CN101960727A - 预编码mimo传输的接收器参数协方差估计 - Google Patents

Abstract

公开了一种用于估计信号损伤的基于模型的技术，其可适应各种发射信号配置，包含闭环发射分集信号和预编码MIMO信号。在示范方法中，对于至少包括根据第一天线加权向量从第一和第二天线发射的第一数据流的接收合成信息信号构造损伤模型。损伤模型包含通过对应的缩放参数缩放的一个或多个模型项，其中模型项捕获传播信道效应，并与第一天线加权向量无关，并且其中缩放参数捕获第一天线加权向量的效应。使用损伤模型计算损伤协方差的参数估计。

Description

预编码MIMO传输的接收器参数协方差估计

技术领域

本发明一般涉及无线通信系统，并且更具体地说，涉及用于采用预编码多输入多输出(MIMO)传输的无线通信系统中协方差估计的参数系统和方法。

背景技术

扩展频谱通信系统在本领域是众所周知的并被广泛采用。很适合用于扩展频谱系统——诸如在IS-95，IS-2000(cdma2000)和第三代合作伙伴项(3GPP)宽带码分多址(W-CDMA)规范中标准化的那些——的一类接收器是线性干扰白化(LIW)接收器。LIW接收器除了收集用于检测的信号能量还抑制干扰。一种形式的LIW接收器是横向码片均衡器；另一个是广义耙式接收器。耙式接收器根据其耙样结构得出它的名字，其中多个接收器“耙指”用于接收所接收多径信号中的多个信号图像。通过在加权耙式组合器中相干地组合耙指输出，常规耙式接收器可使用多径接收来改进接收信号的信号与干扰加噪声比(SINR)。广义耙式(G-Rake)接收器使用更完善的一代组合权重相比常规耙式接收器改进了干扰抑制性能。

近来，在3GPP规范的版次7中已经标准化了2×2多输入多输出(MIMO)技术。称为双发射自适应阵列(D-TxAA)的标准化方案类似于可选择按天线速率控制(S-PARC)，只是自适应酉阵预编码(unitary precoding)应用于每一个数据流，在这种情况下，应用于一个或两个高速下行链路共享信道(HS-DSCH)数据流中的每个。

D-TxAA可被视为之前标准化的闭环模式1(CL-1)发射分集方案的扩展，因为从用于CL-1的相同码本选择用于每一个D-TxAA数据流的预编码向量(它们将数据流映射到多个发射天线)。然而，与CL-1对比，D-TxAA包含两种操作模式——单流模式和双流模式。在单流模式，来自CL-1码本的四个可能预编码向量之一应用于单个数据流。在双流模式，预编码向量的正交对(再次从CL-1码本中选择)应用于这两个数据流。使用预编码对接收器有重大影响，并且具体地说，使LIW接收器诸如耙式接收器的设计复杂化。

3GPP W-CDMA规范的较早版本(即版次7以前)定义了两种发射分集模式：CL-1和称为STTD的开环模式。转让给本申请受让人并通过参考全部结合于本文中的由Cairns等人(Cairns申请)在2004年3月12提交的题为“Method and Apparatus for Parameter Estimation in a Generalized Rake Receiver”的美国专利申请No.10/800,167(公布号US 2005/0201447)公开了一种用于发射分集系统中广义耙式接收器的解决方案。该解决方案描述了一种估计用于形成广义耙式组合权重的损伤协方差矩阵的参数方法。该参数方法将损伤协方差估计为项的总和，包含用于每个发射天线的单独项以及对应于噪声与其它小区干扰之和的项。

