CN101964295B - 一种阻抗匹配方法及等离子体处理设备 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种阻抗匹配方法，包括下述步骤：在工艺间隙时间，读取传感器在射频电源输出功率为零的状态下的输出值，并将其作为在紧接下来的工序过程中的传感器输出模型的静态基准值；在所述工序过程中，根据传感器输出模型、所述静态基准值和传感器的输出而得到实际负载阻抗，并据此调节匹配器中的可调阻抗元件，以实现等离子体处理设备中的阻抗匹配；重复执行上述步骤，直至整个工艺过程结束。本发明还提供一种等离子体处理设备。本发明提供的阻抗匹配方法和等离子体处理设备能够稳定、高效并精确地实现等离子体处理设备中的阻抗匹配，而使射频传输线上的反射功率较小，进而保证射频电源输出功率更为高效地施加到等离子体工艺腔室。

Description

一种阻抗匹配方法及等离子体处理设备

技术领域

本发明涉及微电子技术领域，具体地，涉及一种阻抗匹配方法及应用该方法的等离子体处理设备。 

背景技术

随着电子技术的高速发展，人们对集成电路的集成度要求越来越高，这就要求生产集成电路的企业不断地提高半导体器件的加工/处理能力。目前，在半导体器件的加工/处理领域中，常常需要用到等离子体刻蚀技术和等离子体沉积技术，而这些技术通常都要借助于诸如等离子体刻蚀机等的等离子体处理装置来实现。 

在等离子体处理装置中，射频电源向工艺腔室供电以产生等离子体。等离子体中含有大量的电子、离子、激发态的原子、分子和自由基等活性粒子，这些活性粒子和置于腔室内并曝露在等离子体环境下的待加工/处理工件(例如，硅片)相互作用，使待加工/处理工件表面发生各种物理和化学反应，而使工件表面性能发生变化，从而完成等离子体刻蚀或者其他工艺过程。 

在上述等离子体处理装置中，射频电源通常具有13.56MHz的工作频率、50Ω的输出阻抗，并通过用作射频(RF)传输线且特征阻抗为50Ω的同轴电缆而与等离子体处理腔室相连，以向等离子体处理腔室提供RF功率，激发用于刻蚀或其他工艺的等离子体。然而，随着工艺的进行，腔室中的气体成分以及压力都在不断变化，因而作为负载的等离子体的阻抗也在不断地变化，与此不同的是，射频电源的内阻却固定为50Ω。也就是说，随着工艺的进行，等离子体处理腔室内非线性负载的阻抗与射频电源恒定输出阻抗往往不相等，这使得在射频电源和等离子体处理腔室之间存在阻抗失配，并导致RF传输线上存在较大的反射功率，使射频电源的输出功率无法 全部施加到等离子体工艺腔室，这可能导致因无法获得足够的RF能量而使等离子体难以起辉，进而无法进行等离子体处理工艺。 

为此，就需要对上述射频传输系统进行改进，如图1所示，在射频电源与等离子体腔室上方的电感耦合线圈(图未示)之间插入阻抗匹配器，该阻抗匹配器包括可调元件，通过与其相连的诸如步进电机等的执行机构来对其进行调节，以使负载阻抗与射频电源阻抗之间实现共轭匹配。而且，因随着等离子体处理工艺的进行，负载阻抗将会发生变化，所以就需要引入一个传感器来获得RF传输线上的电压V、电流I，并利用鉴幅和鉴相的方法求得负载阻抗模值|Z|和相位θ。这样，控制器就可以根据上述负载阻抗的模值和相位来控制电机的转动，以调整阻抗匹配器中的可调阻抗元件，以便使阻抗匹配器与等离子体腔室二者的总阻抗为50Ω，从而实现射频电源与负载的阻抗匹配。 

通常，现有阻抗匹配器中的上述传感器包括有模拟电路，由该传感器所采集到的RF传输线上的有关信号被传输至该模拟电路，由模拟电路进行相应处理后给出以模拟量表示的传感器输出信号，该输出信号可以是电流信号也可以是电压信号，并且与RF传输线上的电压V和电流I之间存在一定函数关系。当然，也可以将上述模拟量输出信号转化为相应的数字量输出信号。 

