CN102006006A - 用于电机的非正弦电流波形激励的系统和方法 - Google Patents

Abstract

公开用于以瞬态非正弦电流波形激励电机(26)的系统和方法。该系统包括变换器(24)和控制器(28)，变换器(24)控制电机(26)中的电流和终端电压，控制器(28)编程为输入初始正弦电流需求到变换器(24)，从而使变换器(24)输出初始正弦输入电流。控制器(28)进一步编程为接收在由初始正弦电流需求产生的电机(26)中的空气间隙磁场上的反馈，确定空气间隙磁场的瞬态基波分量和瞬态谐波分量，施加校正到空气间隙磁场的瞬态基波分量以产生理想基波分量，基于理想基波分量产生非正弦电流需求，并且输入非正弦电流需求到变换器(24)，从而使变换器(24)输出非正弦电流。

Description

用于电机的非正弦电流波形激励的系统和方法

技术领域

本发明大体涉及电机(electrical machine)，更具体地涉及用于以瞬态非正弦电流波形激励电机的控制方案。

背景技术

随着时间的推移，电机在各个行业中的使用在许多工业、商业和运输业中继续变得更加普遍。在用于这种电机的功率电子和控制技术领域取得极大的进步和巨大的成就，从而导致增加的能源节约和控制灵活性。由数字技术造成的计算机技术的继续进步提供这种成就。数字技术导致计算机的尺寸和成本非常显著的缩减，从而允许它们成功地代替陈旧的、庞大的并且相对昂贵的机械系统。

尽管数字增强的控制系统和计算机的性能有所进步，但是与这种控制系统一起使用的电机的结构绝大部分保持不变。例如，如图1A和图1B所示，当今在许多领域中全面使用的现有技术电机6，特别是用于混合应用的电机，装备有整数槽分布绕组8，其当由AC电流激励时在空气间隙中产生完全正弦的旋转场。图1A示出绕组8的24槽重叠分布布置，而图1B示出绕组8的12槽重叠集中布置，这种构造在本领域中已知。仍然在使用的这些整数槽分布绕组设计成用于理想正弦波形，其基于一个世纪前设计成用于与60Hz电源一起使用的早期机器。在用于使这些绕组供给有正弦电流波形的现有电机中的变换器因而设计成使用脉宽调制(PWM)技术。这些PWM技术使用非常高频率的载波信号，从而导致在变换器装置中的高开关损耗，以及电机的定子绝缘系统的使用寿命的显著缩短。

特别参考具有严格包装限制的用于混合应用的电机的使用，对获得高功率密度机器的需要必须使这些机器在高速下操作。这需要高基础激励频率，其产生高频谐波，从而导致定子叠片中的大涡电流损耗。为了减小这些损耗，设计者不得不使用可能贵得惊人的薄叠片。

为了克服与传统电机设计相关的缺点，开发出具有可选的绕组构造的设计。例如，开发出分数槽集中绕组(有时称为齿状绕组)作为可选构造(例如，见图3A和图3B)。这种绕组更简单、更容易制造、较便宜并且帮助改善机器功率密度。然而，齿状绕组引入空间谐波的增加的等级，其在机器空气间隙中产生非正弦旋转场。这些非正弦场在定子和转子两者中都产生损耗并且从而降低机器效率。

因此，希望设计一种电机，其可直接接受非正弦电流波形，同时维持高功率密度和高效率。还希望提供用于控制该机器的控制方案，其抑制典型地与齿状绕组相关的附加的谐波分量的作用。

发明内容

本发明涉及用于以瞬态非正弦电流波形激励电机的方法和设备。

根据本发明的一个方面，提供具有可连接到电源的输入和可连接到电机的输入终端的输出的马达驱动器，电机具有多个分数槽集中绕组。马达驱动器包括变换器和控制器，变换器在其中具有多个开关以控制电机中的电流和终端电压，控制器连接到变换器并且编程为输入初始正弦电流需求到变换器，从而使变换器输出初始正弦输入电流。控制器还编程为接收在由初始正弦电流需求产生的电机中的空气间隙磁场上的反馈，确定空气间隙磁场的瞬态基波分量和瞬态谐波分量，并且施加校正到空气间隙磁场的瞬态基波分量以产生理想基波分量。控制器进一步编程为基于理想基波分量产生非正弦电流需求并且输入非正弦电流需求到变换器，从而使变换器输出非正弦电流。