这个解决方案适用于开环发射分集模式。在开环模式，使特定符号周期期间对应于每个发射天线的损伤不相关，因为从不同的天线发射不同的符号。然而，在闭环模式，移动终端规定相位偏移，并且主要天线发射相同符号，并且同时辅助天线以规定的相位偏移发射相同符号。在这种情况下，由于每个发射天线而引起的损伤高度相关。这种相关可用于改进干扰抑制和接收器性能。转让给本申请受让人并通过参考全部结合于本文中的由Jonsson等人(Jonsson申请)在2007年5月21日提交的题为“Receiver Parametric Covariance Estimation for Transmit Diversity”的美国专利申请No.11/751,109公开了一种估计考虑了从第一和第二天线同时发射相同符号的损伤协方差矩阵的参数方法。在这种方法中，采用两个发射天线的系统的损伤协方差矩阵被公式化为七项之和，包含对应于每一个发射天线的项、噪声与其它小区干扰项，加上对应于CL-1码本中四个可能预编码向量的四个附加项。利用通过使以参数模型化的损伤协方差适合测量的损伤协方差而确定的拟合参数来对这些项加权。暗含的假设是，如果一个或多个预编码向量不由小区中的任何用户使用，则对应的拟合参数理想地将被估计为0。

在Jonsson申请中描述的CL-1协方差估计方法适用于只将根据预编码向量映射的单个数据流传送到两个(或更多)天线。相比之下，在D-TxAA中，可同时发射两个数据流，其中两个数据流共享同一集合的信道化码。这产生了附加自干扰，称为码再使用干扰，其影响损伤协方差的公式化。在Jonsson的公式化中不考虑码再使用，因为在CL-1中曾经仅发射一个数据流。

而且，在Jonsson描述的解决方案中，计算对应于CL-1码本中四个可能预编码向量中的每个预编码向量的损伤项，因为接收器通常没有发射器利用哪些预编码向量(除了它自己)的知识。如上面所提到的，如果一个或多个预编码向量实际上未由至少一个其它相同小区用户利用，则对应于那个项的拟合参数理想地应该被估计为0。在这种情况下，则不必构造损伤项。因为构造损伤项在计算上要求很高，所以一个或多个损伤项的任何不必要的构造都是不希望有的。在一个或多个预编码向量未被利用的情况下的相关问题是损伤协方差矩阵被过度模型化(over-modeled)，这潜在地可导致对于拟合参数估计和所得到的不良性能的众所周知的问题。

发明内容

本发明提供使用可适应各种发射信号配置(包含闭环发射分集信号和预编码MIMO信号)的基于模型的技术来估计一个或多个所关注的接收信号的信号损伤协方差的方法和设备。根据本文描述和要求的一个或多个实施例，提供考虑了耙指或均衡器抽头之间损伤相关性的广义耙式和码片均衡的参数形式。在示范方法中，对于至少包括根据第一天线加权向量从第一和第二天线发射的第一数据流的接收合成信息信号构造损伤模型。损伤模型包含通过对应的缩放参数缩放的一个或多个模型项，其中模型项捕获传播信道效应，并且与第一天线加权向量无关，以及其中缩放参数捕获第一天线加权向量的效应。使用损伤模型来计算损伤协方差的参数估计。

另一个实施例涉及用于发射分集无线通信系统中移动终端的无线通信接收器。接收器包含：无线电前端电路，配置成提供至少包含根据第一天线加权向量从第一和第二天线同时发射的第一数据流的所关注的接收信号。接收器电路配置成执行用于估计损伤协方差的本文描述的一个或多个方法。

附图说明

图1是无线通信系统的功能框图。

图2是配置成处理至少从第一和第二发射天线发射的接收信号的示范符号级LIW接收器的功能框图。

图3是配置成处理至少从第一和第二发射天线发射的接收信号的示范码片级LIW接收器的功能框图。

图4是例证所发射信号的合成的框图。

图5是估计所关注接收信号的损伤协方差的示范方法的流程图。

图6是根据本发明一个或多个实施例估计预编码信息信号的流特定损伤协方差的方法的流程图。

图7是估计用于CQI估计的损伤协方差的示范方法的流程图。

具体实施方式

图1描绘了采用闭环发射分集、诸如CL-1和/或诸如根据D-TxAA规范的多输入多输出(MIMO)传输的示范无线通信系统100。在无线电接入网(RAN)102内，无线电网络控制器(RNC)104控制多个基站收发器站(BTS)106，在本领域也称为节点B。每个节点B 106给称为小区的地理区域内的订户移动终端112提供无线电通信服务，小区可被分成扇区，如图1所描绘的。RNC 104与核心网络(CN)114通信，核心网络114又连接到一个或多个外部网络116，诸如公共交换电话网(PSTN)、因特网等等。

