CN102027665A - 具有次级电压监测的电源装置 - Google Patents

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Abstract

一种与变压器一起工作的阻塞变换器，其中该变压器仅具有一个初级绕组和一个次级绕组。该变压器不包括用于阻塞振荡器的回授绕组。用于振荡器的控制电压从该变压器的初级电压中、也就是在空转阶段期间导出。此外提供独立于振荡器工作的电压监测电路，当阻塞变换器输出端上的电压过高时，其抑制该振荡器的输出电压。电流监测电路独立于该振荡器和该电压监测电路工作，并且当输出侧的电流超过预给定值时抑制用于功率晶体管的脉冲。

Description

具有次级电压监测的电源装置
电气系统中的努力越来越关注通过提供附加冗余来提高安全性。特别是在有爆炸风险的地方更是如此。在这里，应当尽可能地避免危险操作状况。
在有爆炸风险的地方，如果可产生可燃火花的电流和/或电压在通往危险区域的导线上出现，则危险状况可能发生。另一方面，在相应功率的情况下，还存在组件可能达到如下表面温度的风险：所述表面温度又能够引燃可燃混合物。由于汲取越来越多电流的耗电器、诸如现代母线系统，这两种风险上升。
这就是为什么要关注电源设备和装置，以便保证在标准控制回路中发生故障时，除了正常提供的控制之外，机构能够有效地排除危险状况。
在现有技术中公知根据阻塞变换器原理或正向变换器(Durchflusswandler)原理工作的电源设备。这些电路使用具有电隔离绕组的变压器，并且用于相对于输入电压来提高或降低输出电压。这些变换器电路包括回授机构(Rückkopplungsmechanism)，以调节次级侧的电流和/或电压。
该变换器电路在初级侧包括至少一个与变压器初级绕组串联的受控半导体开关，以产生相应的交流电流。
由此出发，本发明的任务是提供具有电隔离的电源装置，其中该装置具有提高的安全性。
根据本发明的一个方面，这个问题用具有权利要求1的特征的电源装置来解决。
本新型电源装置包括电源输入端，通过该电源输入端向电源装置供应电能。在该电源装置中设置变压器，该变压器具有初级绕组和与该初级绕组电隔离的次级绕组。受控的半导体开关与该初级绕组串联，其中该串联电路与电源输入端并联。
为了在变压器中产生需要的交流信号，设置用于半导体开关的控制电路。该控制电路输送周期性控制信号，该周期性控制信号在其一侧被调节为使得次级线圈上的输出电压保持恒定或被保持在预给定的可变额定值上。
除了该调节装置或调节电路之外，还设置电压限制电路。该电压限制电路在输入侧与初级绕组并联并且产生输出信号，该输出信号对半导体开关的开关状态产生影响，使得该半导体开关转换到如下状态：当初级绕组上的电压超过预定的限制电压时，不为初级绕组产生交流电流。
这里，利用如下事实：对于变换器电路，初级侧上的电压是次级侧上的电压的映射，这对应于变压器的转化率
Figure BPA00001178467300021
。因此，存在如下可能性：通过干预初级侧来保持次级侧上的电压恒定。
借助于该装置并基于所述认识，从次级侧到初级侧的附加电隔离反馈变为多余的。
同样地，当必须在次级侧对多个耗电器进行馈送时，成本降低，因为由于次级侧上的电压对于所有耗电器都保持中央地和有效地稳定，所以不需要复杂的交互去耦。
该电路尤其适用于如下应用：其中次级电压出于4V范围内并且出现相应高的电流。在这个范围内，电压调节器难以实现。因为在初级侧电压较高，所以在该区域中更容易实现调节器。
半导体开关可以是MOSFET，例如具有两个输入端的MOSFET，从而用于产生交流电流信号的正常控制被通过电压限制电路的控制以高阻抗的方式隔离。
