CN101986580A - 测量及补偿接收机参数的方法及装置 - Google Patents

Abstract

本申请提供了一种测量及补偿接收机参数的方法及装置。该接收机包括一混频电路用以根据一输入信号产生一同相分量信号以及一正交分量信号，一同相通道链路用以处理同相分量信号，以及一正交通道链路用以处理正交分量信号。测量接收机参数的方法包括以下步骤：在混频电路之前向接收机输入第一测试信号；在同相通道链路上向接收机输入第二测试信号，在正交通道链路上向接收机输入第三测试信号；以及利用第一测试信号、第二测试信号以及第三测试信号测量获得I/Q正交偏差以及I/Q延迟不平衡。利用本申请的方法可将I/Q正交偏差与I/Q延迟不平衡分离，因此有利于有针对性地修改芯片设计以提升芯片性能。

Description

测量及补偿接收机参数的方法及装置

【技术背景】

采用正交信号(Quadrature Signals)的通信系统中的接收机(Receiver)存在增益偏差、I/Q增益不平衡、I/Q正交偏差以及I/Q延迟不平衡。增益偏差是指实际输出信号与理想输出信号之间的增益差，由信号路径上增益模块的增益误差造成。I/Q增益不平衡是指I/Q两路输出信号之间的增益差，由同相通道链路与正交通道链路的不平衡造成。I/Q正交偏差是指混频电路输出的同相分量信号和正交分量信号之间的相位关系与严格正交的偏差，主要由本地载波信号产生电路和混频电路的误差造成。I/Q延迟不平衡是指同相通道链路输出的同相分量信号与正交通道链路输出的正交分量信号之间的延迟差，由同相通道链路与正交通道链路的不平衡造成。I/Q正交偏差与I/Q延迟不平衡均表现为相位偏差，两者合成I/Q相位不平衡，利用现有的检测技术无法将两者分离。然而，分离出I/Q正交偏差与I/Q延迟不平衡可以使设计人员掌握造成I/Q相位不平衡的主要原因，从而可以有针对性地修改芯片设计，这对芯片设计意义重大。比如，若I/Q正交偏差较大，则修改同相通道链路或/和正交通道链路的延迟量，若I/Q正交不平衡较严重，则修改混频电路或/和本地载波信号产生电路。

另一方面，现有技术一般采用外部测试信号源或者内部产生的特殊测试信号(如美国专利第7,130,359号专利所采用的PN序列)来检测接收机的各项参数。采用外部测试信号源不便于芯片测试，因为需要在测试板上设置测试信号产生电路以及相应的信号路径。而采用内部产生的特殊的测试信号则需要在芯片中增加专门的测试信号产生电路，这会增加芯片面积，不利于降低成本。

又一方面，现有技术一般是通过直接调整各增益模块的增益进行接收机链路的增益补偿，然而这种方法比较繁琐，并且调整结果可能达不到要求。另外，这需要在每一增益模块内设置调整功能。

鉴于现有技术的以上不足，有必要提供一种新的接收机参数测量及补偿方法。

【发明内容】

本申请的一方面是有关一种接收机的参数测量方法，尤其是有关一种可将I/Q正交偏差与I/Q延迟不平衡分离的参数测量方法。

本申请的又一方面是有关一种接收机，尤其是有关一种可测量其I/Q正交偏差与I/Q延迟不平衡的接收机。

本申请的又一方面是有关一种通信系统，尤其是有关一种可测量其接收机I/Q正交偏差与I/Q延迟不平衡的通信系统。

本申请的一方面提供了一种测量一接收机参数的方法。该接收机包括一混频电路用以根据一输入信号以及一对正交的本地载波信号产生一同相分量信号以及一正交分量信号，一同相通道链路用以处理所述同相分量信号，以及一正交通道链路用以处理所述正交分量信号。所述方法包括以下步骤：在所述混频电路之前向所述接收机输入第一测试信号；在所述同相通道链路上向所述接收机输入第二测试信号，在所述正交通道链路上向所述接收机输入第三测试信号；以及利用所述第一测试信号、第二测试信号以及第三测试信号测量获得I/Q正交偏差以及I/Q延迟不平衡。

进一步的，在一个实施例中，所述方法还包括以下步骤：在同相通道链路上采样获得对应第一测试信号的第一同相分量信号；在正交通道链路上采样获得对应第一测试信号的第一正交分量信号；在同相通道链路上采样获得对应第二测试信号的第二同相分量信号；在同相通道链路上采样获得对应第三测试信号的第二正交分量信号；以及根据第一同相分量信号、第一正交分量信号、第二同相分量信号以及第二正交分量信号计算获得I/Q正交偏差以及I/Q延迟不平衡。

进一步的，在一个实施例中，所述方法还包括以下步骤：根据第一同相分量信号与第一正交分量信号计算获得第一相位差；根据第二同相分量信号与第二正交分量信号计算获得第二相位差；根据第一相位差和第二相位差计算获得I/Q正交偏差以及I/Q延迟不平衡。

进一步的，在一个实施例中，所述第一同相分量信号、第一正交分量信号、第二同相分量信号及第二正交分量信号为数字信号。

进一步的，在一个实施例中，所述同相通道链路包括一第一低通滤波电路，所述正交通道链路包括一第二低通滤波电路。所述第一同相分量信号是在第一低通滤波电路之前的第一位置采样获得，所述第一正交分量信号是在第二低通滤波电路之前的第二位置采样获得。其中，第一位置在同相通道链路上的位置与第二位置在正交通道链路上的位置相对应。所述第二同相分量信号是在所述同相通道链路输出端采样获得，所述第二正交分量信号是在所述正交通道链路输出端采样获得。所述第二测试信号是在所述第一位置处被输入同相通道链路；所述第三测试信号是在所述第二位置处被输入正交通道链路。

进一步的，在一个实施例中，所述方法还包括以下步骤：利用一本地产生信号产生所述第一测试信号，其中，该本地产生信号是用于产生所述本地载波信号；以及利用所述本地产生信号产生第二测试信号以及第三测试信号。在一个实施例中，本地载波信号用于产生同相分量信号和正交分量信号。

