CN102055365B - 转换器设备和装备有这样的设备的不间断电源 - Google Patents

Abstract

用于从三个DC电压(-U/2、UREF、U/2)提供AC电压和电流(VS、IS)的转换器包括两个开关单元(UC1、UC4)，所述开关单元具有连接在输入端和开关输出端(S1、S4)之间的第一开关装置(T1、T4)，所述对于每个开关单元转换器包括：连接在所述开关单元和调制信号输出端(SM)之间的第二开关装置(T2、T3)和开关辅助电路(A1，A4)，所述转换器包括控制装置，作用于与连接到与所述AC电压的符号相反的符号的电压输入端的开关单元有关的第二开关装置，以在所述AC电压和所述AC电流具有相反的符号时建立所述第二开关装置的截止。包括如上所述的转换器的不间断电源。

Description

转换器设备和装备有这样的设备的不间断电源

技术领域

本发明涉及例如用于不间断电源的诸如逆变器之类的转换器的领域，具体地说涉及大功率不间断电源，即具有一般包括在大约100kVA和500kVA之间的功率。

本发明更具体地涉及使得能够通过对来自于参考电压线和两个符号相反的电压输入端上可获得的三个基本DC电压而在调制信号输出端上获得的脉冲进行滤波来提供AC电压和电流的转换器设备，所述设备包括连接在所述参考电压线分别与所述电压输入端的一个和另一个之间的两个开关单元，每个开关单元包括连接在所述开关单元连接到的输入端和所述开关单元的开关输出端之间的第一开关装置，以由所述第一开关装置的主导通和截止来提供具有与所述输入端上可获得的电压的符号相同的符号的脉冲，所述设备对于每个开关单元包括：第二开关装置，与所述开关单元有关并且连接在所述开关单元和所述调制信号输出端之间；和第一控制装置，作用于所述第二开关装置，以在所述AC电压的符号与所述开关单元连接到的输入端上的电压的符号相同时建立所述第二开关装置的导通。

本发明还涉及不间断电源，包括：施加AC输入电压的电源输入端、连接到所述输入端的整流器、连接在所述整流器的输出端上的符号相反的两个基本DC电压线、连接到所述基本DC电压的电压线的逆变器，并且包括被设计为提供后备电压的输出端。

背景技术

通常发展不间断电源以提高它们的效率并减少由开关频率(通常很低，即，大约几千赫兹)产生的听得见的噪音干扰。关于这一点，已经表明使用具有提高的性能以使得减轻上面提出的问题的组件来使用存在几个电平(一般为三个电平)的拓扑的不间断电源是有利的。

参考图1，这样的不间断电源11包括干线(mains)电源输入端12，输电干线电源连接于其并且其使得通常为AC的可变输入电压能够施加于所述不间断电源11。不间断电源还包括干线电源输出端13，负载连接于其并且其使得能够提供称为后备电源的供电电源，即其电压和频率受到控制的供电电源。不间断电源11包括连接到干线电源输入端12的整流器或AC/DC转换器15、基本DC电压线16、17以及连接在整流器的输出端上的电压参考18。不间断电源11还包括DC/DC转换器19，其包括电力存储装置20，所述转换器和所述存储装置连接到基本DC电压线16、17。不间断电源11还包括连接在电压参考18和基本DC电压线16、17之间的去耦电容器21、22，以及连接在所述线16、17和干线电源输出端13之间的逆变器或可逆DC/AC转换器23。不间断电源11的转换器23包括六个开关单元。更确切地说，对于三相中的每一相，转换器23包括两个开关单元，一个专用于正半波，另一个专用于负半波。

如图1所示，不间断电源11存在三个电平的拓扑，即整流器15提供三个电平的基本DC电压，即线16上的正电平、线17上的负电平和电压参考18上的参考电平。同时，DC/AC转换器23从这三个DC电压电平提供AC电压。正负电平一般表现为绝对值相同的电势，其基本上等于线16和17之间的电压U的一半。

参考图2，对于给定相，示出了DC/AC转换器23的两个单元。如此局部表示的转换器设备在相线上提供AC电压VS和AC电流IS。通过对从参考电压线REF和符号相反的两个电压输入端P、N上可获得的三个基本DC电压电平-U/2、UREF、U/2在调制信号输出端SM上获得的脉冲进行滤波来获得AC电压VS和电流IS。使用的滤波装置包括连接在调制信号输出端SM和AC电压VS和电流IS输出端之间的电感器L。该滤波装置还包括连接在所述AC电压VS和电流IS输出端和与参考电压线REP呈现相同的电势的参考电压点之间的电容器C。

图2所示的转换器设备包括由图3单独所示的控制单元CD1控制的两个开关单元UC1、UC4。开关单元UC1、UC4连接在参考电压线REF分别与所述输入端P、N的一个和另一个之间。每个开关单元UC1、UC4包括第一开关装置，即晶体管T1、T4，其连接在所述开关单元连接到的电压输入端P、N和所述开关单元的开关输出端S1、S4之间。晶体管T1、T4也可以被称为主晶体管。通过此设置，通过由控制单元CD1执行的晶体管T1、T4的一连串的主导通和截止来获得调制信号输出端SM上的脉冲。当开关单元UC1、UC4的晶体管T1、T4处于主导通状态时，所述开关单元的开关输出端S1、S4上的电压等于所述开关单元连接到的电压输入端P、N的DC电压-U/2、U/2。每个开关单元UC1、UC4还包括二极管DC2、DC3，连接在参考电压线REF和所述开关单元的开关输出端S1、S4之间，以在主截止发生时建立与所述开关输出端上的所述参考电压UREF相等的电压。用这种方法，每个开关单元UC1、UC4的晶体管T1、T4使得能够在它们的各个开关输出端S1、S4上提供具有与所述开关单元的电压输入端P、N上可获得的电压的符号相同的符号的脉冲。

如图3所示，晶体管T1、T4由控制信号F1、F2控制。后者是使用公知的脉宽调制技术从AC电压VS中获得的。

更确切地说，各个控制信号F1、F2施加于各个晶体管T1、T4的控制输入端。当施加在晶体管T1、T4的控制输入端上的控制信号F1、F2的幅度等于零时，所述晶体管截止，并且当此幅度等于一时，所述晶体管导通。当AC电压VS分别为正负时，晶体管T1、T4的主导通分别使得在开关输出端S1、S4上提供具有等于正DC电压+U/2、负DC电压-U/2的幅度的电压。以同样的方式，当AC电压VS分别为正负时，晶体管T1、T4的主截止分别使得二极管DC2、DC4导通，这使得在开关输出端S1、S4上分别提供具有等于零的幅度的电压。从而，分别施加于晶体管T1、T4的一连串的主导通和截止使得分别在开关输出端S1、S4上获得可变宽度的脉冲，该脉冲具有基本上等于DC电压U/2的幅度并且分别具有正号、负号。