根据本发明的另一个方面，提供用于激励具有多个分数槽集中绕组的电机的方法。方法包括步骤：输入测试正弦电流需求到变换器并且响应于测试正弦电流需求在变换器中产生初始正弦电流波形，该初始正弦电流波形输出到电机以在包括在其中的转子和定子之间产生旋转磁场。该方法还包括步骤：确定旋转磁场的基波分量和谐波分量，从测试正弦电流需求和基波分量确定用于空气旋转磁场的理想基波分量，并且基于理想基波分量确定希望的电流波形。该方法进一步包括步骤：基于希望的电流波形产生非正弦电流需求并且输入非正弦电流需求到变换器，从而使变换器输出非正弦电流波形到电机以产生正弦旋转磁场。

根据本发明的又一个方面，提供马达驱动器控制器用于施加电流指令到变换器以控制电机中的电流和终端电压。马达驱动器控制器构造成输入初始正弦电流需求到变换器，从而使变换器输出初始正弦输入电流。马达驱动器控制器还构造成接收输入信号，其包括在响应于初始正弦电流需求在电机中产生的瞬态旋转磁场上的数据，确定瞬态旋转磁场的瞬态基波分量和瞬态谐波分量，并且基于初始正弦电流需求和瞬态基波分量确定用于旋转磁场的理想基波分量。马达驱动器控制器进一步构造成基于理想基波分量产生瞬态非正弦电流需求并且输入瞬态非正弦电流需求到变换器，从而使变换器输出非正弦电流，该非正弦电流使电机产生具有理想基波分量的旋转磁场。

各个其它特征和优点从以下的详细描述和附图中将是显而易见的。

附图说明

附图示出目前预期用于实现本发明的优选实施例。

在附图中：

图1A和图1B是用于AC马达的现有技术定子绕组构造的示意图。

图2是根据本发明实施例的AC马达驱动器的示意图。

图3A和图3B是根据本发明实施例的用于AC马达的定子绕组构造的示意图。

图4是根据本发明实施例的用于控制AC马达驱动器的控制器实现技术的流程图。

图5是根据本发明实施例的包括马达驱动器的用于产生牵引力的设备的方块示意图。

具体实施方式

本发明的实施例涉及用于以瞬态非正弦电流波形激励电机的系统和方法。实现控制方案，其处理施加到变换器的初始正弦电流指令以便产生瞬态非正弦电流指令，该瞬态非正弦电流指令将产生仅具有基波分量的旋转空气间隙场并且消除所有场谐波，从而导致从定子到转子的最佳能量转化，即在高效率下的高扭矩。

本发明的实施例涉及包括多个结构的马达驱动器，并且涉及用于操作马达驱动器的控制方案。根据本发明的一个实施例，AC马达驱动器10的大体结构如图2所示。例如，马达驱动器10可构造成可调速驱动器(ASD)，其设计成接收三相AC功率输入、对AC输入进行整流并且执行整流区段至供应到负载的具有可变的频率和幅值的三相交变电压的DC/AC转换。根据可选实施例，认识到马达驱动器10可设计成接收DC功率输入并且执行DC功率至供应到负载的具有可变的频率和幅值的三相交变电压的DC/AC转换。在优选实施例中，ASD根据示例性的伏特每赫兹特性操作。在这点上，马达驱动器在稳态下提供±1％的电压调整，其中总谐波畸变少于3％，输出频率±0.1Hz，并且在全负载范围内快速动态阶跃负载响应。

在示例性实施例中，三相AC输入12a-12c供给到三相整流器桥14。输入线阻抗在所有三相中是均等的。整流器桥14将AC功率输入转换成DC功率，从而DC总线电压存在于整流器桥14和开关阵列16之间。DC总线电容器组18使总线电压平稳。开关阵列16由共同形成变换器24的一系列IGBT开关20和反并联二极管22组成。变换器24根据由马达驱动器控制器28产生的电流需求来综合AC电压波形用于传送到负载，例如AC马达26，如以下将更加详细地进行解释。控制器28经由电流需求信号以及DC总线电压和极电流的传感(例如通过电压传感器34)连接到变换器24，从而可传感DC总线电压中的变化。这些电压变化可解释为瞬时负载状态并且用于到变换器24的瞬态电流需求的产生/输入，从而保持接近稳态的负载状态。