可控控制电路可具有非稳态多谐振荡器，其中用于调节传输能量和/或电压的占空比
Figure BPA00001178467300022
是可调整的，因为可对占空比进行调节，所通过的方式是时钟频率是恒定的以及对占空比进行调节，或者所通过的方式是接通时间是恒定的以及对频率进行改变。
适宜地，电压限制电路包括存储环节，由此信号状态在预定的时间跨度上保持不变。
存储环节可由电容形成。该电容可借助于二极管从初级绕组去耦，使得该初级绕组在电容的反向极性时不会放电。
电压限制元件包括基准环节，该基准环节例如由分流调节器或齐纳二极管或类似元件形成。
电压限制电路可包括电势反向装置，该电势反向装置具有两个导通类型相反的双极晶体管。还可以设想电势反向装置的每个其它实现方式，只要该电势反向装置能够将未与电路地连接的电压限制电路的信号状态传输到MOSFET即可，其中该MOSFET至少以一个电极持续地与电路地连接。
在次级侧可以连接半波整流电路，该半波整流电路优选地包括滤波电容。
除了电压限制电路之外，还可实施电流限制电路。
有利的是，该电路装置根据阻塞变换器的原理来工作。
电压监测电路可包括晶体管、以及自闭锁的半导体开关环节，如通过晶体管控制的晶闸管。该晶闸管的工作部分与控制通道半导体开关(Steuerbahnhalbleiterschalter)的控制部分并联。
此外，本发明的改进方案是从属权利要求的主题。
下面的附图说明解释用于理解本发明的部分。专业人员可以通过普通的方式得出在电路图中未进一步描述的细节，该电路图在此是对附图说明的补充。清楚的是，可以对该电路进行一系列的改进。
根据给出的功能解释，专业人员可以很容易地实现各个组件的正确定标。
此外，电路图进行了简化，并仅示出那些对理解本发明所需要的元件。
图示的唯一一个图呈现出根据本发明的电路装置的电路图。
该图示出被提供用于在有爆炸风险的地方对耗电器供电的电路装置的原理电路图。这种应用的示例是母线系统。这里，相对高的电流在相对低电压的情况下流动。出于安全原因，必须要保证电流不会在通往有爆炸风险的地方的电源线上呈现不允许的高值，即使在耗电器故障并且汲取过高电流时也是如此。另一方面，设备也不允许由于如下事件被置于危险中：在次级侧由于耗电器脱落而产生过高的馈电电压。
通常地，边界条件的遵守通过内部调节来实现。在根据图1的本发明的电路装置的情况下，如果正常控制失效，则也提供进行干预的附加冗余。
该电路装置具有共同形成电源输入端3的两个输入接线柱1和2。电能在共同表示电源输出端6的输出接线柱4和5上输出。电源输入端3通过变压器7与电源输出端6电隔离，该变压器7包括初级绕组8和次级绕组9。通过初级绕组8的所需交流电压或所需交流电流借助于MOSFET 11产生。没有空转二极管与初级绕组8并联。
冗余的电压限制电路12以及电流限制电路13与初级绕组8连接。上面描述的冗余利用这两个电路装置来实现。此外，还提供振荡器14。
初级绕组8和MOSFET 11形成串联电路，该串联电路与输入端1和2并联。这里，源极施加在输入接线柱2上，并且漏极与初级绕组连接。
MOSFET 11提供栅极15。通过保护电阻16，栅极15施加到以具有可变占空比的非稳态调节的多谐振荡器形式的振荡器14上。
绕组方向以与初级绕组8相对用圆点标明的次级绕组9与半波整流电路连接。该半波整流电路包括将次级绕组9的一端连接到滤波电容18的整流二极管17，该滤波电容18的另一端返回到次级绕组9。
因此，滤波电容18与连接负载的两个输出端子4和5并联。
不难看出的是，该整流装置涉及半波整流装置。MOSFET 11运行为使得作为整体产生阻塞变换器电路，即变压器7内的能量传输发生在MOSFET 11的关断阶段期间。