本文相对于WCDMA标准，包含下面更全面描述的CL-1规范和用于D-TxAA的规范，来描述本发明的实施例。然而，本发明不限制于此，并且本文公开和要求的发明概念可有利地应用于大量发射分集系统。

每个基站106至少包含主要发射天线108和辅助发射天线110(或按小区或按扇区，取决于网络100配置)，如图2中所示。基站106可使用两个天线108、100发射信息信号，诸如预编码语音信号或预编码高速下行链路分组接入(HSDPA)数据信号。相关于主要天线108上发射的信号来对辅助天线110上发射的信号加权，其中发射权重可仅包括相位偏移，或更一般地说，可包括既具有相位又具有幅度的复量。所采用的相位偏移可由来自移动终端112的反馈确定，由此形成闭环发射分集系统。

作为一个非限制示例，在称为CL-1的WCDMA标准中，辅助天线的相对相位(θ_i)是45、135、225或315度，或者

弧度，其中i＝1，2，3，4。一般而言，两个发射天线可应用有不同的滤波器，它们可引入不同的相位、幅度和延迟特性。通常采用具有共同延迟的单抽头滤波器，使得两个发射天线由不同复天线权重值来表征。

除了信息信号，基站从每个发射天线108、110发射导频信道。导频信道包括一系列导频符号。在一些实施例中，主要发射天线108使用由特定长度码加扰的链接的256沃尔什码发射QPSK导频符号序列s_p(k)。在WCDMA标准中，导频符号取相同值

样本可被视为纯实数或纯虚数，如在转让给本申请受让人并通过参考全部结合于本文中的Bottomley等人的在1999年12月21日发布的美国专利No.6,005,887“DESPREADING OF DIRECT SEQUENCE SPREAD SPECTRUM COMMUNICATIONS SIGNALS”中所描述的。对于辅助发射天线110，使用相同的沃尔什码和相同的扰码。然而，导频符号值由序列M_k修改，使得发送M_ks_p(k)。例如，每帧的时隙0中的序列M_k由下式给出：

{M_k；k＝1，10}＝+1，-1，-1，+1，+1，-1，-1，+1，+1，-1.

由此，在每两个符号周期(512码片)持续时间内，来自主要天线108和辅助天线110的导频信号是正交的。这可被视为使用长度为512的超级符号(称为非交叠符号周期)的两个导频信道。相反，每个256码片集合对应于交叠导频符号周期。

一般而言，分配给主要和辅助天线上导频的基站功率可能不同。为了反映这方面，引入功率分配参数γ_p(0)和γ_p(1)。这些量取0与1之间的值，表示分别分配给主要和辅助天线上导频的总导频功率的分数。对于相等导频功率分配的特殊情况，γ_p(0)＝γ_p(1)＝0.5。

存在两种主要类型的LIW接收器架构。一种使用符号级均衡，其通常基于最大似然估计技术。这种类型的接收器包含图2中以框图形式例证的广义耙式接收器200。无线电处理器202根据接收信号生成码片样本，接收信号包含基站106处从天线108和110发射的信息信号。码片样本被提供给耙指布局电路204，其确定用于解扩在相关单元206中接收的CDMA信号的“耙指延迟”，通常包含多径延迟。耙指延迟还被提供到权重计算机208，其计算用于在组合器210中组合解扩值以产生软值或符号值估计的组合权重。

另一种类型的LIW接收器是码片级均衡器，其通常包含最小均方差(MMSE)横向码片均衡300，如在图3中以框图形式例证的。无线电处理器302根据接收信号生成码片样本。码片样本被提供到抽头布局电路304，其确定用于有限脉冲响应(FIR)滤波器306的与多径延迟相关的抽头延迟。所选的抽头延迟还被提供给计算FIR滤波器306的滤波器系数(或权重)的权重计算器308。FIR滤波器306对码片样本进行滤波以产生由相关器310解扩以产生符号估计的信号。