根据本发明的实施例，负载26是以电机的形式，例如具有已知结构的电马达或发电机，如图3A和图3B所示。应认识到的是，电机26可以是以永磁式电机、感应式电机、同步磁阻式电机和交换磁阻式电机中的任何一个的形式。如图3A和图3B所示，电机26在其中包括定子36和可旋转地配合在定子36中的转子38。定子36具有定子芯部40和缠绕在定子芯部40上的绕组42。定子芯部40具有通过堆叠大量环形薄板而形成的芯部主体44，薄板由提供在芯部主体44的轴端面上的电磁钢和绝缘体(绝缘部件)46制成。定子芯部40沿其圆周方向以预定的节距具有多个齿状物48。根据示例性实施例，绕组42缠绕在相应的齿状物48上，并且因此是以分数槽集中绕组或“齿状绕组”的形式。槽50沿圆周方向形成在相邻的齿状物48之间。如图3A所示，根据本发明的实施例，定子36的一个实施例包括六个槽50，其中非重叠式绕组42缠绕所有的齿状物48。如图3B所示，根据本发明的另一个实施例，定子36的另一个实施例包括六个槽50，其中非重叠式绕组42缠绕交替的齿状物48。应认识到的是，包括集中绕组的其它布置的负载26想象成可与本发明的实施例一起使用，并且因此图3A和图3B的绕组布置仅仅是示例性的。

现在参看图4，方块图示出为表示用于操作马达驱动器10(图2)的控制方案52，该方案例如由控制器28(图2)实现。图4的控制方案52执行与具有分数槽集中定子绕组42(图3A和图3B)的电机26一起使用的电子处理细节(EPD)，以达到电机26和变换器24两者的高功率密度、高效率以及降低的成本。也就是说，实现控制方案52以便产生瞬态非正弦电流指令，其将产生仅具有基波分量的旋转空气间隙场并且消除所有场谐波，从而导致从定子到转子的最佳能量转化，即在高效率下的高扭矩。

最初，控制方案52的模块54在接收的第一输入电流56和接收的第二输入电流58上执行选择性“同步时间函数”操作。第一输入电流56是从电源(未示出)输入到模块54的初始或测试电流输入，并且是以正弦计算的电流需求的形式。例如，初始/测试正弦电流需求是基于来自要求由电机26产生希望扭矩的操作者的输入进行计算。在初始迭代或测试/启动运行中，不存在第二输入电流58。

第一输入56的初始/测试正弦电流需求未受影响地(即没有在第一输入56上执行时间同步)通过模块54，以向变换器24提出正弦电流需求。响应于初始/测试正弦电流需求，变换器24产生或生成从其中输出的初始电流。初始输出电流传到模块60，其用于根据初始正弦电流需求调整电流的幅值，以便在电机26的空气间隙中(即，在转子36和定子38之间的空气间隙中，图3A和图3B)产生可容易地检测的旋转磁场(其满足扭矩要求)，如将在以下进行解释。然后存储由模块60增添的调整因子用于以后的使用。

来自模块60的电流输出施加到电机26的机器终端，电机26对此响应在空气间隙中产生旋转磁场。例如，由电机26产生的旋转磁场通过使用集成在电机26中的高温霍尔探头62或者可选地通过使用优选地位于定子中心的探测线圈(未示出)检测。探测线圈/霍尔探头的输出作为空气间隙磁场的强度的反馈传输到模块64并且因此被接收(即，由控制器接收)。快速傅立叶变换(FFT)在模块64处在空气间隙磁场反馈上执行以确定/分析空气间隙旋转场的基波分量和谐波分量。也就是说，空气间隙旋转场的基波分量和谐波分量的瞬态值被确定。

在模块64中确定的空气间隙旋转场的瞬态基波分量和瞬态谐波分量的值传到模块66，其用于消除空气间隙磁场的谐波分量。空气间隙磁场的基波分量因此被分离并且随后传到模块68。如图4所示，空气间隙磁场的分离的瞬态基波分量连同第一输入56(即，初始正弦电流需求)一起输入模块68。查找表存储在模块68中，该模块68在其中存储多个正弦输入电流需求和从多个正弦输入电流需求中的每个产生的旋转磁场的理想基波分量。与每个正弦输入电流需求相关的旋转磁场的“理想”基波分量在查找表中限定为由正弦输入电流需求至具有正弦绕组的电机的输入产生的最高基波分量。