对于每个开关单元UC1、UC4，图2所示的转换设备还包括连接在所述开关单元和调制信号输出端SM之间的第二开关装置，即晶体管T2、T3。晶体管T2、T3使得根据AC电压VS的符号将开关单元UC1、UC4连接到调制信号输出端SM，即它们使得所述开关单元UC1、UC4的开关输出端S1、S4能够连接到调制信号输出端SM。

如能从图3所示，控制信号F1、F2分别由第一控制装置，即反相器52、51反转。分别来自于反相器52、51的输出端上的信号分别施加于晶体管T3、T2的控制输入端。当AC电压VS分别为正、负时，控制信号F2、F1分别等于零，因此来自于反相器51、52的输出端上的信号分别等于一。这导致当AC电压VS为正时晶体管T2导通，以使得开关单元UC1的开关输出端S1连接到调制信号输出端SM。以同样的方式，当AC电压VS为负时，晶体管T3导通，以使得开关单元UC4的开关输出端S4连接到调制信号输出端SM。通过这些第一控制装置51、52，可以在调制信号输出端SM上提供可变宽度的脉冲，该脉冲具有基本上等于DC电压U/2的幅度并且具有与AC电压VS的符号相同的符号。换句话说，当AC电压VS的符号与所述开关单元的电压输入端上可获得的电压的符号相同时，第一控制装置51、52使得开关单元UC1、UC4的开关输出端S1、S4连接到调制信号输出端SM。通过电感L和电容C对调制信号输出端SM上这些脉冲的连续滤波，使得能够提供AC电压VS。

如上所述，图2所示的转换器设备使能有效(active)相期间的操作，也即AC电压VS和电流IS具有相同的符号时的操作。在该有效相位期间，因此通过开关单元UC1、UC4获得开关输出端S1、S4上的电压脉冲，如上所述。前述转换器设备还包括下面描述的附加装置，其使能无效(reactive)相位期间的操作，也即当AC电压VS和电流IS具有相反符号时的操作。

在图2所示的转换器设备中，用于使能无效相位期间的操作的装置包括与分别注明为T1、T2、T3、T4的晶体管并联连接的二极管D1、D2、D3、D4。更确切地说，每个二极管的阴极和阳极分别连接到它与之并联连接的晶体管的发射极和集电极。因而，这些二极管D1、D2、D3、D4通常被称为反向并联的二极管。

当AC电压VS为正而AC电流IS为负时，通过与开关单元UC4有关的第二开关装置(即，晶体管T3)，并且也通过与和开关单元UC1的单元有关的第一和第二开关装置并联连接(即，分别与晶体管T1和T2并联连接)的二极管D1、D2来执行开关操作。当AC电压VS为负而AC电流IS为正时，一方面通过与开关单元UC1有关的第二开关装置(即，晶体管T2)，并且也通过与和开关单元UC1有关的第一和第二开关装置并联连接(即，分别与晶体管T4和T3并联连接)的二极管D4、D3执行开关。

更确切地说，当晶体管T3、T2分别导通时，AC电流IS流经所述晶体管以及分别流经DC3、DC2。这引起了调制信号输出端SM上的电压基本上等于参考电压REF。反之，当晶体管T3、T2分别截止时，AC电流IS分别流经二极管D2、D1和二极管D3、D4，这引起了调制信号输出端SM上的电压基本上分别等于DC电压U/2、-U/2。

因而，在有效相位期间，为了建立调制信号输出端SM上的脉冲，实质上使用了开关单元UC1、UC4的第一开关装置T1、T4。在无效相位期间，在调制信号输出端SM上脉冲的建立实质上使用与开关单元UC4、UC1有关的第二开关装置T3、T2。

当图1所示的不间断电源11以及具体地图2和3所示的转换器设备在使用中时，晶体管T1到T4的开关速度以及流入后者的强电流对结构限制产生了相当大的影响。这导致这些有源功率电子元件中的开关损耗，限制了开关频率的增加。一个技术问题是要限制在转换器设备的有效相位的操作期间的开关损耗，同时保证在无效相位期间的令人满意的操作。

发明内容

本发明的发明目的是通过提出一种转换器设备来提供对现有技术的转换器设备的问题的解决方案，该转换器设备使得能够通过对来自于参考电压线和相反符号的两个电压输入端上可获得的三个基本DC电压而在调制信号输出端上获得的脉冲进行过滤来提供AC电压和AC电流，所述设备包括连接在所述参考电压线分别与所述输入端的一个和另一个之间的两个开关单元，每个开关单元包括第一开关装置，连接在所述开关单元连接到的输入端和所述开关单元的开关输出端之间，以通过所述第一开关装置的主导通和截止来提供具有与所述输入端上可获得的电压的符号相同的符号的脉冲，所述设备对于每个开关单元包括：第二开关装置，与所述开关单元有关并且连接在所述开关单元和所述调制信号输出端之间；和第一控制装置，作用于所述第二开关装置，以在所述AC电压的符号与所述开关单元连接到的输入端上的电压的符号相同时建立所述第二开关装置的导通，所述设备的特征在于，对于每个开关单元，它包括所述开关单元的开关辅助电路，连接在所述开关单元连接到的输入端和所述开关单元的开关输出端之间，以在所述开关单元的第一开关装置的任何主导通之前建立基本上等于零的所述第一开关装置的开关电压，以及所述设备的特征在于，对于每个开关单元，所述设备包括第二控制装置，作用于与连接到与所述AC电压的符号相同符号的电压输入端的开关单元有关的第二开关装置，以在所述AC电压和所述AC电流具有相反符号时建立所述第二开关装置的截止。

每个开关单元优选地还包括连接在该参考电压线和所述开关单元的开关输出端之间的二极管，以在主截止发生时在所述开关输出端上建立等于所述参考电压的电压。

每个开关单元的第二开关装置优选地连接在所述开关单元的开关输出端和该调制信号输出端之间。可替换地，每个开关单元的开关输出端直接连接到调制信号输出端，并且每个开关单元的第二开关装置串联连接在该二极管和所述调制信号输出端之间。