两种类型的LIW接收器200、300依赖于协方差矩阵的估计。在最大似然广义耙式处理的情况下，协方差矩阵是损伤协方差矩阵。在基于MMSE的处理的情况下，使用数据协方差矩阵，其与损伤协方差矩阵紧密相关。根据本文描述的实施例，构造损伤模型，损伤模型一般包含通过对应的缩放参数缩放的若干模型项。正如将在下面示出的一样，模型项可构造成使得每个与用于发射信息信号的天线加权向量(预编码向量)无关。天线加权向量的效应由缩放参数捕获。在一些实施例中，可计算缩放参数，或可根据众所周知的技术，通过使损伤模型适合所测量的损伤协方差或数据协方差来联合估计(拟合)缩放参数。为了方便起见，相对于广义耙式接收器和损伤协方差矩阵描述这个过程。然而，在码片均衡器情况下使用数据协方差矩阵是完全类似的。

为了提供损伤模型的详细论述的上下文，这里提供了由版次7高速分组接入(HSPA)规范中的3GPP标准化的D-TxAA MIMO方案的附加背景。图4中示出了该方案的高级视图。在版次6(非MIMO)HSPA中，理论最大下行链路数据速率是14.4Mbps，这是使用15个码、16-QAM和码率1获得的。当信道条件保证时，用D-TxAA，通过并行发射第二个单独编码的数据流，这个峰值速率可加倍到28.8Mbps。通常，这发生在高信噪比(SNR)处和信道满秩时。在亏秩情形和/或较低SNR时，第二数据流可关闭，如图中所指示的，使得只发射单个数据HSPA数据流。

D-TxAA使用使用预编码权重矩阵B应用于HS-DSCH数据流的酉阵预编码形式。应用于每个流的权重向量(B的列)从用于在版本99中定义的闭环模式1(CL-1)发射分集选项的四个仅相位权重的相同码本得出：

$u_i=\frac{1}{\sqrt{2}}\left[\begin{array}{c}1\\ e^{j\frac{\mathrm{\π}}{4}(2i-1)}\end{array}\right],i=\mathrm{1,2,3,4}---\left(1\right)$

本领域技术人员将认识到，虽然在当前所标准化的D-TxAA中使用仅相位权重，但是MIMO传输更一般情况也可使用幅度加权。另外，从中得出权重向量的码本决不限于四个条目。

无论如何，对于单流D-TxAA发射的情况，权重向量是CL-1码本中四个可能向量中的单个向量。对于双流发射情况，所用的两个权重向量选择成正交；因此，B是酉阵。相对于在公式(1)中所定义的CL-1码本，由此正交配对是(1，3)和(2，4)及其置换。

用这个结构，基本上存在对应于B的不同选项和不同模式的8个不同发射器模式——4个单流模式和4个双流模式。单流模式由下式定义：

B∈{[u₁ 0]，[u₂ 0]，[u₃ 0]，[u₄ 0]}      (2)

并且双流模式由下式定义：

B∈{[u₁ u₃]，[u₂ u₄]，[u₃ u₁]，[u₄ u₂]}.(3)

用户设备(UE)通过最大化某种度量、诸如数据速率、SINR、每流的接收功率等等，进行“最佳”发射器模式的选择。UE通过在高速专用物理控制信道(HS-DPCCH)上发射到节点B的称为预编码控制信息(PCI)的反馈，指示其优选预编码配置。PCI反馈405通知节点B中的调度器数据流优选数量和优选预编码权重向量。节点B在下行链路高速共享控制信道(HS-SCCH)上用信号通知实际使用的预编码矩阵B以及实际发射的流数。这个信息用于配置UE中的接收器。