下面对上述传感器的输出进行详细描述。设定传感器的输出为A_n×1，具体表示为下述公式1，其中n的取值与模拟电路的内部结构有关。 

$A_{n\×1}=\left[\begin{array}{c}{a}_0\\ a_1\\ .\\ .\\ .\\ a_n\end{array}\right]$ ………………………………………………(公式1) 

根据上述传感器的模拟电路的工作原理，A_n×1可以模型化为下述公式2： 

$A_{n\×1}=M_{n\×2}\·\left[\begin{array}{c}V\\ I\end{array}\right]+N_{n\×1}$ ……………………………………(公式2) 

其中， $M_{n\×2}=\left[\begin{array}{cc}{m}_{11}& m_{12}\\ m_{21}& m_{22}\\ .& .\\ .& .\\ .& .\\ m_{n1}& m_{n2}\end{array}\right],$ 为常系数矩阵，其与上述传感器的模拟电路的内部结构及各项参数有关；V和I分别表示射频传输线上的电压和电流； $N_{n\×1}=\left[\begin{array}{c}{n}_0\\ n_1\\ .\\ .\\ .\\ n_n\end{array}\right]$ 为表示静态基准的常数矩阵。 

当射频电源输出功率为零(没有功率输出)时，RF传输线上的电压V和电流I均为0。此时，上述传感器的输出可以表示为下述公式3： 

(A_n×1)₀＝N_n×1………………………………………………(公式3) 

由此可见，常数矩阵N_n×1的物理意义即为：上述传感器在射频电源输出功率为零时的输出信号。由此，N_n×1可以表示为下述公式4： 

$N_{n\×1}=\left[\begin{array}{c}{n}_0\\ n_1\\ .\\ .\\ .\\ n_n\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{a}_0\left(0\right)\\ a_1\left(0\right)\\ .\\ .\\ .\\ a_n\left(0\right)\end{array}\right]{\left(A_{n\×1}\right)}_0$ ……………………………(公式4) 

当得到上述传感器的输出信号后，为计算RF传输线上的电压V和电流I，通常对上述公式2进行变形得到下式： 

$\left[\begin{array}{c}V\\ I\end{array}\right]E_{2\×n}\·(A_{n\×1}-N_{n\×1})$ ……………………………………(公式5) 

其中， $E_{2\×n}=\left[\begin{array}{cc}{e}_{11}& e_{12}\\ e_{21}& e_{22}\\ .& .\\ .& .\\ .& .\\ e_{n1}& e_{n2}\end{array}\right]$ 也是常系数矩阵，并且为M_n×2的逆矩阵。 

下面举例说明如何根据传感器输出模型计算实际负载阻抗，并进行阻抗匹配。 

假设传感器输出模型中的n为2，传感器输出信号 $A_{2\×1}=\left[\begin{array}{c}{a}_0\\ a_1\end{array}\right],$ 并且根据其电压电流采样原理和模拟电路工作原理，得到常系数矩 阵 $M_{2\×2}=\left[\begin{array}{cc}1& 2\\ 2& 1\end{array}\right],$ 常数矩阵 $N_{2\×1}=\left[\begin{array}{c}1\\ 0\end{array}\right].$ 将常系数矩阵M_2×2、常数矩阵N_2×1代入公式2，得到下式： 

$\left[\begin{array}{c}{a}_0\\ a_1\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}1& 2\\ 2& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}V\\ I\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}1\\ 0\end{array}\right]$ ……………………………………(公式6) 

根据公式5将上述公式6变形得到下式： 

$\left[\begin{array}{c}V\\ I\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\frac{-1}{3}& \frac{-2}{3}\\ \frac{2}{3}& \frac{-1}{3}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{a}_0-1\\ a_1\end{array}\right]$ ……………………………………(公式7) 