空气间隙磁场的分离的瞬态基波分量和第一输入的初始正弦电流需求被分析/与在模块68中的查找表比较。更具体地，相对于查找表分析空气间隙磁场的瞬态基波分量和初始正弦电流需求以确定需要将什么电流需求施加至具有正弦绕组的电机以便产生空气间隙磁场的瞬态基波分量。基于这个确定，校正施加到旋转磁场的瞬态基波分量，从而实现用于所需的正弦电流需求的理想基波分量。

仍然参看图4，在确定旋转磁场的理想基波分量之后，理想基波分量输入到模块70。同样在模块70中，在模块60中先前施加到初始正弦电流需求的调整因子通过具有从模块60到模块70的输入而移除，以取消较早做出的调整。“真”信号因此从模块70输出并由模块72接收。在模块72处，在来自模块70的信号上执行拉普拉斯变换。

模块74表示在电机中的分数槽集中绕组的拉普拉斯传递函数。模块74的传递函数是在到电机终端的电流输入和由探测线圈/霍尔探头测量的旋转磁场之间获得。如在控制工业中已知，这是使用标准小信号扰动技术在电机的全速度范围内测量。分数槽集中绕组的拉普拉斯变换是在霍尔探测线圈/霍尔探头的输出和输入信号之间，该输出是空气间隙磁场的基波分量，该输入信号是输入电流需求的基础。

作为瞬态空气间隙磁场的拉普拉斯传递的模块72的输出被认为是作为分数槽集中绕组的传递函数的模块74的输入。接下来，在模块76处，反拉普拉斯变换施加到模块74的输出，以重建精确的瞬态低压电流波形，其当施加到变换器时将产生希望的瞬态电流。因此，用于产生旋转磁场的理想基波分量的希望的电流波形从模块72、74和76确定。基于希望的电流波形，产生瞬态非正弦电流需求，其当施加到变换器时将产生希望的电流波形。

如图4所示，从模块76产生的瞬态非正弦电流需求作为第二输入电流58发送到模块54。模块54对正弦第一输入电流56进行调零并且在来自电源(未示出)的第二输入电流58上执行同步时间函数操作，该操作调整第二输入电流的定时。经调整的(即，瞬态的)非正弦电流需求然后发送到变换器24，由此使变换器输出非正弦电流，该非正弦电流使电机26产生具有理想基波分量的旋转磁场。由于谐波被消除，故旋转磁场的理想基波分量使电机26产生具有最小损耗的高扭矩。

现在参看图5，根据本发明的实施例，实现图4所述的控制方案/电子处理的马达驱动器78示出为包括在产生牵引力的混合电动车辆(HEV)AC推进系统80中。在图5的实施例中，马达驱动器78接收DC功率或电压作为输入。推进系统80包括马达驱动器78、能源82和构造成具有分数槽集中绕组或齿状绕组的AC马达的马达84。在操作中，能源82产生高DC电压86。马达驱动器78从高DC电压86产生马达电压88，并且马达84从马达电压88产生牵引力。如在此所使用的，马达84指的是能够从电源产生机械功率的AC马达，其非限制性地包括单相或多相AC马达。

在图5的实施例中，能源82构造成混合-电动能源，其包括热力发动机90、交流发电机92、整流器94、牵引/能源电池96和牵引升压转换器98。牵引升压转换器98有时指的是双向DC-DC转换器或双向升压/降压转换器，其用于分离在装置的输入和输出之间的电压，同时有效地传递功率。在操作中，热力发动机90通过燃烧燃料产生机械功率100。交流发电机92从机械功率100产生交变电压102，然后整流器94对交变电压102进行整流以产生低DC电压104。能源电池96存储并传送来源于低DC电压104的能量，并且牵引升压转换器98对低DC电压104进行升压以产生高DC电压86。如在此涉及DC电压所使用的，“低”和“高”仅是相对术语而并不意味特定的绝对电压等级。高DC电压86传递到马达驱动器78，其在其中包括牵引转换器106(即，变换器)，该牵引转换器106在马达操作期间接收高DC电压86并且对此响应从高DC电压86产生马达电压88。此外，在制动操作期间，牵引转换器106从马达电压88产生高DC电压86。在制动操作期间，高DC电压86从马达电压88产生并且功率流通过“降压”操作模式从双向DC-DC转换器98的高电压侧86到双向DC-DC转换器98的低电压侧104。