如在图4中可看到的一样，在每个天线上多个不同的信号形成发射的合成信号。这些包含如下项：在块420使用矩阵B预编码的一个或两个高速下行链路共享信道(HS-DSCH)数据流410；在块440可使用矩阵V使用CL-1发射分集来配置的若干专用信道信号(例如语音和/或控制)，包含语音信号430；以及未预编码的若干其它开销信号450(例如导频、语音、控制等)。预编码矩阵V由下式给出：

$V=\left[\begin{array}{cccc}{v}_1& v_2& \·\·\·& v_{K_v}\end{array}\right],---\left(4\right)$

其中K_v是在CL-1发射分集中配置的专用信道数。每个预编码向量(V的列)由CL-1码本中4个可能向量之一给出。

重要的是要注意，当发射器配置在双流模式时，对于两个流使用相同集合的信道化(扩展)码。这产生了必须由接收器解决的自干扰。换句话说，当接收器解调每个流时，它必须抑制来自另一个流的干扰。

本发明的各种实施例开发了表示与给定预编码信号相关联的协方差项的新办法。这种方法允许接收器更容易地考虑各种信号的任意预编码配置，同时相比先前的解决方案降低了复杂度，并避免了过度模型化的问题。

考虑根据表示为u＝[u₁ u₂]^T的任意预编码向量发射的任一个发射信号(HS-DSCH或专用信道信号)。对应于预编码向量u的“有效”中间信道响应可由下式给出：

${\hat{g}}^{\mathrm{eff}}=u_1{\hat{g}}_1+\sqrt{\frac{{\mathrm{\γ}}_p\left(1\right)}{{\mathrm{\γ}}_p\left(2\right)}}{u}_2{\hat{g}}_2,---\left(5\right)$

其中

是与发射天线1(Tx1)相关联的信道估计(中间响应)，

是与发射天线2(Tx2)相关联的信道估计(中间响应)，γ_p(1)是分配给天线1的总导频功率的分数(值在0与1之间)，并且γ_p(2)是分配给天线2的总导频功率的分数(值也在0与1之间)。

接下来，与利用预编码向量u的发射信号相关联的损伤项可表示为的函数形式在上面论述的Cairns和Jonsson申请中给出了，并取决于脉冲波形自相关函数以及中间响应信道估计。这个矩阵中的元素对应于耙指对。例如，对于耙指f₁(与延迟d_f1和接收天线l₁相关联)和对于耙指f₂(与延迟d_f2和接收天线l₂相关联)，对应的矩阵元素由下式给出：

$r(f_1,f_2)=\underset{p_1=0}{\overset{P-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{p_2=0}{\overset{P-1}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{g}}^{\mathrm{eff}}(p_1,l_1){\left({\hat{g}}^{\mathrm{eff}}(p_2,l_2)\right)}^{*}$

$\·\underset{k\≠0}{\underset{k=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}}x(d_{f_1}-{\mathrm{\τ}}_{p_1}-k{T}_c)x^{*}(d_{f_2}-{\mathrm{\τ}}_{p_2}-k{T}_c)---\left(6\right)$

其中P是路径数，是对应于与接收天线l和路径延迟τ_p相关联的预编码向量u的有效中间响应信道系数，x(τ)是码片脉冲波形自相关函数，并且T_c是码片周期。

在Jonsson申请中，对于CL-1码本中4个条目中每个构造协方差项

即对于i＝1，2，3，4，u＝u_i。在此公开的是按如下生成的损伤项的新形式。首先，将公式(5)代入公式(6)得出r(f₁，f₂)的如下备选形式：

$r(f_1,f_2)={\left|u_1\right|}^2\stackrel{\·}{r_{11}}(f_1,f_2)$

$+{\left|u_2\right|}^2\left(\frac{{\mathrm{\γ}}_p\left(1\right)}{{\mathrm{\γ}}_p\left(2\right)}\right)r_{22}(f_1,f_2)$

$+\mathrm{Re}\left[u_1{u}_2^{*}\right]\sqrt{\frac{{\mathrm{\γ}}_p\left(1\right)}{{\mathrm{\γ}}_p\left(2\right)}}{r}_{12}^{+}(f_1,f_2)---\left(7\right)$