根据公式7即可求得RF传输线上的电压V和电流I。而后，根据电压V、电流I和阻抗的关系，即可计算出与上述传感器后端负载阻抗相关的信号，如阻抗模值|Z|、阻抗相位θ。 

在实际应用中，因上述传感器的模拟电路包含有模拟器件和芯片，而模拟器件的一大缺点就是易受功率、温度等因素的影响，并会因此造成模拟器件或芯片的相关参数发生变化。也就是说，由于射频传输系统中的上述传感器多采用模拟器件，因而使得上述公式2中的常数矩阵N_n×1中的各元素实际上并不是固定不变的常数，而是会随着时间发生漂移，即，矩阵N_n×1为时间函数，具体表示为N_n×1＝f(t)。因此，由于上述传感器中的模拟电路会随着时间推移而发生漂移，而目前的阻抗匹配方法中却忽略了这种漂移，而将传感器输出模型的静态基准值固定为常数矩阵N_2×1，这将使得经该传感器采集、转换并输出的数据往往不够准确，从而导致根据这些数据计算得到的实际负载阻抗也不准确。也就是说，即便对应于相同的负载阻抗，由同一个如上所述的传感器在不同的时刻进行数据采集时，根据所采集到的数据计算而得到负载阻抗数值往往不同。这样，如果根据该负载阻抗数值进行阻抗匹配，轻则会造成上述射频传输系统中的执行机构匹配路径差，匹配时间长、匹配精度低；重则会导致阻抗匹配器无法实现射频电源内部阻抗和负载阻抗之间的阻抗匹配。 

发明内容

为解决上述技术问题，本发明提供了一种阻抗匹配方法，其能够稳定、高效并精确地实现等离子体处理设备中的阻抗匹配，以使射频传输线上的反射功率较小，从而保证射频电源输出功率更为高效地施加到等离子体工艺腔室。 

此外，本发明还提供一种应用上述阻抗匹配方法的等离子体处理设备，其同样能够快速、高效并精确地实现阻抗匹配，进而保证射频电源输出功率更为高效地施加到等离子体工艺腔室。 

为此，本发明提供一种阻抗匹配方法，用于对等离子体处理设备中的射频电源的内部阻抗和负载阻抗进行匹配。所述方法包括：静态基准值获取步骤：在工艺间隙时间，读取传感器在射频电源输出功率为零的状态下的输出值，并将其作为在紧接下来的工序过程中的传感器输出模型的静态基准值；阻抗匹配步骤：在所述工序过程中，根据传感器输出模型、所述静态基准值和传感器的输出而得到实际负载阻抗，并据此调节匹配器中的可调阻抗元件，以实现等离子体处理设备中的阻抗匹配；重复执行所述静态基准值获取步骤和阻抗匹配步骤，直至整个工艺过程结束。 

其中，在所述阻抗匹配步骤之前还包括建立传感器输出模型的步骤：即，根据传感器内部电路结构及有关参数，预先建立表示所述传感器的输出同射频传输线上的电压V和电流I之间的关系的传感器输出模型。 

其中，所述传感器输出模型为 $A_{n\×1}=M_{n\×2}\·\left[\begin{array}{c}V\\ I\end{array}\right]+N_{n\×1},$ 其中，A_n×1为传感器的输出，V和I分别表示射频传输线上的电压和电流，  $M_{n\×2}=\left[\begin{array}{cc}{m}_{11}& m_{12}\\ m_{21}& m_{22}\\ .& .\\ .& .\\ .& .\\ m_{n1}& m_{n2}\end{array}\right]$ 为常系数矩阵， $N_{n\×1}=\left[\begin{array}{c}{n}_0\\ n_1\\ .\\ .\\ .\\ n_n\end{array}\right]$ 为表示静态基准的常数矩阵，n的取值以及M_nx2取决于传感器中模拟电路的内部结构，m₁₁、m₁₂...m_n2、n₀、n₁...n_n为与传感器中模拟电路的内部结构有关的常数。 