在操作中，马达驱动器78响应于AC马达84的要求的扭矩输出而产生初始正弦电流需求(即，第一输入)。如关于图4详细提出的，马达驱动器78(即，马达驱动器78中的控制器)传输初始正弦电流需求到牵引变换器106，以产生用于传输到AC马达84的初始电流。AC马达响应于初始正弦电流需求产生旋转磁场，马达驱动器78从旋转磁场确定基波分量和谐波分量。空气间隙磁场的谐波分量被消除，并且马达驱动器78施加校正到基波分量以产生理想基波分量。需要用于在AC马达84中产生理想基波分量的瞬态电流和当施加到牵引变换器106时将产生需要的瞬态电流的精确的瞬态低压电流波形，是由马达驱动器78确定。基于希望的电流波形，马达驱动器78产生瞬态非正弦电流需求，其当施加到牵引变换器106时将产生希望的电流波形。因此，牵引变换器106基于来自马达驱动器78的瞬态非正弦电流需求产生具有希望的电流波形的马达电压88。

尽管马达驱动器78和伴随的电机(即，AC马达84)在图5中描述成包括在产生牵引力的HEV AC推进系统80中，但是应认识到的是，构造成实现用于以瞬态非正弦电流波形激励电机的技术的马达驱动器也可应用于其它各种类型的电机。因此，涉及马达驱动器和马达驱动器控制器的本发明的实施例可应用于在许多工业、商业和运输业中的电机。

用于公开的方法和设备的技术贡献在于，它提供用于以瞬态非正弦电流波形激励电机的控制器实现技术。实现控制方案，其处理施加到变换器的初始正弦电流指令，以便产生瞬态非正弦电流指令，其将产生仅具有基波分量的旋转空气间隙场并且消除所有场谐波，从而导致从定子到转子的最佳能量转化，即在高效率下的高扭矩。

因此，根据本发明的一个实施例，提供具有可连接到电源的输入和可连接到电机的输入终端的输出的马达驱动器，该电机具有多个分数槽集中绕组。马达驱动器包括变换器和控制器，变换器在其中具有多个开关以控制在电机中的电流和终端电压，控制器连接到变换器并且编程为输入初始正弦电流需求到变换器，从而使变换器输出初始正弦输入电流。控制器还编程为接收在由初始正弦电流需求产生的电机中的空气间隙磁场上的反馈，确定空气间隙磁场的瞬态基波分量和瞬态谐波分量，并且施加校正到空气间隙磁场的瞬态基波分量以产生理想基波分量。控制器进一步编程为基于理想基波分量产生非正弦电流需求并且输入非正弦电流需求到变换器，从而使变换器输出非正弦电流。

根据本发明的另一个实施例，提供用于激励具有多个分数槽集中绕组的电机的方法。方法包括步骤：输入测试正弦电流需求到变换器并且响应于测试正弦电流需求在变换器中产生初始正弦电流波形，该初始正弦电流波形输出到电机以在包括在其中的转子和定子之间产生旋转磁场。该方法还包括步骤：确定旋转磁场的基波分量和谐波分量，从测试正弦电流需求和基波分量确定用于空气旋转磁场的理想基波分量，并且基于理想基波分量确定希望的电流波形。该方法进一步包括步骤：基于希望的电流波形产生非正弦电流需求并且输入非正弦电流需求到变换器，从而使变换器输出非正弦电流波形到电机以产生正弦旋转磁场。

根据本发明的又一个实施例，提供马达驱动器控制器用于施加电流指令到变换器以控制电机中的电流和终端电压。马达驱动器控制器构造成输入初始正弦电流需求到变换器，从而使变换器输出初始正弦输入电流。马达驱动器控制器还构造成接收输入信号，该输入信号包括在响应于初始正弦电流需求在电机中产生的瞬态旋转磁场上的数据，确定瞬态旋转磁场的瞬态基波分量和瞬态谐波分量，并且基于初始正弦电流需求和瞬态基波分量确定用于旋转磁场的理想基波分量。马达驱动器控制器进一步构造成基于理想基波分量产生瞬态非正弦电流需求并且输入瞬态非正弦电流需求到变换器，从而使变换器输出非正弦电流，该非正弦电流使电机产生具有理想基波分量的旋转磁场。