该电路装置以可调节的方式工作，所通过的方式是控制该MOSFET 11的占空比被相应地重新调整。
电压监测电路12的目的是，与正常情况下的有效调节无关地负责强制性地限制次级绕组9的输出电压。电压限制电路12包括存储电容19，该存储电容19通过去耦二极管21与初级绕组8并联连接。该装置被形成为使得二极管21的阳极与MOSFET 11的漏极连接，而电容19以其背离二极管21的那端连接到端子1。
由两个欧姆电阻22和23组成的串联电路与电容19并联。另外，双极PNP晶体管24以及双极NPN晶体管25属于电压限制电路12。晶体管24的发射极连接二极管21的阴极，同时集电极通过电阻26与电路地2连接并且齐纳二极管27与晶体管25的基极连接。分流调节器28的主部分端子(Hauptstreckenanschluss)位于晶体管24的基极与初级绕组8的高电位端或输入端子1之间。分流调节器28的控制端子连接到位于两个欧姆电阻22与23之间的连接点上。通过这种方式，两个电阻22和23限定开关阈值，当超过该开关阈值时，该分流调节器28导通。
晶体管25的集电极最后连接到栅极15，同时发射极施加到MOSFET 11的源极或输入端子2上。
电流限制设备13包括与MOSFET 11的功率部分并联的电容28，即电容29一端施加到源极，另一端施加到漏极。此外，由电阻30和电容31组成的RC环节与电容28并联。
双极PNP晶体管32的控制部分与电阻30并联，该PNP晶体管32的发射极与MOSFET 11的漏极连接。
通过晶体管32的集电极控制晶闸管33，该晶闸管33的控制端子与晶体管32的集电极连接。晶闸管33的阳极施加在栅极15上，并且阴极与MOSFET 11的源极连接。因此，晶闸管33与MOSFET 11的功率部分并联。
到目前为止所描述的电路如下工作：
在正常运行中，用于MOSFET 11的控制电路负责利用矩形脉冲来对该MOSFET 11供电，由此MOSFET 11通过栅极14被周期性地接通和关断。在导通状态下，MOSFET 11产生通过初级绕组8的电流。在关断状态下，在MOSFET11导通期间存储在初级绕组8中的磁能被传输到次级绕组9，从而所连接的负载被供给电流。
通过改变通往栅极15的脉冲的占空比，可以保证滤波电容18两端的电压对于输出端子6上的给定或可变负载保持恒定。
在空转阶段期间，即当MOSFET 11关断时，流过初级绕组8的电流和那里产生的电压反映次级绕组9上的电流和电压状况。
在正常运行中，在空转阶段期间在初级绕组8上产生电压，该电压导致充当积分器的滤波电容19通过二极管21被充电。在电容19上产生的电压通过分压电阻22、23被降低到相应值，如从下面的功能描述中得出的那样。在正常运行中，该电压足够高，由此分流调节器28导通，并且因此产生用于晶体管24的基极电流。通过这种方式接通的晶体管24在电阻26上产生电压降，该电压降是变压器7次级侧上的电压的映射。在正常运行中，齐纳二极管27保持阻塞。仅当由于次级侧上的干扰以及振荡器14的干扰而使该电压过高并且齐纳二极管27的开关阈值被超过时，才附加地产生用于晶体管25的基极电流。晶体管25被接通，并且MOSFET 11的栅极15与地短路。MOSFET 11因此被阻塞。这种阻塞状态一直保持，直到电容19上的电压与输入端子1、2上的电压共同达到小于齐纳二极管27的阈值电压的值为止。
从附图中可以不难地看出，晶体管24的接通与接线柱1、2上的输入电压无关。晶体管24的导通状态仅受与分流调节器28连接的积分电容19上的电压的控制。然而，输入电压结合到用于控制晶体管25的控制电压中。
如果没有从晶体管24输送的电流中导出用于振荡器14的控制电压，则齐纳二极管27可以被省略，并且分压电阻22、23可被设计为使得分流调节器28仅在初级绕组9上的允许电压的阈值被向上超过时才接通，这对应于空转状态下在次级绕组8上的相应过电压。