每个开关单元优选地由脉宽调制控制信号控制，当AC电压的符号与所述控制单元连接到的输入端上的电压的符号相反时，该脉宽调制控制信号的幅度维持在基本上等于零的值，并且作用于与该开关单元之一有关的第二开关装置的第一控制装置包括连接在所述第二开关装置的控制输入端和另一个开关单元的控制信号的输入点之间的反相器。有利地，作用于与开关单元有关的第二开关装置的第二控制装置包括在所述第二开关装置的控制输入端和另一个开关单元的控制信号的输入点之间的下列装置：

-用于测试该AC电流的符号相对于所述第一开关单元连接到的输入端上的电压的符号的装置，和

-逻辑“AND”(与)布尔运算器，其具有连接到所述第二开关装置的第一控制装置的反相器的输出端和所述用于测试的装置的输出端的两个输入端和输出端，以在所述AC电流具有与所述第一开关单元连接到的输入端上的电压的符号相反的符号时建立所述第二开关装置的截止。

每个开关单元的开关辅助电路优选地包括电感装置、用于将来自于开关输出端的电流旁路以在主导通之前将所述电流转移到所述电感装置的分路装置、和并联连接在所述开关单元的二极管上以在主导通之前在所述电感装置中建立所述电流的谐振的能量存储装置。有利地，每个开关单元的开关辅助电路的电感装置实质上由连接到所述开关单元的开关输出端并且包括反向绕线的绕组的变压器形成，并且所述分路装置包括直接连接在所述电感装置和所述开关单元连接到的电压输入端之间的辅助开关装置。每个开关单元的开关辅助电路的变压器有利地包括：

-第一绕组，连接在所述开关单元的开关输出端和所述开关辅助电路的分路装置之间，和

-第二绕组，磁耦合到所述第一绕组并且连接在所述开关输出端和该参考电压线之间。

该变压器优选地呈现小于一的变压比。

每个开关单元的开关辅助电路优选地至少包括连接在第一绕组和该参考电压线之间的第一阻塞二极管。有利地，每个开关单元的开关辅助电路优选地包括连接在第二绕组和该参考电压线之间的第二阻塞二极管。

该转换器装置优选地包括作用于每个开关单元的第一开关装置的第三控制装置，所述第三控制装置连接在所述开关单元的脉宽调制控制信号的输入点和所述第一开关装置的控制输入端之间，所述第三控制装置使得从所述控制信号命令所述第一开关装置的一连串的主导通和截止，所述第三控制装置包括被设计为在大于预设时间段的时间段之后建立延迟的主导通的延迟模块。该转换器设备有利地包括作用于每个开关单元的开关辅助电路的辅助开关装置的第四控制装置，所述第四控制装置连接在所述开关单元的脉宽调制控制信号的输入点和所述辅助开关装置的控制输入端之间，所述第四控制装置包括被设计为在预设时间段期间建立所述辅助开关装置的导通。

本发明还涉及不间断电源，包括：施加AC输入电压的电源输入端、连接到所述输入端的整流器、连接在所述整流器的输出端上的符号相反的两个基本DC电压线、连接到所述基本DC电压线并且包括被设计为提供后备电压的输出端的逆变器，所述电源的特征在于，所述逆变器是如上所述的转换器设备并且从基本DC电压提供后备AC电压。

附图说明

通过下面对本发明的特定实施例的描述，其他优点和特征将变得更清楚地明显，这些特定实施例仅仅作为非限制性例子给出并且表示在附图中。

图1表示根据现有技术的不间断电源。

图2表示根据现有技术的将DC电压转换成AC电压的转换器设备。

图3表示图2所示的转换器设备的控制单元。

图4示意地表示根据本发明的转换器设备。

图5表示能够在图4所示的转换器设备以及也能够在图6和7所示的转换器设备上实现的控制单元。

图6表示根据本发明的使用图5所示的控制单元的转换器设备的实施例。

图7表示根据本发明的使用图5所示的控制单元的转换器设备的另一个实施例。

图8A到8H是示出了当AC电压和电流具有相反的符号时并且在使用如图3所示的根据现有技术的控制单元的特定情况下图6或7所示的转换器设备的操作的时序图。

图9A到9H是示出了具有如图5所示的根据本发明的控制单元的、并且当AC电压和电流具有相反的符号时的如图6或7所示的转换器设备的操作的时序图。

图10A到10L是示出了当AC电压和电流具有相同的符号时图6或7所示的根据本发明的转换器设备的操作的时序图。

图11A到11K是示出了当AC电压和电流具有相同的符号时在所述AC电压的半波的开始和结尾处图6或7所示的根据本发明的转换器设备的整流器模式中的操作的时序图。

图12表示根据本发明的不间断电源。

具体实施方式

参考图4，转换器设备包括已被描述并且带有相同的参考数字的许多元件。对于每个开关单元UC1、UC4，转换器设备还包括所述开关单元的开关辅助电路A1、A4，连接在所述开关单元连接到的电压输入端P、N和所述开关单元的开关输出端S1、S4之间。每个开关单元UC1、UC4的这些开关辅助电路A1、A4使得在主导通之前建立基本上等于零的所述开关单元的第一开关装置T1、T4的开关电压。

在下文中，开关装置的导通也可以看作触发所述开关装置。可以参考第一开关装置T1、T4的开关动作来使用与术语导通、触发或截止有关的术语“主”，开关辅助电路与第一开关装置T1、T4相互作用以使得开关动作温和。术语“主”也使得在第一开关装置T1、T4的开关动作和第二开关装置T2、T3的开关动作或者辅助开关装置TX1、TX4的开关动作之间形成区别。

一般说来，为了在调制信号输出端SM上建立脉冲，引起第二开关装置T2、T3的损耗的开关动作与第一开关装置T1、T4的开关动作相比较为不频繁。因此，开关辅助电路一般被设计为仅仅为第一开关装置T1、T4的开关动作，即在操作的有效相位期间，建立基本上等于零的开关电压。

为了在主导通或触发之前建立基本上等于零的开关电压，涉及的开关单元UC1、UC4的开关辅助电路A1、A4一般包括用于从所述开关单元的开关输出端S1、S4转向(divert)电流IRP、IRN并且用于建立此电流的谐振的装置。一般被设计用于操作的有效相位的这些开关辅助电路A1、A4可以事实上在操作的无效相位期间以不利的方式与第二开关装置T3、T2相互作用。

例如，如在下文中详细描述的，开关辅助电路A1、A4可以包括能量存储装置，其在操作的无效相位期间作用于流入第二开关装置T2、T3的电流。更确切地说，这些能量存储装置一般被配置如下：当第二开关装置T2、T3的导通发生时，经由整个所述第二开关装置发生所述能量存储装置的放电，其需要这些第二开关装置和能量存储装置具有超大尺寸。