其中，所述阻抗匹配步骤具体包括下述步骤：20)读取所述传感器在射频电源输出工艺所需功率的状态下的输出值A_n×1；30)根据 所述传感器输出模型、静态基准值以及在步骤20)中所读取的传感器输出值A_n×1，计算得到射频传输线上的电压V和电流I；40)根据射频传输线上的电压V和电流I，计算得到实际负载阻抗；以及50)根据射频电源的内部阻抗和实际负载阻抗，调节匹配器中的可调阻抗元件，以实现等离子体处理设备中的阻抗匹配。 

其中，在所述步骤30)中，将所述传感器输出模型变形得到  $\left[\begin{array}{c}V\\ I\end{array}\right]E_{2\×n}\·(A_{n\×1}-N_{n\×1}),$ 并将所述静态基准值以及在步骤20)中所读取的传感器输出值A_n×1代入其中，计算得到射频传输线上的电压V和电流I，其中的 $E_{2\×n}=\left[\begin{array}{cc}{e}_{11}& e_{12}\\ e_{21}& e_{22}\\ .& .\\ .& .\\ .& .\\ e_{n1}& e_{n2}\end{array}\right]$ 为M_n×2的逆矩阵并且也是常系数矩阵，n的取值以及E_2xn取决于传感器中模拟电路的内部结构，e₁₁、e₁₂...e_n2为与传感器中模拟电路的内部结构有关的常数。 

其中，所述传感器可以采用电流电压联合传感器；也可以采用这样的形式：即，采用彼此独立的电流传感器和电压传感器来分别检测射频传输线上的电流I和电压V。 

作为另一个技术方案，本发明还提供一种等离子体处理设备。该等离子体处理设备包括工艺腔室、置于工艺腔室上方的电感耦合线圈、经由匹配器与所述电感耦合线圈相连的射频电源。而且，该等离子体处理设备应用了本发明提供的上述阻抗匹配方法，以实现等离子体处理设备中的阻抗匹配。 

本发明具有以下有益效果： 

在本发明提供的阻抗匹配方法中，通过下述方式在整个等离子体处理工艺过程中不断修正传感器输出模型中的静态基准N_2×1的数值：即，在工艺间隙时间采集传感器输出模型的静态基准N_2×1的数值，并将其作为紧接下来的工艺/工序过程中的传感器输出模型的静态基准值，从而避免像背景技术中所述的那样在整个工艺过程中采用一个固定不变的静态基准值。因此本发明提供的阻抗匹配方法，通过不断修正传感器输出模型中的静态基准N_2×1的数值来降低该静态基准N_2×1随时间漂移而对求解射频传输线上的电压V和电流I所产生的影响，从而可以提高电压V和电流I的计算精度以及负载阻抗的计 算精度，进而稳定精确地对负载阻抗进行匹配，以使射频电源的输出功率全部施加到等离子体腔室，并使等离子体快速高效地起辉，以快速高效地实施等离子体处理工艺。 

此外，由于本发明提供的等离子体处理设备中应用了上述阻抗匹配方法，因此，其同样能够稳定精确地实现阻抗匹配，并保证射频电源输出功率更为高效地施加到等离子体工艺腔室。 

附图说明

图1示出了一种典型的射频传输系统；以及 

图2为本发明一个具体实施例提供的阻抗匹配方法的流程示意图。 

具体实施方式

本发明的技术核心是：考虑到传感器中模拟电路会随着时间推移而产生漂移的问题，而在工艺间隙时间获得传感器输出值，并将其作为紧接下来的工艺/工序过程中的传感器输出模型的静态基准值，以便用随时间变化的静态基准值来替代背景技术中所采用的常数量的静态基准值，从而可以更为准确地获得射频传输线上的电压V和电流I，进而更为准确地获得负载阻抗值，并据此实现射频电源内部阻抗和负载阻抗之间的阻抗匹配。 