在最终从时间常数中得出的预给定时间之后——其中该时间常数由电容19结合两个电阻22、23以及晶体管24的集电极电流得出，电压降到齐纳二极管27的阈值电压之下并且晶体管25过渡到阻塞状态，使得时钟脉冲又可被输入到MOSFET 11中。阻塞振荡器又恢复其功能。如果过电压再次出现，之前描述的交互过程将会重复。
在晶体管24控制侧的相应较小的时间常数情况下，这种干预也可在脉冲中消失，其中利用该脉冲MOSFET 11可以转换到导通状态。
在这种情况下，非稳态多谐振荡器14可具有恒定的频率和恒定的占空比，其中利用该多谐振荡器14为MOSFET 11产生输入信号。脉冲长度最终由电压限制电路12来确定，所通过的方式是通过电压限制电路12周期性地抑制正在等候的脉冲。
如上面已经表明的那样，在阻塞阶段期间，初级绕组处的电压变化表示次级侧上流动的电流的度量。
在流过初级绕组8的电流的接通阶段期间，磁能馈入变压器7中。该馈入能量与初级绕组的电感和MOSFET 11的接通持续时间成比例。
在关断阶段期间，能量被传输到次级线圈中，其中次级线圈输出到耗电器的电流在与串联电容28相关联的空转时间期间呈现特征性的时间变化。
在MOSFET 11又过渡到导通状态之前，该电流越大，电容28上的充电终止电压就越大。如果出现过渡的电流汲取，则电容28上的电压将变得如此大，使得该电压大于晶体管32的基极发射极电压加上晶闸管33控制部分上的电压之和。因此，晶体管32将导通，并且晶闸管33也将因此导通。因为晶闸管33与场效应晶体管11的控制部分并联，栅极15在这里与源极短路并且关断晶体管11。由此，给MOSFET11通过初级绕组8再次接通电流的可能性。
此外，电阻29与电容31相联结作为低通滤波器工作，以形成在电容28上出现的电压变化的平均值，因为该电容28在MOSFET 11接通时立即突然地放电。
振荡器14作为电压控制的非稳态多谐振荡器工作。作为有源组件，振荡器14包括具有反相输入端和非反相输入端的差动放大器35。该非反相输入端通过回授电阻36与差动放大器35的输出端连接，以便产生施密特触发器行为。负反馈电阻37将输出端与反相输入端连接，该反向输入端此外进一步地通过滤波电容38与对应于端子2的电路地连接。差动放大器35的输出端连接到MOSFET11的栅极15。振荡器14接收到控制电压，所通过的方式是差动放大器35的非反相输入端通过电阻39与晶体管24的集电极连接。
因此，电阻39上的电压对应于施加到输入端3上的电压加上电容19上的电压之和，其中该电阻39连接到晶体管24的集电极。
这样的非稳态多谐振荡器14的工作原理是公知的，因此仅需要在总体上进行解释：
在振荡状态下，当差动放大器35导通时，电容38通过电阻37充电。一旦超过控制电压的该电压被施加到非反相输入端，差动放大器35就被关断，该差动放大器35借助于电阻36产生施密特触发器特性。当差动放大器35关断时，电容38通过电阻37从差动放大器35的输出端放电。一旦电容38上的电压跌落得足够多时，输入一输出电压再次进行切换。
该过程周期地重复。
因为由电阻37和电容38组成的积分环节是恒定的，占空比根据施加到非反相输入端上的输入电压而变化。
显然，控制功率半导体以周期性地接通和关断流入变压器7中的初级电流的振荡器14借助于同样从初级绕组8获得其控制电压的振荡器14来控制。因此，变压器7上的第三绕组可以被省略，以通过这样的现有技术中所熟知的回授绕组来控制阻塞振荡器。在根据本发明的阻塞振荡器的情况下，该控制电压直接从该电压中导出。