已经发现，通过修改控制单元CD1，可以使用开关辅助电路避免任何超大尺寸的第二开关装置T2、T3。为此，将更详细描述的第二控制装置添加到控制单元CD1，以作用于与连接到输入端P、N的开关单元UC1、UC4有关的第二开关装置T2、T3。从而，这些第二控制装置使得当AC电压VS和电流IS具有相反的符号时，即在无效相位期间，建立与连接到与所述AC电压的符号相反符号的电压输入端的开关单元UC1、UC4有关的第二开关装置T2、T3的截止。换句话说，当AC电压VS和电流IS具有相反的符号时，第二控制装置作用于与连接到输入端P、N的开关单元UC1、UC4有关的第二开关装置T2、T3，以保护所述开关单元免于调制信号输出端SM的影响。

图5示出了包括第二控制装置的修改的控制单元CD2。与如图3所示的控制单位CD1中一样，通过所述开关单元的脉宽调制控制信号F1、F2来执行每个开关单元的控制。如前所述，当AC电压VS的符号与所述开关单元连接到的输入端P、N上的电压的符号相反时，开关单元UC1、UC4的控制信号F1、F2的幅度保持等于零。换句话说，当AC电压VS的符号为负时，信号F1的幅度保持等于零，并且当AC电压VS的符号为正时，信号F2的幅度保持等于零。与如图3所示的控制单元CD1中一样，作用于与开关单元UC1、UC4中的一个有关的第二开关装置T2、T3的第一控制装置包括连接在所述第二开关装置的控制输入端和开关单元UC4、UC1中的另一个的控制信号F2、F1的输入点之间的反相器51、52。

对于每个开关单元，控制单元CD2还包括也作用于与开关单元UC1、UC4有关的第二开关装置T2、T3的第二控制装置，其在所述AC电压VS和AC电流IS具有相反符号时，连接到与AC电压VS的符号相同的符号的电压输入端以建立所述第二开关装置的截止。换句话说，第二控制装置作用于与各个开关单元UC1、UC4有关的各个第二开关装置T2、T3，以在AC电流IS分别为负、正时建立所述第二开关装置的截止。

作用于与第一开关单元UC1、UC4有关的第二开关装置T2、T3上的第二控制装置在所述第二开关装置T2、T3的控制输入端和另一个开关单元UC4、UC1的控制信号F2、F1的输入点之间包括：

-用于测试AC电流IS的符号相对于所述第一开关单元UC1、UC4连接到的输入端P、N上的电压的符号的装置61、62，和

-逻辑“AND”布尔运算器65、66，其具有连接到所述第二开关装置T2、T3的第一控制装置的反相器51的输出端和所述用于测试的装置61、62的输出端的两个输入端和具有输出端，以在所述AC电流IS具有与所述第一开关单元连接到的输入端上的电压的符号相反的符号时建立所述第二开关装置的截止。

图6示出了能够为每个开关单元UC1、UC4实现的开关辅助电路A1、A4的示例。图6所示的转换器设备包括已经在上文描述的且由相同的参考数字指示的一定数目的元件。如图2和4一样，仅仅示出了与三相之一有关的两个开关单元。

参考图6，每个开关单元UC1、UC4的开关辅助电路A1、A4包括：电感装置；分路(branch-off)装置，用于使来自于开关输出端S1、S4的电流IRP、IRN流出以在主触发发生之前将所述电流转移到所述电感装置；和电容器C2、C3，并联连接在所述开关单元的二极管DC2、DC3上，以在主触发发生之前在所述电感装置中建立所述电流IRP、IRN的谐振。

每个开关单元UC1、UC4的开关辅助电路A1、A4的电感装置实质上由连接到所述开关单元的开关输出端S1、S4并且包括反向绕线的绕组的变压器TP、TN形成。换句话说，变压器的两个绕组直接连接到开关输出端S1、S4。在图6所示的转换器设备中，变压器TP、TN直接连接到所述开关单元的开关输出端S1、S4。由于每个开关辅助电路A1、A4的电感装置实质上由变压器形成、并且后者直接连接到开关输出端S1、S4的事实，简化了转换器设备的拓扑以及它的开关辅助电路的拓扑。

每个开关单元UC1、UC4的开关辅助电路A1、A4的分路装置就其自身来说包括辅助晶体管TX1、TX4形式的辅助开关装置，直接连接在变压器TP、TN和所述开关单元连接到的电压输入端P、N之间。直接连接的意思是辅助晶体管和电压输入端P、N之间的连接装置以及前述辅助晶体管和变压器TP、TN之间的连接装置实质上由电导体形成。辅助晶体管TX1、TX4参与在主触发之前建立变压器TP、TN中的AC电流IS的分路。

更确切地说，每个开关单元UC1、UC4的开关辅助电路A1、A4的变压器TP、TN包括连接在所述开关单元的开关输出端S1、S4和所述开关辅助电路的分路装置TX1、TX4之间的第一绕组71、72。变压器TP、TN包括第二绕组73、74，磁耦合到第一绕组71、72并且经由二极管DA2、DA3连接在开关输出端S1、S4和参考电压线REF之间。此外，此第二绕组73、74相对于第一绕组71、72反向绕制。

变压器TP、TN的此配置使得当辅助晶体管TX1、TX4被触发时在变压器TP、TN的每一个绕组中转移更多的电流。由于绕组的反向绕线以及所述绕组的连续的端部连接到电源输入端，AC电流IS事实上被转移以在每一个绕组中分享。从而，输入电流IRP、IRN由互感应而放大。这使得辅助晶体管TX1、TX4的额定电流(currentrating)降低。在二极管DC2、DC3的截止之后，主晶体管T1、T4的端子处的电压V2、V3下降到基本上等于零的值，并且二极管D1、D4导通，这使得所述主晶体管在零电压以下被触发。

在图6所示的实施例中，每个开关单元UC1、UC4的开关辅助电路A1、A4包括连接在第一绕组71、72和参考电压线REF之间的第一阻塞二极管DX2、DX3。当辅助晶体管TX1、TX4截止时，此二极管DX2、DX3使得电流在单方向流入第一绕组71、72。此二极管也使得能够限制辅助晶体管TX1、TX4的端子处的电压。

在图6所示的实施例中，每个开关单元UC1、UC4的开关辅助电路A1、A4还包括连接在第二绕组73、74和参考电压线REF之间的第二阻塞二极管DA2、DA3。此二极管使得电流在单方向流入此第二绕组。这些二极管DA2、DA3的存在防止开关辅助电路的任何逆向操作并且使得变压器TP、TN能被去磁。开关辅助电路A1、A4的此单向操作是重要的，因为它限制了所述开关辅助电路A1、A4的操作时间，因此限制了所述电路的损耗。