为了使本技术领域的人员更好地理解本发明的技术方案，下面结合附图和具体实施例对本发明提供的阻抗匹配方法及等离子体处理设备进行详细描述。而且，为了便于说明，下述实施例中所采用的传感器输出模型是预先建立的，也就是说，预先根据传感器内部电路结构及有关参数来建立表示所述传感器的输出同射频传输线上的电压V和电流I之间的关系的传感器输出模型A_n×1。其中，A_n×1可以采用如前所述的表达形式。 

请参阅图2，本发明第一实施例提供的阻抗匹配方法具体包括下述步骤。 

步骤10中，读取传感器在射频电源输出功率为零的状态下的输 出值 ${\left(A_{n\×1}\right)}_0=\left[\begin{array}{c}{a}_0\left(0\right)\\ a_1\left(0\right)\\ .\\ .\\ .\\ a_n\left(0\right)\end{array}\right],$ 并将其作为紧接下来的工序中的传感器输出模型的静态基准 $N_{n\×1}=\left[\begin{array}{c}{n}_0\\ n_1\\ .\\ .\\ .\\ n_n\end{array}\right].$

事实上，步骤10是在工艺间隙时间内完成的。所谓的工艺间隙时间，指的是射频电源输出功率为零且等离子体处理工艺处于停止或暂停状态。也就是说，本申请中所说的工艺间隙时间可以指整个处理工艺过程中的前后工序之间的间隙，也可以指整个处理工艺过程结束后或启动前的间隙，只要符合上述射频电源输出功率为零且等离子体处理工艺处于停止或暂停状态这样的条件，就都称之为工艺间隙时间。而且，本发明中所谓的传感器为电流电压联合传感器，或者该传感器包括彼此独立的电流传感器和电压传感器。 

步骤20，读取传感器在射频电源输出工艺所需功率状态下的输出值A_n×1。 

事实上，本步骤已经进入到等离子体处理工艺过程。此时，射频电源的输出功率应该为等离子体处理工艺过程中所需的功率。 

步骤30，将在步骤10中获得的静态基准N_n×1的数值以及在步骤20中所获得的工艺过程中传感器的输出值A_n×1代入传感器输出模型  $A_{n\×1}=M_{n\×2}\·\left[\begin{array}{c}V\\ I\end{array}\right]+N_{n\×1},$ 计算得到射频传输线上的电压V和电流I。 

事实上，在步骤30中，首先对传感器输出模型  $A_{n\×1}=M_{n\×2}\·\left[\begin{array}{c}V\\ I\end{array}\right]+N_{n\×1}$ 进行变形得到 $\left[\begin{array}{c}V\\ I\end{array}\right]=E_{2\×n}\·(A_{n\×1}-N_{n\×1}),$ 其中的  $E_{2\×n}=\left[\begin{array}{cc}{e}_{11}& e_{12}\\ e_{21}& e_{22}\\ .& .\\ .& .\\ .& .\\ e_{n1}& e_{n2}\end{array}\right]$ 为M_n×2的逆矩阵并且也是常系数矩阵；而后，将静态 基准N_n×1的数值以及在步骤20中获得的传感器输出值A_n×1代入变形后的模型中，并计算得到射频传输线上的电压V和电流I。 

步骤40，根据步骤30中求得的射频传输线上的电压V和电流I，通过计算得到实际负载阻抗。 

步骤50，根据射频电源的内部阻抗和实际负载阻抗，调节匹配器中的可调阻抗元件。通常，射频电源的内部阻抗为50Ω，根据射频电源的内部阻抗和实际负载阻抗二者的差值来调节匹配器中的可调阻抗元件，以使阻抗匹配器与工艺腔室内部阻抗二者的总阻抗为50Ω，从而实现等离子体处理设备中射频电源的内部阻抗与负载阻抗的匹配。 

重复执行上述步骤10至步骤50，直至整个工艺过程结束。 

事实上，匹配器中的可调阻抗元件可以包括可调电容和/或可调电感。并且，可以借助于电机或拨盘带动可调电容和/或可调电感的调节端，以此对可调阻抗元件进行调节，以实现等离子体处理设备中的阻抗匹配。 