根据本发明所述的电路总体上包括以电压监测设备12、电流监测设备13和非稳态多谐振动器14形式的三个组件。只要该电路可只利用振荡器14而不利用电流监测设备13和电压监测设备12来实施，则这些单元组件是彼此独立的。
另一方面，振荡器14可由与变压器7上的回授绕组一起工作的振荡器所代替。在这样的振荡器电路上，电压监测电路12和/或电流监测电路13可以彼此之间独立地被使用。使用这些电路中的哪个可根据希望的安全度来调整。
阻塞变换器电路与变压器一起工作，其中该变压器仅具有初级绕组和次级绕组。该变压器不包括用于阻塞振荡器的回授绕组。
用于振荡器的控制电压从变压器的初级电压中、更确切地说在空转阶段期间导出。
此外提供与振荡器无关地工作的电压监测电路，从而当阻塞变换器输出端上的电压过大时抑制该振荡器的输出电压。
电流监测电路与振荡器和电压监测电路无关地工作，并且当输出侧的电流超过预给定的量时抑制用于功率晶体管的脉冲。
实际上，这些监测电路无功地工作，使得不需要特殊的冷却措施。

Claims (15)

1.一种尤其在防爆保护实施方式中的具有电隔离的电源装置，
具有电源输入端(3)，
具有变压器(7)，所述变压器(7)具有初级绕组(8)和与初级绕组(8)电隔离的次级绕组(9)，
具有受控半导体开关(11)，所述半导体开关(11)具有至少一个控制输入端(15)，并且所述半导体开关(11)与初级绕组(8)形成与电源输入端(3)并联的串联电路，
具有用于半导体开关(11)的可控控制电路(14)，所述控制电路(14)为半导体开关(11)输送周期性的控制信号，所述控制信号被控制为使得次级绕组(9)上的输出电压与负载无关地保持在预给定的额定值，
具有电压限制电路(12)，所述电压限制电路(12)在输入侧与初级绕组(8)并联并且所述电压限制电路(12)的输出信号对半导体开关(11)的开关状态产生影响，使得半导体开关(11)转换到固定状态，在该状态下，当初级绕组(8)上的电压超过预给定的限制值时半导体开关(11)不在该初级绕组(8)上产生交流电流。
2.根据权利要求1的电源装置，其特征在于，初级绕组(8)具有比次级绕组(9)更多的或更少的绕组。
3.根据权利要求1的电源装置，其特征在于，受控半导体开关(11)是MOSFET。
4.根据权利要求1的电源装置，其特征在于，可控控制电路(14)具有非稳态多谐振荡器。
5.根据权利要求4的电源装置，其特征在于，多谐振荡器(14)具有恒定的时钟频率，并且能够在占空比方面进行调节。
6.根据权利要求4的电源装置，其特征在于，多谐振荡器(14)具有变化的频率，并且占空比能够被调节。
7.根据权利要求1的电源装置，其特征在于，电压限制电路(12)具有存储环节(19)。
8.根据权利要求7的电源装置，其特征在于，存储环节(19)由电容形成。
9.根据权利要求1的电源装置，其特征在于，电压限制电路(12)通过二极管(21)与初级绕组(8)连接。
10.根据权利要求1的电源装置，其特征在于，电压限制电路(12)包括基准环节(28)。
11.根据权利要求10的电源装置，其特征在于，基准环节(28)由分流调节器形成。
12.根据权利要求1的电源装置，其特征在于，电压限制电路(12)包括电势反向装置(24、25)，所述电势反向装置(24、25)具有两个导通类型相反的双极晶体管。
13.根据权利要求1的电源装置，其特征在于，优选包括至少一个滤波电容(18)的半波整流电路(17)连接到次级侧(9)。
14.根据权利要求1的电源装置，其特征在于，还提供针对电流的限制电路(13)。
15.根据权利要求1的电源装置，其特征在于，所述电源装置根据阻塞变换器的原理来工作。
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