更为复杂的时隙分配方法的例子可以是令w＝3，以12个时隙为一个周期，在第1、2、4、5、8、9时隙发送第一副载波分量，在第3、6、7时隙发送第二副载波分量，在第10、11时隙发送第三载波分量。

这样，在一个循环周期内，各副载波分量所占的时隙数之比等于总的副载波中各副载波分量所占的功率之比。由于各副载波分量的频谱形状是不同的，设计者可以通过调整一个循环周期内各副载波分量所占的时隙数之比来调整各副载波的功率配比，从而调整整个副载波的频谱形状，进而改变信号的功率谱。那么，在上面的两个例子中，第一副载波分量、第二副载波分量、第三副载波分量的功率比都是3∶2∶1。

同时，每个副载波分量是由n个正弦相位方波相乘得到，即，第i副载波分量sc_i(t)由n_i个正弦相位方波相乘得到。这些参与相乘的正弦相位方波的总个数为n_i，是大于等于零的整数。每个副载波分量中参与相乘的正弦相位方波的总个数可以相同也可以不同。这些正弦相位方波的频率不是随意选取的。为了保证各副载波分量在时域上的正交性，它们的正弦相位方波的频率被限制为扩频序列的发送速率f_c的2的非负整数次幂倍，也即发送速率f_c的2倍、4倍、8倍、16倍等等。如果将频率为f_sc的正弦相位方波记为：

$q_{\mathrm{sc}}(t;f_{\mathrm{sc}})\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}\mathrm{sgn}\left[\sin \left(2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{sc}}t\right)\right],$

则参与相乘的n_i个正弦相位方波将从集合{q_sc(t；2^mf_c)；m≥0}中选取。

也即，数学上，sc_i(t)可以表示为：

${\mathrm{sc}}_i\left(t\right)=\underset{j=1}{\overset{n_i}{\mathrm{\Π}}}{q}_{\mathrm{sc}}(t;2^{m_j^{\left(i\right)}}{f}_c),$

其中

是n_i个彼此不相同的非负整数，可以根据设计者的需要任意选取。

图14给出了

以及

的正弦相位方波波形。

参与时分复用的副载波分量总数w、每个副载波分量中的方波个数n_i、以及相应的

都可以由设计者根据对信号总功率谱的形状以及信号在捕获跟踪中的抗热噪声、抗多径、抗干扰能力的要求需求来灵活选取。但要注意的是，最终生成的各副载波分量sc_i(t)要满足各不相同。要满足这一点，只需要保证任意两个不同的副载波分量所选取的

不完全相同。

根据上面所描述的副载波及副载波分量的生成规则，下面给出一个副载波生成的具体实例。如果设计者选取w＝2，n₁＝2，

并且n₂＝4，

则第一副载波分量sc₁(t)可以表示为：

sc₁(t)＝q_sc(t；f_c)·q_sc(t；4f_c)，

第二副载波分量sc₂(t)可以表示为：

sc₂(t)＝q_sc(t；f_c)·q_sc(t；2f_c)·q_sc(t；4f_c)·q_sc(t；8f_c)。

图15和图16分别给出了在这种参数选取下的第一副载波分量和第二副载波分量在一个周期内的时域波形。

在这个实例中，我们进一步设定时分复用的时隙周期为4，这两个副载波分量的时分复用方式为连续3个时隙为第一副载波分量，之后1个时隙为第二副载波分量，整个副载波持续这种模式。图17则给出了上述时隙分配模式下1个时隙周期长度的副载波时域波形。

利用根据本发明的实施例中提出的上述副载波对使用了矩形脉冲码片波形的扩频码进行二次调制，就可以得到满足需要的基带信号。

虽然在图12中，给出了一种产生这种调制方式信号的可能的方法，但实际的产生方法是多种多样的，并不限于此。例如，在副载波生成器中，各副载波分量可以实时由多个方波相乘得到，这样结构的副载波生成器如图18所示，每一个副载波分量对应一个乘法器，由多个副载波分量方波产生器产生多个方波，然后经由乘法器得到对应的副载波分量。当然也可以有更为简化的实现方式。因为在设计者确定各种参数后，各副载波分量的时域波形就完全确定了，而且是二值的和周期性的。所以在副载波生成器中也可以将各副载波分量在一个周期内的波形或者符号变化模式以表格或者其它形式存储起来，在生成信号的时候根据对应的时间读取并恢复相应的副载波分量波形。具体实施方式也可以采用其它的生成方式，而不仅仅限于本实施例中所描述的实施方式。

接下来的一个示例是为了说明根据本发明的技术方案所提出的调制方式在信号功率谱形状控制上的灵活性。图19给出了根据本发明的技术方案提出的调制方式在三种不同的参数选取下的功率谱形状。为了便于描述，在这个示例中，副载波中各副载波分量功率均相同。其中曲线1401对应于w＝2，n₁＝2，

n₂＝3，

信号的功率谱；曲线1402对应于w＝2，n₁＝2，

n₂＝3，

信号的功率谱；曲线1403对应于w＝2，n₁＝2，

n₂＝2，

信号的功率谱。

从图19中可以看到，在参数选择上，曲线1901与曲线1902所对应的信号的第二副载波分量是相同的，第一副载波分量则不同，而曲线1901与曲线1903所对应的信号的第一副载波分量是相同的，第二副载波分量则不同。不同的参数选择造成三种信号的功率谱形状存在很大差别。与曲线1901所对应的信号相比，曲线1902所对应的信号在2MHz以内有更低的功率，而在2MHz和6MHz附近出现额外的功率分布。曲线1903所对应的信号与曲线1901所对应的信号相比，在2MHz到6MHz之间的功率更低，但在6MHz到10MHz之间的功率更高。