下面以一个具体实例详细说明本发明提供的阻抗匹配方法。 

假设某传感器输出信号为 $A_{2\×1}=\left[\begin{array}{c}{a}_0\\ a_1\end{array}\right],$ 并且由其电压、电流采样原理和模拟电路工作原理而确定系数矩阵 $M_{2\×2}=\left[\begin{array}{cc}1& 2\\ 2& 1\end{array}\right],$ 常数矩阵为  $N_{2\×1}=\left[\begin{array}{c}{n}_0\\ n_1\end{array}\right],$ 由此得到， $A_{2\×1}=\left[\begin{array}{c}{a}_0\\ a_1\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}1& 2\\ 2& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}V\\ I\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_0\\ n_1\end{array}\right].$

如前所述， $N_{2\×1}=\left[\begin{array}{c}{n}_0\\ n_1\end{array}\right]$ 表示传感器输出模型的静态基准，也就是传感器在射频电源输出功率为零的状态下的输出值。当射频电源输出功为零时，射频传输线上的电压V和电流I均为零。这样，根据上述传感器输出模型得到此时传感器输出为： $A_{2\×1}=N_{2\×1}=\left[\begin{array}{c}{n}_0\\ n_1\end{array}\right].$

由上可知，由于传感器输出模型的静态基准N_2×1的数值会随时间变化，即 $N_{2\×1}=f\left(t\right)=\left[\begin{array}{c}{n}_0\left(t\right)\\ n_1\left(t\right)\end{array}\right],$ N_2×1为与时间有关的变量矩阵。也就是说，对于同一传感器，不同时刻所得到的传感器输出模型的静态基准N_2×1的数值并不相同，若以一个恒定的常量矩阵来进行后续计算，则计算得到的射频传输线上的电压V和电流I的值与其各自的实际值之间存在偏差。因此，为了精确地得到传输线上的电压V和电流I的值，应该在不同时刻测量传感器输出模型的静态基准N_2×1的数值，并在紧接下来的工艺/工序过程中采用该静态基准值来计算传输线上的电压V和电流I的值。 

下面以包括多道工序的工艺过程为例对本发明提供的阻抗匹配方法进行详细说明。 

首先，在第一工艺间隙时间(即，第一道工序启动之前，此时射频电源输出功率为零)，选取t₀时刻读取传感器的输出 $A_{2\×1}=\left[\begin{array}{c}0\\ 0\end{array}\right].$ 根据前述公式 $A_{2\×1}=N_{2\×1}=\left[\begin{array}{c}{n}_0\\ n_1\end{array}\right]$ 可知，此时传感器的输出A_2×1即为该t₀时刻传感器输出模型的静态基准N_2×1，也就是说，此时传感器的输出为 $A_{2\×1}=N_{2\×1}=\left[\begin{array}{c}0\\ 0\end{array}\right].$ 这样，在紧接下来的工艺过程(即，第一道工序)中，以t₀时刻的静态基准值 $N_{2\×1}=\left[\begin{array}{c}0\\ 0\end{array}\right]$ 作为传感器输出模型在第一道工序过程中的静态基准值。于是，在紧接下来的第一道工序中，传感器输出模型 $A_{2\×1}=\left[\begin{array}{c}{a}_0\\ a_1\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}1& 2\\ 2& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}V\\ I\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_0\\ n_1\end{array}\right]$ 就简化为  $A_{2\×1}=\left[\begin{array}{c}{a}_0\\ a_1\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}1& 2\\ 2& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}V\\ I\end{array}\right].$ 根据简化后的传感器输出模型求得RF传输线上的电压V和电流I，进而求得实际负载阻抗，并据此调节匹配器中的可调阻抗元件，以在第一道工序过程中实现阻抗匹配。 