进一步的，在一个实施例中，所述第一测试信号为射频信号，所述第二测试信号及第三测试信号为基带信号。基带信号是其频率位于基带频率范围内的信号。

进一步的，在一个实施例中，所述方法还包括以下步骤：利用第一测试信号测量接收机至少一个增益模块的台阶差；以及根据所述台阶差调整自动增益控制配置表的配置。

本申请的又一方面提供了一种接收机。该接收机包括一信号路径，该信号路径包括：一混频电路，利用一输入信号产生一同相分量信号以及一正交分量信号；一同相通道链路，处理所述同相分量信号；以及一正交通道链路处理所述正交分量信号。该接收机还包括：第一测试信号产生电路，连接于混频电路之前，产生第一测试信号；第二测试信号产生电路，连接于同相通道链路，产生第二测试信号；以及第三测试信号产生电路，连接于正交通道链路，产生第三测试信号。

进一步的，在一个实施例中，所述同相通道链路包括一第一低通滤波电路，所述第二测试信号产生电路连接于所述同相通道链路上第一低通滤波电路之前的第一位置。所述正交通道链路包括一第二低通滤波电路，所述第三测试信号产生电路连接于所述正交通道链路上第二低通滤波电路之前的第二位置。其中，第一位置在同相通道链路上的位置与第二位置在正交通道链路上的位置相对应。

进一步的，在一个实施例中，所述接收机还包括一第一旁路电路，连接于所述同相通道链路上的所述第一位置，以及一第二旁路电路，连接于所述正交通道链路上的所述第二位置。

进一步的，在一个实施例中，所述第一测试信号产生电路、第二测试信号产生电路以及第三测试信号产生电路分别利用一本地产生信号产生第一测试信号、第二测试信号以及第三测试信号。

进一步的，在一个实施例中，所述第一测试信号为射频信号，所述第二测试信号以及第三测试信号为基带信号。

本申请的又一方面提供了一种通信系统。该通信系统包括一接收机以及一解调器。该接收机包括一混频电路，用于利用一输入信号产生一同相分量信号以及一正交分量信号，一同相通道链路，用于处理所述同相分量信号，以及一正交通道链路用于处理所述正交分量信号。所述解调器包括一数字信号处理器。所述接收机还包括：第一测试信号产生电路，连接于混频电路之前，产生第一测试信号；第二测试信号产生电路，连接于同相通道链路，产生第二测试信号；以及第三测试信号产生电路，连接于正交通道链路，产生第三测试信号。在测试状态时，所述数字信号处理器利用第一测试信号、第二测试信号以及第三测试信号测量I/Q正交偏差以及I/Q延迟不平衡。在工作状态时，所述数字信号处理器进行解调计算。

进一步的，在一个实施例中，所述同相通道链路包括一第一低通滤波电路。所述第二测试信号产生电路连接于所述同相通道链路上第一低通滤波电路之前的第一位置。所述正交通道链路包括一第二低通滤波电路。所述第三测试信号产生电路连接于所述正交通道链路上第二低通滤波电路之前的第二位置。其中，第一位置在同相通道链路上的位置与第二位置在正交通道链路上的位置相对应。

进一步的，在一个实施例中，所述通信系统还包括一第一旁路电路连接于所述同相通道链路上的所述第一位置，以及一第二旁路电路连接于所述正交通道链路上的所述第二位置。

进一步的，在一个实施例中，所述第一测试信号产生电路、第二测试信号产生电路以及第三测试信号产生电路分别利用一本地产生信号产生第一测试信号、第二测试信号以及第三测试信号。其中，该本地产生信号用于产生本地载波信号。

进一步的，在一个实施例中，所述第一测试信号为射频信号，所述第二测试信号以及第三测试信号为基带信号。

本申请的接收机参数测量方法可分离I/Q正交偏差与I/Q延迟不平衡，利于有针对性地修改芯片设计。再者，利用本申请的接收机参数测量方法还可实现分段测量，从而可允许在所有增益模块的最大增益设置下进行测量，进而可获得更精确的参数测量。另外，利用本申请的接收机参数测量方法只需要更改自动增益控制配置表即可补偿增益偏差，实现大为简化。从以下对具体实施方式的描述中可轻易得知本申请的其他诸多优点。

【附图说明】

图1展示了本申请一个实施例中接收机的功能模块图。

图2展示了本申请一个实施例中接收机参数测量方法的流程图。

图3为本申请又一个实施例中接收机的功能模块图。

图4为本申请一个实施例中测试信号产生电路的功能模块图。

【具体实施方式】

以下将对本申请的具体实施例进行详细描述，并且这些描述将详细到使业界一般技术人员能够理解本申请。可以理解，除了本申请描述的具体实施例外，还可以在本申请的精神下和范围内通过改变结构、逻辑以及电路以获得其他实施方案，这些实施方案依然在本申请的保护范围之内。在描述以下具体实施例的过程中，为了对这些具体实施例进行清楚的描述，将采用一些特定的术语，然而采这些术语的本意并非限制本申请的保护范围，这些术语的范围应该扩展至任何以大致相同的手段达到大致相同的目的的等效物。比如“连接”一词，不仅包括直接连接，还包括通过其他电路连接。

参图1展示了本申请一个实施例中接收机100的功能模块图。接收机100包括第一测试信号产生电路103用于产生第一测试信号104，以及开关105。开关105可在天线101和第一测试信号产生电路103之间切换，以选择由天线101接收到的信号102和第一测试信号104之一为输入接收机100的信号。

接收机100还包括串联的低噪声放大器(Low Noise Amplifier)107以及混频电路109，其中，低噪声放大器107与开关105连接。混频电路109利用一输入信号产生一同相分量信号以及一正交分量信号。

接收机100还包括串联的多个可编程放大器111a-111n、开关115、低通滤波电路117、多个可编程放大器119a-119n以及开关121。其中，可编程放大器111a与混频电路109的同相输出端连接。可编程放大器111a-111n、开关115、低通滤波电路117以及可编程放大器119a-119n连接组成同相通道链路110。

接收机100还包括第二测试信号产生电路113，用于产生第二测试信号114。开关115在可编程放大器111n和第二测试信号产生电路113之间切换，以选择可编程放大器111n的输出信号与第二测试信号114之一为同相通道链路110自低通滤波电路117以后部分的输入信号。

接收机100还包括旁路电路123以及开关125。开关125连接可编程放大器111n和旁路电路123。开关121在可编程放大器119n和旁路电路123的输出端之间切换，以选择可编程放大器119n的输出信号与旁路电路123的输出信号之一作为模数转换电路127的输入信号。