该些文字描述使用示例以公开本发明，包括最佳实施方式，并且也使本领域技术人员能够实践本发明，包括做出和使用任何装置或系统以及执行任何包括在内的方法。本发明的专利范围由权利要求限定，并且可包括本领域技术人员想到的其它示例。如果这种其它示例具有与权利要求的字面语言没有不同的结构元件，或者如果它们包括具有与权利要求的字面语言无实质差别的等同结构元件，则这种其它示例意图在权利要求的范围内。

Claims (10)

1.一种马达驱动器(10)，其具有可连接到电源的输入和可连接到电机(26)的输入终端的输出，所述电机(26)具有多个分数槽集中绕组，所述马达驱动器(10)包括：

变换器(24)，其在其中具有多个开关(20)以控制所述电机(26)中的电流和终端电压；和

控制器(28)，其连接到所述变换器(24)并且编程为：

输入初始正弦电流需求到所述变换器(24)，从而使所述变换器(24)输出初始正弦输入电流；

接收在由所述初始正弦电流需求产生的所述电机(26)中的空气间隙磁场上的反馈；

确定所述空气间隙磁场的瞬态基波分量和瞬态谐波分量；

施加校正到所述空气间隙磁场的瞬态基波分量以产生理想基波分量；

基于所述理想基波分量产生非正弦电流需求；并且

输入所述非正弦电流需求到所述变换器(24)，从而使所述变换器(24)输出非正弦电流。

2.根据权利要求1所述的马达驱动器(10)，其特征在于，所述控制器(28)进一步编程为施加调整因子到所述初始正弦输入电流以修正其幅值。

3.根据权利要求2所述的马达驱动器(10)，其特征在于，所述控制器(28)进一步编程为在产生所述理想基波分量之后移除所述调整因子。

4.根据权利要求1所述的马达驱动器(10)，其特征在于，所述控制器(28)进一步编程为在所述空气间隙磁场反馈上执行快速傅立叶变换(FFT)以确定所述瞬态基波分量和瞬态谐波分量。

5.根据权利要求1所述的马达驱动器(10)，其特征在于，所述控制器(28)进一步编程为消除所述空气间隙磁场反馈的瞬态谐波分量。

6.根据权利要求1所述的马达驱动器(10)，其特征在于，所述控制器(28)进一步编程为：

访问查找表，其在其中存储与多个正弦输入电流需求的每个相关的空气间隙磁场的理想基波分量，所述理想基波分量包括用于所述多个正弦输入电流需求的每个的最高基波分量；

比较与所述初始正弦电流需求相关的瞬态基波分量和与所述初始正弦电流需求相关的理想基波分量；并且

施加所述校正到所述瞬态基波分量以产生所述理想基波分量。

7.根据权利要求1所述的马达驱动器(10)，其特征在于，所述控制器(28)进一步编程为执行所述瞬态空气间隙磁场的拉普拉斯传递函数，所述瞬态空气间隙磁场的拉普拉斯传递函数得自所述初始正弦输入电流和所述空气间隙磁场的理想基波分量。

8.根据权利要求1所述的马达驱动器(10)，其特征在于，所述控制器(28)进一步编程为：

执行所述电机(26)的分数槽集中绕组的拉普拉斯传递函数，所述分数槽集中绕组的拉普拉斯传递函数得自所述初始正弦输入电流和所述空气间隙磁场的瞬态基波分量；并且

施加所述瞬态空气间隙磁场的拉普拉斯传递函数到所述分数槽集中绕组的拉普拉斯传递函数。

9.根据权利要求8所述的马达驱动器(10)，其特征在于，所述控制器(28)进一步编程为执行所述电机(26)的分数槽集中绕组的反拉普拉斯传递函数以确定所述非正弦电流需求，所述非正弦电流需求使所述变换器(24)输出需要用于产生所述空气间隙磁场的理想基波分量的非正弦电流。

10.根据权利要求9所述的马达驱动器(10)，其特征在于，所述控制器(28)进一步编程为根据所述非正弦电流需求调整来自所述电源的输入电流的定时，以从所述变换器(24)产生所述非正弦电流输出。

Images