一旦主晶体管T1、T4已被触发，开关辅助电路A1、A4的此配置使得变压器TP、TN能被去磁，即不再存在流入变压器绕组的任何电流。这防止能量在变压器中累积，否则该能量将导致转换器设备的损坏。此去磁由二极管DX2、DX3以及由承受呈现在绕组73、74上的电压的二极管DA2、DA3来完成，二极管DX2、DX3使得当辅助晶体管TX1、TX4截止并且执行所述二极管的导通时将参考电压施加于绕组71、72上。

变压器TP、TN一般在每一个绕组上存在着一般不可忽略的磁漏。因而可以由该磁漏的产生来确定(define)等效电感，并且此电感与等效谐振电感有关。此谐振电感确定变压器绕组中的电流的上升和下降斜率。有利地，变压器TP、TN包括与绕组分开的电绝缘材料。其中此绝缘材料的厚度的选择等使得能够调节变压器的磁漏电感，因此调节电流斜率。

一般考虑变压器TP、TN的去磁时间来选择用于产生控制信号F1、F2的占空系数，去磁时间一般大约为触发时间的一半。这防止了这些变压器的饱和。

在图6所示的实施例中，每个开关单元UC1、UC4的第二开关装置T2、T3连接在所述开关单元的开关输出端S1、S4和调制信号输出端SM之间。

在图7所示的实施例中，转换器设备包括已经在上文描述并且由相同的参考数字指示的一定数目的元件。与图6的转换器设备不同，每个开关单元UC1、UC4的开关输出端S1、S4连接到调制信号输出端SM。此外，每个开关单元UC1、UC4的第二开关装置T2、T3串联连接在二极管DC2、DC3和调制信号输出端SM之间。此实施例实质上用和使用图5所示的控制单元CD2的图6的方法一样的方法工作。

一般可以用可逆方式来使用图6或7所示的转换器设备。换句话说，转换器设备可以按照整流器模式工作，其(即，作为AC/DC转换器)使得能够从AC电压VS在DC电压输入端P、N上获得基本DC电压。

在图6和7所示的实施例中，可以按照双可控硅整流器模式来使用每个开关单元UC1、UC4的晶体管T1、T4，即触发自然地发生。一般说来，当开关电压变为基本上等于零并且反向并联的二极管D1、D4导通时，主触发自然地触发。为此，图5所示的控制单元CD2包括比较器81、82，用于检测第一开关装置T1、T4的端子处的电压的过零。比较器81、82的输出端连接到用83、84指代的第一逻辑“AND”布尔运算器的输入端。逻辑“AND”布尔运算器的意思也是逻辑输入端的乘积或逻辑乘的二进制运算器，所述逻辑输入端的每一个能够等于零或一。此运算器的另一个输入端连接到控制信号F1、F2的输入点。从而，晶体管T1、T4的端子处的电压的过零以及控制信号F1、F2的脉冲的同时存在使得能够激活此布尔运算器83、84的输出端并且触发晶体管T1、T4。

但是，在整流器模式以及在AC电流IS的强度太低的情况下，即对于AC电流IS的幅度小于它的最大值的大约10％的情况，此情况一般对应于所述电流的半波的开始或结尾，开关输出端S1、S4上的电压来不及达到线电压P、N的需要值，并且主晶体管T1、T4不能自然地触发。实际上，在这种情况下，电容器CR2、CR3来不及充电，并且难以获得进入用于消除主晶体管T1、T4的端子处的电压的电感装置的电流的谐振。

为了弥补此缺陷，图5所示的控制单元CD2包括延迟模块91、92，其被设计为在大于预设时间段TMAX的时间段之后强制延迟的主触发。此强制操作模式被实现为逆向模式，主要在AC电压VS的半波的开始和结尾处，此时AC电流IS的值不足以为电容器CR2、CR3充电。运算器83、84的输出端连接到用93、94指代的第二逻辑“OR(或)”布尔运算器，该第二逻辑“OR”布尔运算器的输出端连接到主晶体管T1、T4的控制输入端。逻辑“OR”布尔运算器的意思也是逻辑或(disjunctive)二进制运算器，所述逻辑输入端的每一个能够等于零或一。因而，在正常操作中，当“AND”运算器83、84的输出端被激活时，运算器93、94的输出端也被激活，这使得能够在所述晶体管的端子处的电压过零的时刻命令主晶体管T1、T4的触发。

图5所示的控制单元CD2还包括使得能够在预设时间段TMAX′期间触发辅助晶体管TX1、TX4的模块95、96。此时间段从控制信号F1、F2的上升波前沿开始运行。因此，在正常操作中并且在时间段TMAX′期间，可以触发辅助晶体管TX1、TX4，这使得可以消除开关电压以触发主晶体管T1、T4。

参考图8A到8H，并且为了与根据本发明的转换器设备进行比较的目的，下面在AC电压VS为正并且AC电流IS为负的情况下描述与图3(现有技术)所示的控制单元CD1有关的图6所示的转换器设备的操作。应当注意，此操作的描述也适用于图7所示的转换器设备。

只要控制信号F1等于一，就通过反相器51将晶体管T1处于导通状态并且晶体管T3维持在截止状态。AC电流IS流入二极管D1和D2(图8E和8G)。电容器CR2的端子处的电压VCR2就其自身来说等于输入端P上的电压U/2。

在时间t1，控制信号F1从一变为零，晶体管T1截止并且晶体管T3导通。应当注意，由于反相器52的存在并且由于在整个正半波期间所述反相器的输入端上的控制信号F2保持等于零的事实，因此在该整个正半波期间晶体管T2保持导通。这使得所述电容器CR2通过晶体管T2放电来消除电容器CR2的端子处的电压VCR2。从而，流入晶体管T3和T2的电流IT3和IT2的值变得非常高(图8C)，这可能对它们的完整性(integrity)有害。在AC电流IS为负并且AC电压VS为正的整个时间段期间，晶体管T2导通，D1的端子处的电压VD1保持等于输入端P上的电压U/2(图8D)。因此，是二极管D1承受输入端P的全部电压U/2。因此，电流流入晶体管T3和二极管DC3(图8C)。

在时间t2，控制信号F1从零变为一，晶体管T1导通并且晶体管T3截止。这使得电流经由二极管D2转移到电容器CR2(图8G)，这放慢了晶体管T3的端子处的电压VT3的上升(图8B)