接收机100还包括串联的多个可编程放大器131a-131n、开关135、低通滤波电路137、多个可编程放大器139a-139n以及开关141。其中，可编程放大器131a与混频电路109的正交输出端连接。可编程放大器131a-131n、开关135、低通滤波电路137以及可编程放大器139a-139n连接组成正交通道链路130。

接收机100还包括第三测试信号产生电路133，用于产生第三测试信号134。开关135在可编程放大器131n和第三测试信号产生电路133之间切换，以选择可编程放大器131n的输出信号与第三测试信号134之一为正交通道链路130自低通滤波电路137以后部分的输入信号。

接收机100还包括旁路电路143以及开关145。开关145连接可编程放大器131n和旁路电路143。开关141在可编程放大器139n和旁路电路143的输出端之间切换，以选择可编程放大器139n的输出信号与旁路电路143的输出信号之一作为模数转换电路147的输入信号。

模数转换电路127和147的输出端与解调器150的数字信号处理器151连接，以将产生的数字信号输入数字信号处理器151进行处理。接收机100参数测量与解调器150共享同一数字信号处理器151有利于降低成本。在另一实施例中，也可为接收机100单独设置一个数字信号处理器专门用于接收机100的参数测量。接收机100还包括一存储装置149，用以存储自动增益控制电路的配置表。

图1仅为接收机100的示意性模块图，用于配合说明其参数测量功能。在实现中可能会有更多元器件。

当开关105切换至天线101，开关115切换至可编程放大器111n，开关121切换至可编程放大器119n，开关135切换至可编程放大器131n，开关141切换至可编程放大器139n，接收机110处于工作状态。此时，接收机100接收由天线101接收到的信号102，并将其进行放大、混频、模数转换后将获得的数字同相分量信号和数字正交分量信号送至解调器150的数字信号处理器151进行解调处理。

当开关105切换至第一测试信号产生电路103，开关115切换至可编程放大器111n，开关121切换至可编程放大器119n，开关135切换至可编程放大器131n，开关141切换至可编程放大器139n，接收机110处于第一检测模式。此时，接收机100接收由第一测试信号产生电路103发出的测试信号104，并将其进行放大、混频、模数转换后将获得的数字同相分量信号和数字正交分量信号送至解调器150的数字信号处理器151进行处理。此时，可根据数字同相分量信号和数字正交分量信号计算获得增益偏差、I/Q相位不平衡以及I/Q增益不平衡。

当开关105切换至第一测试信号产生电路103，开关115切换至可编程放大器111n，开关121切换至旁路电路123，开关125闭合，开关135切换至可编程放大器131n，开关141切换至旁路电路143，开关145闭合，接收机110处于第二检测模式。此时，第一测试信号产生电路103发出的第一测试信号104经放大、混频后获得同相分量信号和正交分量信号，同相分量信号依次经过可编程放大器111a-111n以及旁路125被送至模数转换电路127，经模数转换电路127处理后获得的数字同相分量信号被送至数字信号处理器151进行处理。正交分量信号依次经过可编程放大器131a-131n以及旁路145被送至模数转换电路147，经模数转换电路147处理后获得的数字正交分量信号被送至数字信号处理器151进行处理。此时，可根据采样获得的数字同相分量信号和数字正交分量信号计算获得I/Q正交偏差与由可编程放大器111a-111n和可编程放大器131a-131n的不平衡造成的I/Q延迟不平衡的一个分量之和，以及由可编程放大器111a-111n和可编程放大器131a-131n的不平衡造成的I/Q增益不平衡的一个分量。

当开关105断开，开关115切换至第二测试信号产生电路113，开关121切换至可编程放大器119n，开关135切换至第三测试信号产生电路133，开关141切换至可编程放大器139n，接收机110处于第三检测模式。此时，第二测试信号产生电路113发出的第二测试信号114经低通滤波电路117以及可编程放大器119a-119n被送至模数转换电路127，经模数转换电路127处理后获得的数字同相分量信号被送至数字信号处理器151进行处理。第三测试信号产生电路133发出的第三测试信号134经低通滤波电路137以及可编程放大器139a-139n被送至模数转换电路137，经模数转换电路137处理后获得的数字正交分量信号被送至数字信号处理器151进行处理。此时，可根据对应第二测试信号114和第三测试信号134的数字同相分量信号和数字正交分量信号计算获得由低通滤波电路117与可编程放大器119a-119n组成的链路和由低通滤波电路137与可编程放大器139a-139n组成的链路之间的不平衡造成的I/Q延迟不平衡的一个分量以及I/Q增益不平衡的一个分量。

由于I/Q延迟不平衡主要是由同相通道链路中自低通滤波电路117之后的部分与正交通道链路中自低通滤波电路137之后的部分不平衡造成，因此，可将第二测试模式下获得的I/Q正交偏差与由可编程放大器111a-111n组成的部分电路和可编程放大器131a-131n组成的部分电路之间的不平衡造成的I/Q延迟不平衡的一个分量之和作为I/Q正交偏差。将第三测试模式下获得的由自低通滤波电路117至可编程放大器119n之间的链路与自低通滤波电路137至可编程放大器139n之间的链路的不平衡造成的I/Q延迟不平衡的一个分量作为I/Q延迟不平衡，也就是说在第三测试模式下获得的I/Q相位不平衡参数可作为I/Q延迟不平衡。而第一测试模式可用于测量接收机100链路的增益偏差。

在进行I/Q不平衡参数如I/Q正交偏差、I/Q延迟不平衡以及I/Q增益不平衡等的测量时，最有价值的测量是当所有增益模块处于最高增益状态时的测量，此时可以测量接收机I/Q非正交最严重时的参数。然而，如果链路的增益非常大，以至于为了满足模数转换电路的输出没有削峰的条件时，要求输入的信号非常小。但是这样一方面信噪比较低，另一方面测量精度较低。如果对部分链路作旁路，将整体的链路测量分为两次甚至多次进行，将最终的误差进行加和或加权加和，就可以很好的逼近总的偏差。图1所示实施例中设置旁路123、143的目的就在于此。因为低通滤波电路117和137的最大增益较大，而且其对于信号延迟的贡献较大，因此将旁路123和143分别设置在滤波电路117和137之前。在另一实施例中，也可以将第二测试源连接于同相通道链路110上可编程放大器111a和混频电路109之间，将第三测试源连接于正交通道链路130上可编程放大器131a和混频电路109之间，这样的设置也可以分离出I/Q正交偏差和I/Q延迟不平衡。增益模块是指可能改变信号幅度的任何模块，比如低噪声放大电路、混频电路、低通滤波电路、可编程放大器等。