尽管上述实施例是针对w＝2以及第一副载波分量和第二副载波分量功率相等的情况进行说明的，但并不局限于这种配置方式，满足上面所描述的副载波生成规则的其他配置方式也可以达到灵活调节频谱形状的效果。并且增加副载波分量的个数以及改变各副载波分量之间的功率配比可以使信号功率谱的形状调整更加灵活多样。

以上所给出的诸多实施例都是针对这种调制信号的发射端所进行描述的。然而，本领域技术人员可以理解，这种信号的接收处理方法只是发射过程的逆操作而已。这样，为接收这种调制信号，接收机也需要生成相应的副载波。因此，本发明的技术方案也可以针对这种调制信号的接收端，采用相应的接收方法，在此不再赘述。

这样，根据本发明的技术方案，通过一系列参数控制副载波的时域波形形状，从而控制整个信号的功率谱形状。可以让某一特定系统特定信号的设计者具有更加灵活的选择余地，可以更加自由地控制频谱形状，从而使这个信号可以与同一频段内其他信号具有更好的分离度，同时也可以改变信号在热噪声下、多径环境，以及干扰下的接收性能。

以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (15)

1.一种副载波生成方法，用于调制扩频通信发射系统中的扩频序列信号，其特征在于，包括：

形成多个副载波分量，其中每个所述副载波分量是由n个不同频率的正弦相位方波相乘得到的，对于每个所述副载波分量，正弦相位方波的个数相同或不同，n为非负整数；

将多个所述副载波分量时分复用，复合得到所述副载波；

其中，每个所述副载波分量按照以下公式形成：

${\mathrm{sc}}_i\left(t\right)=\underset{j=1}{\overset{n_i}{\mathrm{\Π}}}{q}_{\mathrm{sc}}(t;2^{m_j^{\left(i\right)}}{f}_c),$

其中，sc_i(t)表示第i个所述副载波分量，

表示频率为

的正弦相位方波，f_c是扩频序列信号的发送速率，

表示第i个所述副载波分量中的第j个正弦相位方波的频率是所述扩频序列信号的发送速率f_c的2的

次幂倍，

是非负整数。

2.根据权利要求1所述的副载波生成方法，其特征在于，还包括：设置时分复用的切换周期，在所述切换周期中，设置所述时分复用的时隙长度，以及设置各个所述副载波分量分别占用所述切换周期中的哪些时隙。

3.根据权利要求2所述的副载波生成方法，其特征在于，将所述时隙长度设置为一个扩频码片的持续时间。

4.根据权利要求3所述的副载波生成方法，其特征在于，所述副载波分量的总数、每个所述副载波分量中的正弦相位方波的个数和每个所述正弦相位方波的频率值是根据对所述扩频序列信号的总功率谱的形状及在捕获跟踪中的抗热噪声、抗多径、抗干扰能力的要求进行选取的。

5.根据权利要求4所述的副载波生成方法，其特征在于，所述副载波分量实时生成或预先存储在存储器中，并在生成所述副载波时，从所述存储器中读取相应的所述副载波分量。

6.一种副载波生成装置，用于调制扩频通信发射系统中的扩频序列信号，其特征在于，包括：

多个副载波分量形成器，形成多个副载波分量，其中每个所述副载波分量是由n个不同频率的正弦相位方波相乘得到的，对于每个所述副载波分量，正弦相位方波的个数相同或不同，n为非负整数；

时分复用切换器，用于将所述副载波分量形成器所形成的多个所述副载波分量时分复用，复合得到所述副载波；

其中，每个所述副载波分量形成器按照以下公式形成每个所述副载波分量：

${\mathrm{sc}}_i\left(t\right)=\underset{j=1}{\overset{n_i}{\mathrm{\Π}}}{q}_{\mathrm{sc}}(t;2^{m_j^{\left(i\right)}}{f}_c),$

其中，sc_i(t)表示第i个所述副载波分量，

表示频率为

的正弦相位方波，f_c是扩频序列信号的发送速率，

表示第i个所述副载波分量中的第j个正弦相位方波的频率是所述扩频序列信号的发送速率f_c的2的

次幂倍，

是非负整数。

7.根据权利要求6所述的副载波生成装置，其特征在于，所述副载波分量形成器包括：

n个正弦相位方波产生器，产生n个不同频率的正弦相位方波；以及

乘法器，用于将所述n个正弦相位方波产生器产生的所述n个不同频率正弦相位方波相乘。

8.根据权利要求6所述的副载波生成装置，其特征在于，还包括：

存储器，用于预先存储由所述副载波分量形成器形成的所述副载波分量，以及在生成所述副载波时，为所述时分复用切换器提供相应的副载波分量。

9.根据权利要求8所述的副载波生成装置，其特征在于，所述副载波分量的总数、每个所述副载波分量中的正弦相位方波的个数和每个所述正弦相位方波的频率值是根据对所述扩频序列信号的总功率谱的形状及在捕获跟踪中的抗热噪声、抗多径、抗干扰能力的要求进行选取的。

10.一种扩频信号的调制方法，其特征在于，使用如权利要求1至5中任一项所述的副载波生成方法生成的所述副载波。

11.一种扩频信号的解调方法，其特征在于，使用如权利要求1至5中任一项所述的副载波生成方法生成的所述副载波。

12.一种扩频信号的调制方法，其特征在于，使用如权利要求6至9中任一项所述的副载波生成装置生成的所述副载波。

13.一种扩频信号的解调方法，其特征在于，使用如权利要求6至9中任一项所述的副载波生成装置生成的所述副载波。

14.一种扩频通信发射系统，其特征在于，包括如权利要求6至9中任一项所述的副载波生成装置。

15.一种扩频通信接收系统，其特征在于，包括如权利要求6至9中任一项所述的副载波生成装置。

Images