然后，进入第二次工艺间隙时间(即，第一道工序结束之后，第二道工序开始之前，此时射频电源输出功率为零)，选取t₁时刻读取传感器的输出 $A_{2\×1}=\left[\begin{array}{c}0.005\\ 0.005\end{array}\right].$ 根据前述公式 $A_{2\×1}=N_{2\×1}=\left[\begin{array}{c}{n}_0\\ n_1\end{array}\right]$ 可知，此时传感器的输出A_2×1即为该时刻传感器输出模型的静态基准N_2×1的数值，也就是说，此时传感器的输出为 $A_{2\×1}=N_{2\×1}=\left[\begin{array}{c}0.005\\ 0.005\end{array}\right].$ 这样，在紧接下来的工艺过程(即，第二道工序)中，以t₁时刻的静态基准N_2×1的数值作为传感器输出模型在第二道工序过程中的静态基准值。于是，在紧接下来的第二道工序中，传感器输出模型  $A_{2\×1}=\left[\begin{array}{c}{a}_0\\ a_1\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}1& 2\\ 2& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}V\\ I\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_0\\ n_1\end{array}\right]$ 就变换为 $A_{2\×1}=\left[\begin{array}{c}{a}_0\\ a_1\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}1& 2\\ 2& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}V\\ I\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}0.005\\ 0.005\end{array}\right],$ 根据该式求得RF传输线上的电压V和电流I，进而求得实际负载阻抗，并据此调节匹配器中的可调阻抗元件，以在第二道工序过程中实现阻抗匹配。 

然后，进入第三次工艺间隙时间(即，第二道工序结束之后，第三道工序开始之前，此时射频电源输出功率为零)，选取t₂时刻读取传感器的输出 $A_{2\×1}=\left[\begin{array}{c}0.008\\ 0.008\end{array}\right].$ 根据前述公式 $A_{2\×1}=N_{2\×1}=\left[\begin{array}{c}{n}_0\\ n_1\end{array}\right]$ 可知，此时传感器的输出A_2×1即为该时刻传感器输出模型的静态基准N_2×1的 数值，也就是说，此时传感器的输出为 $A_{2\×1}=N_{2\×1}=\left[\begin{array}{c}0.008\\ 0.008\end{array}\right].$ 这样，在紧接下来的工艺过程(即，第三道工序)中，以t₂时刻的静态基准N_2×1的数值作为传感器输出模型在第三道工序过程中的静态基准值。于是，在紧接下来的第三道工序中，传感器输出模型  $A_{2\×1}=\left[\begin{array}{c}{a}_0\\ a_1\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}1& 2\\ 2& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}V\\ I\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_0\\ n_1\end{array}\right]$ 就变换为 $A_{2\×1}=\left[\begin{array}{c}{a}_0\\ a_1\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}1& 2\\ 2& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}V\\ I\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}0.008\\ 0.008\end{array}\right],$ 根据该式求得RF传输线上的电压V和电流I，进而求得实际负载阻抗，并据此而调节匹配器中的可调阻抗元件，以在第三道工序过程中实现阻抗匹配。 

以此类推，在每一次工艺间隙，测量传感器输出模型的静态基准N_2×1，将其作为紧接下来的工艺/工序过程中的传感器输出模型的静态基准值，并以此进行RF传输线上的电压V和电流I；而不是像背景技术中所述的那样，在整个工艺过程中采用一个固定不变的静态基准值，并以此来计算RF传输线上的电压V和电流I。因此，采用本发明提供的方法可以准确地计算出上述电压和电流值，并且据此计算得到的阻抗值也更为准确，这样就可以稳定、高效并准确地将阻抗匹配器与等离子体腔室二者的总阻抗调整为50Ω，即，快速准确地实现射频电源内部阻抗与负载阻抗的匹配，以使射频电源的输出功率全部施加到等离子体腔室，从而可快速高效地使等离子体起辉，并快速高效地实施等离子体处理工艺。 

此外，本发明还提供一种等离子体处理设备，其包括工艺腔室、置于工艺腔室上方的电感耦合线圈、经由匹配器与所述电感耦合线圈相连的射频电源等。并且，该等离子体处理设备应用了前述本发明提供的阻抗匹配方法，以实现等离子体处理设备中的阻抗匹配。具体匹配方法及过程如前所述，在此不再赘述。 