在一个实施例中，第一测试信号产生电路103利用一本地产生信号产生第一测试信号。进一步的，在一个实施例中，第一测试信号为射频信号。

在一个实施例中，第二测试信号产生电路113利用一本地产生信号产生第二测试信号，第三测试信号产生电路133利用一本地产生信号产生第三测试信号。进一步的，在一个实施例中，第二测试信号和第三测试信号为基带信号。

在一个实施例中，第一测试信号产生电路103通过本地产生信号分频和混频产生第一测试信号。第二测试信号产生电路113以及第三测试信号产生电路133通过本地产生信号分频分别产生第二以及第三测试信号。

除图1所示的例子外，电路的配置还有很多其他的组合。比如可以将同相通道链路和正交通道链路分成更多段，在段与段之间连接对应的测试信号源，对于这些例子此处不再一一赘述。

请参图2，展示了本申请一个实施例中测量接收机100参数的方法200的流程图。方法200包括以下步骤：利用一本地产生信号产生第一测试信号104，其中，第一测试信号104为射频信号(步骤201)；将第一测试信号104在低噪声放大器107之前输入接收机100(步骤203)；在同相通道链路110上低通滤波电路117之前采样获得对应第一测试信号104的第一数字信号，在正交通道链路130上低通滤波电路137之前采样获得对应第一测试信号104的第二数字信号(步骤205)；利用第一数字信号和第二数字信号计算获得I/Q正交偏差和第一I/Q增益不平衡分量(步骤207)；利用所述本地产生信号产生第二测试信号114，其中，第二测试信号114为基带信号(步骤209)；将第二测试信号114在同相通道链路110上低通滤波电路117之前输入接收机100(步骤211)；利用所述本地产生信号产生第三测试信号134，其中，第三测试信号134为基带信号(步骤213)；将第三测试信号134在正交通道链路130上低通滤波电路137之前输入接收机100(步骤215)；在同相通道链路110输出端采样获得第三数字信号，在正交通道链路130输出端采样获得第四数字信号(步骤217)；利用第三数字信号和第四数字信号计算获得I/Q延迟不平衡和第二I/Q增益不平衡分量，将第一I/Q增益不平衡分量和第二I/Q增益不平衡分量相加计算获得I/Q增益不平衡(步骤219)；输出I/Q正交偏差、I/Q延迟不平衡以及I/Q增益不平衡(步骤221)。

方法200的顺序可以调整，比如，可先产生并利用第二测试信号114及第三测试信号134测量相关的参数，再产生并利用第一测试信号104测量相关的参数。

在一个实施例中，也可以将模拟信号直接用于计算接收机100的参数。

由于I/Q正交偏差是由混频电路109引起，而I/Q延迟不平衡是由同相通道链路110和正交通道链路130不平衡引起，因此，只要在混频电路109之前引入测试信号进行测试，并在混频电路109之后引入测试信号再进行测试即可分离I/Q正交偏差和I/Q延迟不平衡。为了测量当所有增益模块在最大增益下的偏差，本申请的一个实施例中，在低通滤波电路117和137之前进行信号采样，使得混频电路109之后低通滤波电路117和137之前的所有增益模块处于最大增益时数模转换电路127和147不会对输出信号削峰。若不要求测量当所有增益模块在最大增益下的偏差，或者模数转换电路127和147的动态范围足够大，也可以分别在混频电路109之前和之后输入测试信号并在同相/正交通道链路的输出端进行采样完成测试，而无需旁路任何链路。

以下对本申请实施例采用的几种计算方法进行简单说明。

设第一测试信号104为r(t)，同相通道链路输出的同相分量信号为ξ(t)，正交通道链路输出的正交分量信号为ζ(t)，那么有：

r_m(t)＝ξ(t)+j*ζ(t)                                             方程式(1)

ξ(t)＝G_i*r(t)*cos(f_c(t-τ₁))                                    方程式(2)

ζ(t)＝G_r*r(t)*sin(f_c(t-τ_r)+Δφ)                               方程式(3)

其中，

G_i和G_r为对应的增益，f_c为本地频率，τ_i和τ_r为对应的迟延，Δφ为相位偏移。就延迟而言，对于接收机参数的测量，关注的是I/Q延迟不平衡，即Δτ＝τ_i-τ_r。

方程式(1)的离散表达形式为：

r_m(n)＝ξ(n)+j*ζ(n)                                            方程式(4)

在一个实施例中，采用统计法估算同相正交两路信号的I/Q增益不平衡和I/Q正交偏差，如以下方程式(5)和(6)：

ΔG＝G₀-P(ξ)/P(ζ)                                                方程式(5)

$\mathrm{\Δ\φ}=\arcsin (\underset{i}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{\ζ}}_i{\mathrm{\ξ}}_i/\underset{i}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{\ξ}}_i^2)\≈\sqrt{G_0-\mathrm{\ΔG}}\underset{i}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{\ζ}}_i{\mathrm{\ξ}}_i/\underset{i}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{\ξ}}_i^2$ 方程式(6)

其中，P(ξ)和P(ζ)分别为同相分量信号和正交分量信号的功率和或者幅度和，G₀为同相分量信号和正交分量信号正交时功率或幅度比值，通常为1，arcsin为arcsine运算符。需要说明的是，如果采用单频信号，当其频率为f_c±f_s/3、f_c±f_s/6、f_c±f_s/10、±f_s/3、±f_s/6以及±f_s/10等一系列频率时，I/Q增益不平衡的测量不能采用幅度和的方法，且测量I/Q相位不平衡时会产生很大的估计偏差。其中，f_c为载波频率，f_s为采样频率。

需要说明的是，若使用单个模数转换电路，即同相分量信号和正交分量信号分时采样后分时串行送入同一模数转换电路进行数字量化时，如果直接测量不平衡参数，需要先补偿对单路信号而言的0.5倍采样间隔的迟延。

另一种直接估算相位偏差的方法是计算每个样点对应的相位，直接平均相位即可。

在测量I/Q延迟不平衡时，有：

r_m(t)＝ξ(t-τ_i)+j*ζ(t-τ_r)                                        方程式(7)