在时间t3，电容器CR2被充电并且在它的端子处呈现等于输入端P上的电压U/2的电压VCR2。AC电流IS流入二极管D1和D2(图8E和8G)。

参考图9A到9H，下面仍然在AC电压VS为正并且AC电流IS为负的情况下，即在无效相位期间，描述与图5所示的控制单元CD2有关的图6所示的转换器设备的操作。可以将此操作变换为电压VS为负并且电流IS为正的情况，则在下面T2像T3一样工作并且反之亦然。应当注意，此操作的描述也适用于图7所示的转换器设备。

只要控制信号F1等于一，就通过反相器51将晶体管T1处于导通并且晶体管T3保持截止。AC电流IS流入二极管D1和D2(图9E)。电容器CR2的端子处的电压VCR2就其自身来说等于输入端P上的电压U/2(图9G)。

在时间t1，控制信号F1从一变为零，晶体管T1截止并且晶体管T3导通，和前面的情况下一样。此外，由于在电压VS的整个正半波期间控制信号F2保持等于零的事实，反相器52的输出端保持等于一。同时，AC电流的符号使得比较器61的输出端保持为零。这导致逻辑“AND”布尔运算器65的输出端等于零并且晶体管T2截止。因此，第二控制装置61、65使得晶体管T2截止，这防止了来自电容器CR2的放电的电流的流入。因此，电容器CR2保持充电(图9G)，并且二极管D1的端子处的电压保持等于零(图9E)。因此，当晶体管T3导通时，是二极管D2承受输入端P的全部电压U/2(图9F)。

如前所述，在时间t2，控制信号F1从零变为一，晶体管T1导通并且晶体管T3截止。电流转移在二极管D2中。

在时间t2，AC电流IS流入二极管D1和D2(图9E)。

图5所示的控制单元CD2的使用，具体地所述控制单元的第二控制装置61、62、65、66的使用使得能够限制流入晶体管T3、T2的电流IT3、IT2，从而防止电容器CR2、CR3的放电。因此，晶体管T3不需要过大的尺寸来承受其上将增加电容器CR2、CR3的放电电流的电流。

参考图10A到10L的时序图，下面描述图6或图7所示的转换器设备的操作。应当注意，这些时序图延伸到其间AC电压和电流VS、IS可以被认为是连续的时间段期间。以下描述限于AC电压VS的正半波期间的操作，即实质限于开关单元UC1和开关辅助电路A1的操作。本领域技术人员可以容易地由此推出转换器设备在AC电压VS的负半波期间的操作。以下描述是针对AC电压VS和AC电流IS具有相同的符号的情况作出的，即当开关辅助电路用于获得主晶体管T1、T4的软开关动作时。此外，以下描述适用于转换器设备的整流器模式，即适用于DC/AC工作模式，条件也是AC电流IS的强度足以获得晶体管T1、T4的自然导通。换句话说，下文描述的操作在一定程度上排除了AC电压VS的半波的开始和结尾时的整流器模式。

主晶体管T1开始时处于触发或导通状态，由图10B中的粗线的存在表示。辅助晶体管TX1对其自身来说处于截止状态，由图10C的粗线的不存在表示。由图10G可见，二极管DC2截止。晶体管T1经受电流IT1流动，如图10F所示，其基本上等于AC电流IS。从而，晶体管T1的端子处的电压V1基本上等于零，并且电容器CR2的端子处的电压VCR2基本上等于输入端P上的电压U/2(图10E)。二极管DA2不经受任何电流流动，如图10H所示的，并且处于截止状态。因此，如图10I所示的它的端子处的电压VDA2基本上等于输入端P上的电压值U/2。

在时间t1，晶体管T1截止(图10B)，并且AC电流IS被转移在电容器CR2中。主晶体管T1的端子处的电压V1开始逐渐增加，同时电容器CR2放电，如图10E所示。二极管DA2仍然处于截止状态，并且它的端子处的电压VDA2开始减小(图10I)直到它达到零值。同时，如图10L所示，辅助晶体管TX1的端子处的电压VTX1增加到输入端P上的电压值U/2。

在时间t2，电容器CR2的端子处的电压VCR2达到参考电压的值(图10E)，并且二极管DC2开始传导电流IDC2，其值基本上等于电流IS的值，如图10G所示。

在时间t3，辅助晶体管TX1被触发(图10C)，这将导致二极管DC2中的电流IDC2减小(图10G)，其被转移到已经导通的辅助晶体管TX1中。从图10J可以看出，因此辅助晶体管TX1经受逐渐增大的电流ITX1。因此，如图10D所示，变压器TP中的电流IRP随着电流IDC2的减小的同时而增加。在二极管DA2的触发之后，此电流IRP由变压器TP的第一绕组71中的电流ITX1(图10J)和前述变压器TP的第二绕组73中的电流IDA2(图10H)的总和产生。一旦二极管DA2被触发，输入端P上的电压U/2就施加于变压器TP的两个绕组71、73。由于此变压器的磁损耗，绕组73将在它的端子处受到基本上等于输入端P上的电压U/2的电压。变压器TP的变压比非常接近于一，图10J所示的绕组71中的电流ITX1和图10H所示的绕组73中的电流IDA2基本上等于进入变压器TP的电流值IRP的一半，即等于AC电流IS的一半。

在时间t4，不再有任何电流在二极管DC2中流动，这导致后者截止(图10G)。因此，电容器CR2的端子处的电压V2(图10E)开始由于与变压器TP的谐振现象而增加。同时，从图10D、10H和10J可以看出，在变压器TP的输入端上的电流IRP和每个绕组中的电流IDA2和ITX1将增加。用这种方法，变压器中的电流IRP将进入谐振。实际上，在时间t4，被放电的电容器CR2将随着它的端子处的电压V2的增加而逐渐充电以达到输入端P的电压。

在时间t4和t5之间，当电容器CR2的端子处的电压V2基本上等于输入端P上的电压U/2的一半时，进入变压器TP的电流IRP将达到谐振峰值(图10D和10E)。在此时间流逝期间，变压器TP的绕组71的端子处的电压将减小，并且前述变压器的绕组73的端子处的电压将增加。换句话说，由于电压V2的变化，输入端P上的电压U/2将同时从绕组71切换到绕组73。

而在时间t5，尽管电容器CR2的端子处的电压V2等于输入端P上的电压U/2(图10E)，弱电流仍将流入与晶体管T1并联的反向连接的二极管D1。这可以从图10F中看出，其示出了流入由主晶体管T1和二极管D1形成的模块中的电流IT1。主晶体管T1在时间t5和时间t6之间被触发，因此，其端子处的电压基本上等于零(图10E)。因此，最小化了当此触发发生时耗散的功率。