可以理解的是，以上实施方式仅仅是为了说明本发明的原理而采用的示例性实施方式，然而本发明并不局限于此。对于本领域内 的普通技术人员而言，在不脱离本发明的精神和实质的情况下，可以做出各种变型和改进，这些变型和改进也视为本发明的保护范围。 

Claims (10)

1.一种阻抗匹配方法，用于对等离子体处理设备中的射频电源的内部阻抗和负载阻抗进行匹配，其特征在于，所述方法包括：

静态基准值获取步骤：在工艺间隙时间，读取传感器在射频电源输出功率为零的状态下的输出值，并将其作为在紧接下来的工序过程中的传感器输出模型中的静态基准值；

阻抗匹配步骤：在所述工序过程中，根据传感器输出模型、所述静态基准值和传感器的输出而得到实际负载阻抗，并据此调节匹配器中的可调阻抗元件，以实现等离子体处理设备中的阻抗匹配；

重复执行所述静态基准值获取步骤和阻抗匹配步骤，直至整个工艺过程结束。

2.根据权利要求1所述的阻抗匹配方法，其特征在于，在所述阻抗匹配步骤之前还包括建立传感器输出模型的步骤：即，根据传感器内部电路结构及有关参数，预先建立表示所述传感器的输出同射频传输线上的电压V和电流I之间的关系的传感器输出模型。

3.根据权利要求2所述的阻抗匹配方法，其特征在于，所述传感器输出模型为

其中，A_n×1为传感器的输出，V和I分别表示射频传输线上的电压和电流，

为常系数矩阵，为表示静态基准的常数矩阵，n的取值以及M_nx2取决于传感器中模拟电路的内部结构，m₁₁、m₁₂...m_n2、n₀、n₁...n_n为与传感器中模拟电路的内部结构有关的常数。

4.根据权利要求3所述的阻抗匹配方法，其特征在于，所述阻抗匹配步骤具体包括下述步骤：

20)读取所述传感器在射频电源输出工艺所需功率的状态下的输出值A_n×1；

30)根据所述传感器输出模型、静态基准值以及在步骤20)中所读取的传感器输出值A_n×1，计算得到射频传输线上的电压V和电流I；

40)根据射频传输线上的电压V和电流I，计算得到实际负载阻抗；以及

50)根据射频电源的内部阻抗和实际负载阻抗，调节匹配器中的可调阻抗元件，以实现等离子体处理设备中的阻抗匹配。

5.根据权利要求4所述的阻抗匹配方法，其特征在于，在所述步骤30)中，将所述传感器输出模型变形得到

并将所述静态基准值以及在步骤20)中所读取的传感器输出值A_n×1代入其中，计算得到射频传输线上的电压V和电流I，其中的

为M_n×2的逆矩阵并且也是常系数矩阵，n的取值以及E_2×n取决于传感器中模拟电路的内部结构，e₁₁、e₁₂...e_n2为与传感器中模拟电路的内部结构有关的常数。

6.根据权利要求4所述的阻抗匹配方法，其特征在于，在所述步骤50)中，计算出射频电源的内部阻抗和实际负载阻抗之间的差值，并借助于电机或拨盘来调节可调阻抗元件，从而实现等离子体处理设备中的阻抗匹配。

7.根据权利要求1所述的阻抗匹配方法，其特征在于，所述可调阻抗元件包括可调电容和/或可调电感。

8.根据权利要求1所述的阻抗匹配方法，其特征在于，所述传感器包括彼此独立的电流传感器和电压传感器。

9.根据权利要求1所述的阻抗匹配方法，其特征在于，所述传感器为电流电压联合传感器。

10.一种等离子体处理设备，包括工艺腔室、置于工艺腔室上方的电感耦合线圈、经由匹配器与所述电感耦合线圈相连的射频电源，其特征在于，所述等离子体处理设备应用了所述权利要求1-9中任意一项所述的阻抗匹配方法，以实现等离子体处理设备中的阻抗匹配。

Images