为了测量I/Q延迟不平衡，第二测试信号114和第三测试信号134必须有一定的关系，如具有固定的相移，否则迟延偏差无法体现。在另一实施例中，第二测试信号114与第三测试信号134可以为相同的信号。可用于测量I/Q延迟不平衡的信号种类繁多，如PN序列、单频或多频序列等，它们的一个共同特性是互相关函数在迟延较小的区间内单调，这样相关值求解才是是唯一的。如果采用固定相移偏差的测试信号，则同相通道链路110和正交通道链路130的输出信号之间的相位差为：

$\mathrm{\γ}\≈\sqrt{G_0-\mathrm{\ΔG}}\underset{i}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{\ζ}}_i{\mathrm{\ξ}}_i/\underset{i}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{\ξ}}_i^2$ 方程式(8)

通过查表或求逆等类似的运算得到实际的相位差，这样由该实际的相位差减去已知的固定相位差即可以得出I/Q迟延不平衡。

由同相通道链路110自低通滤波电路117以后的部分和正交通道链路130自低通滤波电路137以后的部分之间的不平衡造成的I/Q增益不平衡的分量的测量与前面的方法类似。

I/Q正交偏差和I/Q迟延不平衡合成I/Q相位不平衡，即信号路径的相位不平衡参数。IQ不平衡参数得到后，可以直接在解调器内部进行补偿。一种补偿后的信号为：

r_new(n)＝ξ_new(n)+j*ζ_new(n)                                         方程式(9)

由于只需要补偿相对偏差，因此保持一路信号不变，从而有：

ξ_new(n)＝ξ(n)                                                    方程式(10)

方程式(11)

其中，

为合成的I/Q相位不平衡。

其他形式的补偿，如保持正交通道的输出信号不变，补偿同相通道的输出信号；又或者对于同相通道和正交通道的输出信号均进行补偿，与该补偿是等价的，只不过获得的复信号与r_new(n)相比会有相位或幅度上偏移，但这不会影响解调器的最终性能。

以上是对本申请一个实施例采用统计法测量不平衡参数的说明，以下对本申请一个实施例采用自适应方法测量不平衡参数的说明。

首先产生本地参考信号ref(n)，

ref(n)＝ξ₀(n)+j*ζ₀(n)                                        方程式(12)

其中，ξ₀(n)和ζ₀(n)分别为假定理想的同相分量信号和正交分量信号。实际中因为一些非理想因素，该两信号的频率、相位以及增益相对于理想信号可能有很小的差异，可通过假定理想的同相分量信号和正交分量信号与实际的同相分量信号和正交分量信号的对比跟踪这些差异。假定测试信号(在一个实施例中，测试信号是射频信号)与本地参考信号相同，同相通道链路110的输出信号经模数转换电路量化后的信号的实部可重写为：

$\mathrm{\ξ}\left(n\right)=G_1*({\mathrm{\ξ}}_0\cos \left({\mathrm{\φ}}_i\right)+{\mathrm{\ζ}}_0\sin \left({\mathrm{\φ}}_i\right))$

方程式(13)

$=\left[\begin{array}{cc}A& B\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\ξ}}_0\\ {\mathrm{\ζ}}_0\end{array}\right]$

其中，

A＝G_icos(f_cτ_i)                                                方程式(14)

B＝G_isin(f_cτ_i)                                                方程式(15)

由方程式(14)和(15)可得出：

$G_i=\sqrt{A^2+B^2}$ 方程式(16)

φ_i＝arctan(B/A)/f_c                                            方程式(17)

其中，arctan为反正切函数。

类似的，同相通道链路的输出信号经模数转换电路量化后的信号的虚部可表示为：

$\mathrm{\ξ}\left(n\right)=\left[\begin{array}{cc}C& D\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\ξ}}_0\\ {\mathrm{\ζ}}_0\end{array}\right]$ 方程式(18)

其中，

C＝G_rsin(φ_r)                                                方程式(19)

D＝G_rcos(φ_r)                                                方程式(20)

类似的，由方程式(19)和(20)可以得出增益参数G_r和迟延τ_r的估计。这样，I/Q增益不平衡和I/Q相位不平衡分别为：

ΔG＝G₀-G_i/G_r                                                方程式(21)

Δφ＝φ_i-φ_r                                                方程式(22)

请参图3，展示了本申请一实施例中接收机300的功能模块图。接收机300包括链路301(包括混频电路以及同相通道链路和正交通道链路)、模数转换电路303以及数字信号处理器305。数字信号处理器305包括加法器307以及FIR滤波器309。测试信号输入链路301，测试信号经链路301处理后被输出至模数转换电路303，模数转换电路303输出数字信号r_m(n)至加法器307。FIR滤波器309根据误差信号err(n)以及本地参考信号ref(n)计算获得信号

并将其输出至加法器307。加法器307根据信号r_m(n)和计算获得误差信号err(n)，并将该误差信号err(n)输出至FIR滤波器309。

去除实际非理想因素，传统的LMS方法如下：

${\tilde{r}}_m\left(n\right)=W\left(n\right)*V\left(\mathrm{ref}\left(n\right)\right)$ 方程式(23)

其中，W为权系数。

V(ref(n))＝[ref(n-L)ref(n)...ref(n+P-1)]                方程式(24)

其中，L与P之和为矢量长度。

更新为：

$\mathrm{err}\left(n\right)=r_m\left(n\right)-{\tilde{r}}_m\left(n\right)$ 方程式(25)

W(n+1)＝W(n)+λ*(V(ref(n)))^H*err(n)                    方程式(26)

这里λ为收敛因子。在已知权系数W和参数(A、B、C、D)的关系的条件下，利用方程式(26)获得权系数W，再利用权系数W和其与参数的关系，可以获得参数估计。

由于上述方法隐含条件是实部虚部正交，在IQ不平衡条件下不能应用。因此这里的更新可以将传统的更新以实数更新代替，即：

$\left[\begin{array}{c}\widetilde{\mathrm{\ξ}}\left(n\right)\\ \widetilde{\mathrm{\ζ}}\left(n\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\tilde{A}\left(n\right)& \tilde{B}\left(n\right)\\ \tilde{C}\left(n\right)& \tilde{D}\left(n\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{\ξ}\left(n\right)\\ \mathrm{\ζ}\left(n\right)\end{array}\right]$ 方程式(27)

${\mathrm{\ξ}}_e\left(n\right)={\mathrm{\ξ}}_0\left(n\right)-\widetilde{\mathrm{\ξ}}\left(n\right)$ 方程式(28)