在时间t6，主晶体管T1中的电流IT1逐渐增加(图10F)，同时分别在第一和第二绕组绕线71、73中的电流ITX1和IDA2的强度减小(图10J和10H)。

在时间t7，不再有任何电流在二极管DA2和变压器TP的第二绕组73中流动(图10H)，这导致所述二极管的截止。由于变压器TP的磁化，图10J所示的低强度的电流IMAG继续流入晶体管TX1和所述变压器的第一绕组71中。在时间t7和时间t8之间，变压器TP的绕组71、73的端子处的电压基本上等于零，此电流IMAG的值保持基本恒定。

在时间t8，命令晶体管TX1处于截止状态(图10C)，并且二极管DX2使得完全消除了流入第一绕组71中的磁化电流IMAG。因而，变压器TP的完全去磁发生在主晶体管T1的主截止之前。如图10L可以看出，晶体管TX1的端子处的电压的值基本上等于输入端P上的电压U/2。从图10I可以看出，二极管DA2的端子处的电压就其自身来说基本上等于输入端P上的电压值U/2的两倍。因此，在变压器TP的去磁期间，辅助晶体管TX1的端子处的电压VTX1是二极管DA2的端子处的电压VDA2的二分之一。因此，是二极管DA2吸收了高的去磁电压而不是辅助晶体管TX1，这使得可以选择较低额定功率的晶体管TX1，因此成本较低并且可以工作在较低的功耗状态。

在时间t9，变压器TP被完全去磁，即它的端子处的电压的平均值为零。因此，电流IMAG结果是零并且二极管DX2截止。因而，回到时间t1之前的初始情形。

参考图11A到11K的时序图，下面在AC电流IS的强度不足以获得晶体管T1、T4的自然导通的情况下描述图6或图7所示的转换器设备的整流器模式下的操作，即所述转换器的DC/AC工作模式。因此，下文描述的操作可施加于AC电流IS的半波的开始和结尾。应当注意，这些时序图延伸到其间AC电压和电流VS、IS可以被认为是连续的时间段期间。以下描述限于AC电压VS的正半波期间的操作，本领域技术人员能够容易地由此推出在AC电压VS的负半波期间的操作。

在开始时，晶体管T1被触发或处于导通，如图11A所示。晶体管T1传导如图11E所示的电流IT1，其值基本上等于AC电流IS的值。从图11D和11F可以看出，电容器CR2的端子处的电压VCR2的值几乎为零，并且二极管DC2处于截止状态。

在时间t1，主晶体管T1从导通状态变为截止状态(图11A)，并且AC电流IS被转移在电容器CR2中。电容器CR2的端子处的电压VCR2开始逐渐减小，使得电容器CR2放电，并且主晶体管T1的端子处的电压V1逐渐增加，如图11D所示。由于AC电流IS的强度太低，晶体管T1的端子处的电压V1非常缓慢地增加并且不能达到输入端P上的电压值U/2。因此，二极管DC2不能被触发，因此不导电(图11F)。

在时间t2，辅助晶体管TX1被触发(图11B)。从图11I可以看出，因此辅助晶体管TX1经受逐渐增大的电流ITX1。以同样的方式，变压器TP中的电流IRP(图11C)和二极管DA2中的电流IDA2(图11G)增加。变压器TP中的电流IRP然后将进入谐振阶段。开始被充电的电容器CR2将随着主晶体管T1的端子处的电压V1下降到零而事实上逐渐放电。变压器TP中的电流IRP然后将达到谐振峰值(图11C)，其然后将继续下降。由图11C、11D、11G、11H、11I和11K可以看出，在不能够消除主晶体管T1的端子处的电压V1的情况下，该谐振阶段导致振荡。因此，由于比较器81的输出端以及控制单元CD2的逻辑“AND”布尔运算器83的输出端保持在无效状态的事实，晶体管T1不触发。

在时间t3，在由控制装置CD2的延迟模块91定义的时间TMAX流逝之后，由于逻辑“OR”布尔运算器93的输出端切换到激活状态的事实，晶体管T1被自动触发(图11A)。同时，主晶体管T1的端子处的电压V1急剧回到零(图11D)，这在主晶体管T1中产生电流峰值(图11E)。电流IRP下降(图11C)，并且二极管DA2回到截止状态(图11G)。仅仅磁化电流IMAG流入晶体管TX1中(图11I)。

在时间t4，在由控制单元CD2的模块95定义的并且通常大于时间TMAX的时间段TMAX′之后，辅助晶体管TX1截止(图11B)。二极管DX2使得能够在时间t5实现变压器TP的完全去磁(图11H、11I和11J)。

在时间t5，变压器TP被完全去磁。因此，电流IMAG变为零并且二极管DX2截止(图11J)。因此，回到时间t1之前的初始情形。

如上所述的转换器设备可被用在如图12所示的不间断电源501中。此不间断电源包括电源输入端502，来自于第一三相电源系统的可变输入电压施加于该电源输入端502上。该不间断电源包括整流器503，所述整流器一方面连接在电源输入端502上和另一方面连接在两个基本DC输出端线504或电压总线之间。该不间断电源包括与如上所述的转换器设备对应的逆变器506，所述逆变器连接在输出端线504和输出端507之间，输出端507被设计为向负载508提供后备三相AC电压。DC电压总线504也经由DC/DC转换器510连接到电池509。

从图12可以看出，静态开关511和512使得能够选择第一三相电源系统的电源输入端502或也是三相的第二电源系统的电源输入端513。因而，可以通过后备的第一电源系统经由不间断电源501为负载供电，并且如果需要的话可以切换到第二电源系统。

Claims (13)

1.一种转换器设备，使得通过对来自于参考电压线(REF)和符号相反的两个电压输入端(P、N)上可获得的三个基本DC电压(-U/2、UREF、U/2)而在调制信号输出端(SM)上获得的脉冲进行滤波来提供AC电压(VS)和电流(IS)，

所述设备包括连接在所述参考电压线分别与所述输入端的一个和另一个之间的两个开关单元(UC1、UC4)，每个开关单元包括连接在所述开关单元连接到的输入端和所述开关单元的开关输出端(S1、S4)之间的第一开关装置(T1、T4)，以通过所述第一开关装置的主导通和截止来提供具有与所述输入端上可获得的电压的符号相同的符号的脉冲，