${\mathrm{\ζ}}_e\left(n\right)={\mathrm{\ζ}}_0\left(n\right)-\widetilde{\mathrm{\ζ}}\left(n\right)$ 方程式(29)

$\left[\begin{array}{cc}\tilde{A}(n+1)& \tilde{B}(n+1)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\tilde{A}\left(n\right)& \tilde{B}\left(n\right)\end{array}\right]+\mathrm{\λ}*{\mathrm{\ξ}}_e*\left[\begin{array}{cc}\mathrm{\ξ}\left(n\right)& \mathrm{\ζ}\left(n\right)\end{array}\right]$ 方程式(30)

$\left[\begin{array}{cc}\tilde{C}(n+1)& \tilde{D}(n+1)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\tilde{C}\left(n\right)& \tilde{D}\left(n\right)\end{array}\right]+\mathrm{\λ}*{\mathrm{\ζ}}_e*\left[\begin{array}{cc}\mathrm{\ξ}\left(n\right)& \mathrm{\ζ}\left(n\right)\end{array}\right]$ 方程式(31)

经过一段时间收敛，有：

$\left[\begin{array}{cc}A& B\\ C& D\end{array}\right]\≈\left[\begin{array}{cc}\tilde{A}\left(n\right)& \tilde{B}\left(n\right)\\ \tilde{C}\left(n\right)& \tilde{D}\left(n\right)\end{array}\right]$ 方程式(32)

这样，利用以上方法(如方程式(13)-(22)所示的方法)可计算获得I/Q增益不平衡和I/Q相位不平衡。

对于在混频电路后输入的基带测试信号而言，增益偏差和迟延偏移可以采用类似方法，只是最终的迟延偏移为：

Δτ＝Δφ/f_c                                        方程式(33)

从上述的测量过程来看，这种方法不依赖于射频参考信号，即可用的测试信号种类繁多，但为了简化测试源和本地信号发生器设计，建议选择简单信号，如单频或多频信号，尤其是单频信号。

增益测量可以通过估算信号功率或幅度获得。由于数据链路中各模块对信号的放大或衰减效果是未知的，因此，绝对的增益估计是非常困难的。而且自动增益控制机制对增益的调整是通过改变增益模块的相对增益值来实现的。这样，增益测量可以转换为对指定增益模块在不同增益设置下的增益偏差测量。本申请的一个实施例中，先测量指定增益模块在指定增益设置下的输出信号功率或幅度，维持链路上其他模块设置，仅改变该模块的增益设置，再测量输出信号功率或幅度，对比两次测量结果，即可得出台阶偏差。以此类推，测量接收机链路中主要增益模块，如低噪声放大电路、混频电路、低通滤波电路以及增益较大的一些可编程放大器等，的台阶偏差，再根据获得的这些台阶偏差修改自动增益控制配置表中的增益设置，即可达到补偿增益偏差的目的。

请参下表1，为自动增益控制配置表的一个示例，借以说明本申请一个实施例中的增益补偿方法。其中，LNA为低噪声放大电路，MIXER为混频电路，LPF_I为同相通道链路的低通滤波电路，LPF_Q为正交通道链路的低通滤波电路，PGA_1I为同相通道链路的第一个可编程放大器，PGA_1Q为正交通道链路的第一个可编程放大器，PGA_nI为同相通道链路的第n个可编程放大器，PGA_nQ为正交通道链路的第n个可编程放大器。假设自动增益控制配置表包括如表1所示的两条配置，其中，配置1的增益为68dB，配置2的增益为35dB，两者增益差为33dB。又假设经检测得知低噪声放大电路在32dB增益设置下与16dB增益设置下的实际台阶为15dB，而非标准的16dB。为保证配置1和配置2的增益差为33dB，需要补偿1dB台阶差，因此，可以将配置1中PGA_nI或PGA_nQ的增益设置调整为5dB，或者将配置2中PGA_nI或PGA_nQ的增益设置调整为2dB。总之，对于链路增益的测量和补偿，可以先测量主要增益模块的台阶差，再根据测量获得的台阶差调整自动增益控制配置表中的设置，使得配置表中各增益设置之间的增益差符合要求。

LNA

MIXER

LPFI

LPFQ

PGA1I

PGA1Q

PGAnI

PGAnQ

配置1

32dB

16dB

8dB

8dB

8dB

8dB

4dB

4dB

配置2

16dB

8dB

4dB

4dB

4dB

4dB

3dB

3dB

表1

测量过程中对模数转换电路输出的数字信号的有效位宽、信噪比以及直流分量等有一定的要求。在本申请的一个实施例中，当测量指定的模块的增益偏移时，首先将模数转换电路输出的数字信号调整到参考电压范围内，然后进行上述测量。此外，考虑到各个模块存在不同的直流偏置，为了提高估计精度，模数转换电路的输出信号需要做去直流处理。

输入测试信号与输出信号的增益关系在对数域为：

$V_{\mathrm{out}}=V_{\mathrm{in}}+\underset{i\∈N}{\mathrm{\Σ}}{G}_i$ 方程式(33)

其中，N为被测链路中的如低噪声放大器、混频电路以及各种放大器等增益模块的数量。G_i为第i个增益模块在指定增益配置下的增益。V_m和V_out分别为测试信号的电压和被测链路输出信号的电压。

在进行增益测量时，测试信号电压应保证在被测放大器最大倍数下输出有效，即：

方程式(34)

其中，G_i0为模块i最低增益，Δ_i0表示该设置下对应的最大可能偏差，V_{ref_max}表示参考电压最大值。

同时，测试信号电压应保证在被测放大器最小倍数下输出有效，即：

方程式(35)

其中，G_i1为模块i最大增益，Δ_i1表示该设置下对应的最大可能偏差，V_{ref_min}表示参考电压最小值。其中，V_{ref_max}和V_{ref_min}根据对应的模数转换电路的参数设置。

对给定组合下的测试，类似的有：

$V_{\mathrm{in}}+\underset{i\&Element;N^{\&prime;}}{\mathrm{\&Sigma;}}{G}_i+\underset{i\&Element;N^{\&prime;}}{\mathrm{\&Sigma;}}{\mathrm{\&Delta;}}_i<V_{\mathrm{ref}\_\max }$ 方程式(36)

且

$V_{\mathrm{in}}+\underset{i\&Element;N^{\&prime;}}{\mathrm{\&Sigma;}}{G}_i+\underset{i\&Element;N^{\&prime;}}{\mathrm{\&Sigma;}}{\mathrm{\&Delta;}}_i>V_{\mathrm{ref}\_\min }$ 方程式(37)

其中，N′表示指定的测试组合。

对给定的测试信号和被测模块增益值，统计模数转换电路输出信号的平均功率或增益，与参考值比较，得到偏差：

V_off＝V_ref-V_out                                        方程式(38)

其中，V_ref为参考电压。根据测量的精度要求设置两个门限值th1和th2，以保证输出信号的有效位宽。如果V_off＜th1则需要降低除被测模块以外其他模块的总的增益；如果V_off＞th2则需要提高除被测模块以外的其他模块的总的增益；如果th1≤V_off≤th2，则表明调整符合要求。

为保证调整可实现，需保证以下方程式(39)有解。

方程式(39)

其中，ΔG_i为第i个增益模块的增益台阶，增益台阶是指两个相邻增益设置之间的增益差。l_i为调整的台阶数。变量l_i在不同的测试条件下，其集合会发生变化。如某一放大器，设计的增益为18、6、-6和18dB，当其在某一测试链路中被设置为18dB，则其集合为{0，-1，-2，-3}，而当设为6dB时，则其集合为{1，0，-1，-2}。此外，这个表达式来看，为了简化变量求解，应要求对指定的模块，其增益台阶应相同，否则，出现多个台阶后，上面的表达式会变得比较繁琐，进而求解复杂度加大。另一方面，为了实现自动增益控制的快速调整，不同放大模块的增益台阶可以不同，增益的分辨力由最小台阶的增益模块保证。在本申请的一个实施例中，其他模块的增益台阶为最小增益的整数倍，这样一方面方程式(39)易求解，另一方面，设计自动增益控制配置表时也比较方便。此外，为了调整方便，最小增益模块的动态范围应不小于次小的增益模块台阶。

例如，可以定义低噪声放大器的台阶为16dB，混频电路的台阶为8dB，部分中频或基带放大器为32dB或16dB或8dB或4dB，最小台阶为1dB。

如果定义的增益台阶满足上述关系，调整可以采用下面方法进行：

首先，如果V_off＜th1则需要降低除被测模块外其他模块的总的增益，由于此时信号可能出现削峰，根据数字信号测量获得的功率不可靠，因此，需要逐步降低增益。

其次，如果出现放大不够时，即V_off＞th2，此时首先用最小台阶增益去补偿偏差模次最小的余数，这样后续调整不需要最小台阶。如果最小台阶的模块处于最大增益状态仍未补偿完最小的余数，则反向调整该模块，这样调整后的增益偏差逼近次最小台阶的倍数。在另一实施例中，如果最小台阶的模块处于最大增益状态仍未补偿完最小的余数，则查询下一个具有相同增益台阶的模块是否也处于最大增益状态。如否，则直接调整，否则，调整次小台阶的模块增益，然后再回调次最小增益台阶的模块。以此类推，直到找到符合条件的解。如果查询所有的模块，不等式一直不成立，则报错，需要调整测试信号的电压。需要注意的是，被测模块不参与增益调整，低噪声放大器和混频电路也尽量避免参与。实现中根据上面所述的测试信号电压，设计合理的增益初值以满足避免后续测试信号电压的调整和减少上述搜索模块增益设置的复杂度。

在完成I/Q增益不平衡测量后，需要对其进行补偿，以加快自动增益控制环路的收敛。接收机可以根据所测量的增益设置调整增益模块相关参数，在电路上进行补偿，但该方法比较繁琐。在本申请的一个实施例中，直接在自动增益控制配置表上进行更新，而不用修改电路，实现更为简单。

增益分配表的更新可以根据得到的偏差计算出某一链路增益的偏差，采用类似于上述增益调整的方法调整链路模块的增益设置将偏差减少到最小台阶以下。这样自动增益控制机制的调整是基于更新的分配表实现，对前端和后段的电路都不用做修改。

对于增益测量以及I/Q不平衡参数的测量，可以在接收机开机时进行，也可以在接收机工作过程中通过时分双工等手段进行。

请参图4，展示了本申请一实施例中测试信号产生电路400的功能模块图。测试信号产生电路400包括：晶体振荡器401、参考分频器403、开关405、锁相环407、压控振荡器409、环路分频器411、本地载波产生电路413、混频电路415以及开关417。参考分频器403的输入端和输出端分别与晶体振荡器401和锁相环407连接。开关405与参考分频器403的输出端连接。压控振荡器409的输入端与锁相环407连接，其输出端与环路分频器411以及本地载波信号产生电路413连接。本地载波信号产生电路413的输出端与混频电路415的输入端连接。开关417与混频电路415的输出端连接。晶体振荡器401产生信号402。参考分频器403接收信号402并通过分频利用信号402产生信号404，其中，信号404的频率在有用基带信号的带宽内。若开关405闭合，信号404将被输出至被测电路作为基带测试信号。信号404经锁相环407处理后被送至压控振荡器409，以保持由锁相环407输出信号的频率稳定。压控振荡器409利用该处理后的信号产生信号410。环路分频器411接收信号410，并通过分频利用信号410产生信号412。信号412被反过来用于调整锁相环407。本地载波信号产生电路413接收信号410并利用信号410产生信号414，其中，信号414是一本地载波信号。混频电路415接收信号414与信号404，并将两者混频产生信号416，其中，信号416是射频信号，并且其频率在有用的射频范围内。当开关417闭合，信号416被输出至被测电路作为射频测试信号。如业界一般技术人员所知，一般的接收机包括了测试信号产生电路400的大部分模块，以产生用于产生同相分量信号和正交分量信号的本地载波信号，以简化接收机的结构并降低芯片成本。在一个实施例中，测试信号产生电路400与一接收机共享了以下电路：晶体振荡器401、参考分频器403、锁相环407、压控振荡器409、环路分频器411及本地载波产生电路413。在一个实施例中，信号402和信号404可以是正弦波信号，并且具有有用的信号带宽。

在本申请的另一实施例中，可扩大最小增益台阶模块的增益范围，保证最大链路偏差在扩充的增益范围内，这样，更新增益配置表时，仅需要更新该最小增益台阶模块的设置即可。

Claims (20)

1.一种测量一接收机参数的方法，该接收机包括一混频电路用以根据一输入信号产生一同相分量信号以及一正交分量信号，一同相通道链路用以处理所述同相分量信号，以及一正交通道链路用以处理所述正交分量信号，所述方法包括以下步骤：