所述设备对于每个开关单元包括：第二开关装置(T2、T3)，与所述开关单元有关并且连接在所述开关单元和所述调制信号输出端之间；和第一控制装置(51、52)，作用于所述第二开关装置，以在所述AC电压的符号与所述开关单元连接到的输入端(P、N)上的电压的符号相同时建立所述第二开关装置的导通，

其特征在于，对于每个开关单元，所述设备包括所述开关单元的开关辅助电路(A1、A4)，连接在所述开关单元连接到的输入端和所述开关单元的开关输出端之间，以在所述开关单元的第一开关装置的任何主导通之前建立基本上等于零的所述第一开关装置的开关电压，

对于每个开关单元，所述设备包括第二控制装置，作用于与连接到与所述AC电压的符号相同的符号的电压输入端(P、N)的开关单元有关的第二开关装置，以在所述AC电压和所述AC电流具有相反的符号时建立所述第二开关装置的截止，

每个开关单元(UC1、UC4)还包括二极管(DC2、DC3)，连接在该参考电压线(REF)和所述开关单元的开关输出端(S1、S4)之间，以在主截止发生时在所述开关输出端上建立等于所述参考电压线上的电压的电压，并且

每个开关单元(UC1、UC4)的开关辅助电路(A1、A4)包括：电感装置；分路装置，用于将来自于该开关输出端(S1、S4)的电流(IRP、IRN)分路以在主导通之前将所述电流转移到所述电感装置；和能量存储装置(CR2、CR3)，并联连接在所述开关单元的二极管(DC2、DC3)上，以在主导通之前在所述电感装置中建立所述电流(IRP)的谐振。

2.根据权利要求1所述的设备，其特征在于，每个开关单元(UC1、UC4)的第二开关装置(T2、T3)连接在所述开关单元的开关输出端(S1、S4)和该调制信号输出端(SM)之间。

3.根据权利要求1所述的设备，其特征在于，每个开关单元(UC1、UC4)的开关输出端(S1、S4)直接连接到该调制信号输出端(SM)，并且每个开关单元(UC1、UC4)的第二开关装置(T2、T3)串联连接在二极管(DC2、DC3)和所述调制信号输出端(SM)之间。

4.根据权利要求2或3中的任何一个所述的设备，其特征在于，每个开关单元(UC1、UC4)由脉宽调制控制信号(F1、F2)控制，该脉宽调制控制信号的幅度在AC电压(VS)的符号与所述开关单元连接到的输入端(P、N)上的电压的符号相反时维持在基本上等于零的值，以及

其特征在于，作用于与所述两个开关单元(UC1、UC4)中的一个有关的第二开关装置(T2、T3)的第一控制装置包括连接在所述第二开关装置(T2、T3)的控制输入端和另一个开关单元的控制信号(F2、F1)的输入点之间的反相器(51、52)。

5.根据权利要求4所述的设备，其特征在于，作用于与开关单元(UC1、UC4)有关的第二开关装置(T2、T3)的第二控制装置在所述第二开关装置(T2、T3)的控制输入端和另一个开关单元(UC4、UC1)的控制信号(F2、F1)的输入点之间包括：

-用于测试该AC电流(IS)的符号相对于所述第一开关单元连接到的输入端(P、N)上的电压的符号的装置(61、62)，和

-逻辑“AND”布尔运算器(65、66)，其具有输出端和两个输入端，所述两个输入端分别连接到所述第二开关装置的第一控制装置的反相器(51、52)的输出端和所述用于测试的装置(61、62)的输出端，以在所述AC电流具有与所述第一开关单元连接到的输入端(P、N)上的电压的符号相反的符号时建立所述第二开关装置的截止。

6.根据权利要求1所述的设备，其特征在于，每个开关单元的开关辅助电路(A1、A4)的电感装置实质上由连接到所述开关单元的开关输出端并包括逆向绕线的绕组的变压器(TP、TN)形成，并且其特征在于，所述分路装置包括直接连接在所述电感装置和所述开关单元连接到的电压输入端(P、N)之间的辅助开关装置(TX1、TX4)。

7.根据权利要求6所述的设备，其特征在于，每个开关单元(UC1、UC4)的开关辅助电路(A1、A4)的变压器(TP、TN)包括：

-第一绕组(71、72)，连接在所述开关单元的开关输出端(S1、S4)和所述开关辅助电路的分路装置(TX1、TX4)之间，和

-第二绕组(73、74)，磁耦合到所述第一绕组并且连接在所述开关输出端和该参考电压线(REF)之间。

8.根据权利要求6或7中的一个所述的设备，其特征在于，该变压器(TP、TN)呈现小于一的变压比。

9.根据权利要求7所述的设备，其特征在于，每个开关单元(UC1、UC4)的开关辅助电路(A1、A4)至少包括连接在第一绕组(71、72)和参考电压线(REF)之间的第一阻塞二极管(DX2、DX3)。

10.根据权利要求9所述的设备，其特征在于，每个开关单元(UC1、UC4)的开关辅助电路(A1、A4)包括连接在第二绕组(73、74)和参考电压线(REF)之间的第二阻塞二极管(DA2、DA3)。

11.根据权利要求6所述的设备，其特征在于，所述设备包括作用于每个开关单元(UC1、UC4)的第一开关装置(T1、T4)的第三控制装置，所述第三控制装置连接在所述开关单元的脉宽调制控制信号(F1、F2)的输入点和所述第一开关装置(T1、T4)的控制输入端之间，所述第三控制装置使得从所述控制信号(F1、F2)命令所述第一开关装置的一连串的主导通和截止，所述第三控制装置包括被设计为在大于第一预设时间段(TMAX)的时间段之后建立延迟的主导通的延迟模块(91、92)。

12.根据权利要求6所述的设备，其特征在于，所述设备包括作用于每个开关单元(UC1、UC4)的开关辅助电路的辅助开关装置(TX1、TX4)的第四控制装置，所述第四控制装置连接在所述开关单元的脉宽调制控制信号(F1、F2)的输入点和所述辅助开关装置(TX1、TX4)的控制输入端之间，所述第四控制装置包括被设计为在第二预设时间段(TMAX′)期间建立所述辅助开关装置的导通的模块(95、96)。

13.一种不间断电源(301)，包括：施加AC输入电压的电源输入端(302)、连接到所述输入端的整流器(303)、连接在所述整流器的输出端上的符号相反的两个基本DC电压线、连接到所述基本DC电压线并且包括被设计为提供后备电压的输出端(307)的逆变器(306)，其特征在于，所述逆变器是根据前述权利要求中的一个所述的转换器设备并且从基本DC电压提供后备AC电压。