在所述混频电路之前向所述接收机输入第一测试信号；

在所述同相通道链路上向所述接收机输入第二测试信号，在所述正交通道链路上向所述接收机输入第三测试信号；以及

利用所述第一测试信号、第二测试信号以及第三测试信号测量获得I/Q正交偏差以及I/Q延迟不平衡。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法还包括以下步骤：

在同相通道链路上采样获得对应第一测试信号的第一同相分量信号；

在正交通道链路上采样获得对应第一测试信号的第一正交分量信号；

在同相通道链路上采样获得对应第二测试信号的第二同相分量信号；

在同相通道链路上采样获得对应第三测试信号的第二正交分量信号；以及

根据第一同相分量信号、第一正交分量信号、第二同相分量信号以及第二正交分量信号计算获得I/Q正交偏差以及I/Q延迟不平衡。

3.如权利要求2所述的方法，其特征在于，所述方法还包括以下步骤：

根据第一同相分量信号与第一正交分量信号计算获得第一相位差；

根据第二同相分量信号与第二正交分量信号计算获得第二相位差；

根据第一相位差和第二相位差计算获得I/Q正交偏差以及I/Q延迟不平衡。

4.如权利要求2所述的方法，其特征在于，所述第一同相分量信号、第一正交分量信号、第二同相分量信号及第二正交分量信号为数字信号。

5.如权利要求2所述的方法，其特征在于，

所述同相通道链路包括一第一低通滤波电路，所述正交通道链路包括一第二低通滤波电路，所述第一同相分量信号是在第一低通滤波电路之前的第一位置采样获得，所述第一正交分量信号是在第二低通滤波电路之前的第二位置采样获得，其中，第一位置在同相通道链路上的位置与第二位置在正交通道链路上的位置相对应，所述第二同相分量信号是在所述同相通道链路输出端采样获得，所述第二正交分量信号是在所述正交通道链路输出端采样获得；

所述第二测试信号是在所述第一位置处被输入同相通道链路；

所述第三测试信号是在所述第二位置处被输入正交通道链路。

6.如权利要求1所述的方法，其特征在于，它还包括以下步骤：

利用一本地产生信号产生所述第一测试信号，其中，该本地产生信号用于产生本地载波信号；以及

利用所述本地产生信号产生第二测试信号以及第三测试信号。

7.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述第一测试信号为射频信号，所述第二测试信号及第三测试信号为基带信号。

8.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述第二测试信号及第三测试信号为同一信号。

9.如权利要求1所述的方法，其特征在于，它还包括以下步骤：

利用第一测试信号测量接收机至少一个增益模块的台阶差；以及

根据所述台阶差调整自动增益控制配置表的配置。

10.一种接收机，包括：一混频电路，利用一输入信号产生一同相分量信号以及一正交分量信号；一同相通道链路，处理所述同相分量信号；以及一正交通道链路处理所述正交分量信号，其特征在于，该接收机还包括：

第一测试信号产生电路，连接于混频电路之前，产生第一测试信号；

第二测试信号产生电路，连接于同相通道链路，产生第二测试信号；以及

第三测试信号产生电路，连接于正交通道链路，产生第三测试信号。

11.如权利要求10所述的接收机，其特征在于，

所述同相通道链路包括一第一低通滤波电路，所述第二测试信号产生电路连接于所述同相通道链路上第一低通滤波电路之前的一第一位置；

所述正交通道链路包括一第二低通滤波电路，所述第三测试信号产生电路连接于所述正交通道链路上第二低通滤波电路之前的一第二位置；

其中，所述第一位置在所述同相通道链路上的位置与所述第二位置在所述正交通道链路上的位置相对应。

12.如权利要求11所述的接收机，其特征在于，它还包括一第一旁路电路连接于所述同相通道链路上的所述第一位置，以及一第二旁路电路连接于所述正交通道链路上的所述第二位置。

13.如权利要求10所述的接收机，其特征在于，所述第一测试信号产生电路、第二测试信号产生电路以及第三测试信号产生电路分别利用一本地产生信号产生第一测试信号、第二测试信号以及第三测试信号，其中所述本地产生信号用于产生本地载波信号。

14.如权利要求10所述的接收机，其特征在于，所述第一测试信号为射频信号，所述第二测试信号以及第三测试信号为基带信号。

15.如权利要求10所述的接收机，其特征在于，所述第二测试信号产生电路与所述第三测试信号产生电路为同一电路。

16.一通信系统，包括一接收机以及一解调器，该接收机包括一混频电路，用于利用一输入信号产生一同相分量信号以及一正交分量信号，一同相通道链路，用于处理所述同相分量信号，以及一正交通道链路用于处理所述正交分量信号，该解调器包括一数字信号处理器，其特征在于，该接收机还包括：

第一测试信号产生电路，连接于混频电路之前，产生第一测试信号；

第二测试信号产生电路，连接于同相通道链路，产生第二测试信号；以及

第三测试信号产生电路，连接于正交通道链路，产生第三测试信号；

在测试状态时，所述数字信号处理器利用第一测试信号、第二测试信号以及第三测试信号测量I/Q正交偏差以及I/Q延迟不平衡；

在工作状态时，所述数字信号处理器进行解调计算。

17.如权利要求15所述的通信系统，其特征在于，

所述同相通道链路包括一第一低通滤波电路，所述第二测试信号产生电路连接于所述同相通道链路上第一低通滤波电路之前的一第一位置；

所述正交通道链路包括一第二低通滤波电路，所述第三测试信号产生电路连接于所述正交通道链路上第二低通滤波电路之前的一第二位置；

其中，所述第一位置在同相通道链路上的位置与所述第二位置在正交通道链路上的位置相对应。

18.如权利要求16所述的通信系统，其特征在于，它还包括一第一旁路电路连接于所述同相通道链路上的所述第一位置，以及一第二旁路电路连接于所述正交通道链路上的所述第二位置。

19.如权利要求16所述的通信系统，其特征在于，所述第一测试信号产生电路、第二测试信号产生电路以及第三测试信号产生电路分别利用一本地产生信号产生第一测试信号、第二测试信号以及第三测试信号，其中，该本地产生信号用于产生本地载波信号。

20.如权利要求15所述的通信系统，其特征在于，所述第一测试信号为射频信号，所述第二测试信号以及第三测试信号为基带信号。

Images