$+\mathrm{jIm}\left[u_1{u}_2^{*}\right]\sqrt{\frac{{\mathrm{\γ}}_p\left(1\right)}{{\mathrm{\γ}}_p\left(2\right)}}{r}_{12}^{-}(f_1,f_2)$

其中：

$r_{12}^{+}(f_1,f_2)=r_{12}(f_1,f_2)+r_{12}^{*}(f_2,f_1)$

$r_{12}^{-}(f_1,f_2)=r_{12}(f_1,f_2)-r_{12}^{*}(f_2,f_1).---\left(8\right)$

令m₁和m₂各索引发射天线1或2，出现在公式(7)和(8)中的协方差项

对应于第(m₁，m₂)对Tx天线，并由下式给出：

$r_{m_1{m}_2}(f_1,f_2)=\underset{p_1=0}{\overset{P-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{p_2=0}{\overset{P-1}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{g}}_{m_1}(p_1,l_1){\hat{g}}_{m_2}^{*}(p_2,l_2)$

$\·\underset{k\≠0}{\underset{k=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}}x(d_{f_1}-{\mathrm{\τ}}_{p_1}-k{T}_c)x^{*}(d_{f_2}-{\mathrm{\τ}}_{p_2}-k{T}_c).---\left(9\right)$

其中

是与发射天线m₁、接收天线l₁和路径延迟τ_p1相关联的信道估计(中间响应)，并且

是与发射天线m₂、接收天线l₂和路径延迟τ_p2相关联的信道估计(中间响应)。

公式(7)和(8)由此提供对应于3个发射天线对(1，1)、(2，2)和(1，2)的协方差项。本领域的技术人员将注意到，r₁₁(f₁，f₂)和r₂₂(f₁，f₂)各是仅与单个发射天线(分别是Tx1和Tx2)相关联的传播信道估计的函数。相反，r₁₂(f₁，f₂)是与两个发射天线相关联的信道估计的函数。

在下文中，由所有耙指f₁和f₂的元素

组成的满矩阵被表示为

使用这个记号，连同公式(7)和(8)，损伤项的新形式

由下式给出：

$R\left({\hat{g}}^{\mathrm{eff}}\right)={\left|u_1\right|}^2{R}_{11}+$

$+{\left|u_2\right|}^2\left(\frac{{\mathrm{\γ}}_p\left(1\right)}{{\mathrm{\γ}}_p\left(2\right)}\right)R_{22}$

$+\mathrm{Re}\left[u_1{u}_2^{*}\right]\sqrt{\frac{{\mathrm{\γ}}_p\left(1\right)}{{\mathrm{\γ}}_p\left(2\right)}}{R}_{12}^{+},---\left(10\right)$

$+\mathrm{jIm}\left[u_1{u}_2^{*}\right]\sqrt{\frac{{\mathrm{\γ}}_p\left(1\right)}{{\mathrm{\γ}}_p\left(2\right)}}{R}_{12}^{-}$

其中

$R_{12}^{+}=R_{12}+R_{12}^H$

$R_{12}^{-}=R_{12}-R_{12}^H---\left(11\right)$

并且R₁₂ ^H表示矩阵R₁₂的厄密转置。

因此，不是使用Jonsson参考中所示的公式(6)构造损伤项

对于i＝1，2，3，4，u＝u_i，而是使用公式(9)构造3个基本矩阵项R₁₁、R₂₂和R₁₂。这个操作仅需要进行一次(对于给定集合的信道条件)，因为3个基本项不是预编码权重的函数。换句话说，在公式(10)中给出的3个损伤项与预编码向量权重无关。

为了构建包含来自所有发射信号的贡献的总损伤协方差矩阵，仅需要的是，对于每个组成发射信号，以不同方式缩放和组合这三个基本项(比较简单的操作)。由此，对于任何预编码情形，可以使用相同损伤模型项。缩放/组合将与各个单独信号相关联的预编码向量和功率分配考虑进去。

从而，与合成发射信号相关联的总损伤协方差矩阵的新参数形式由下式给出：

$R={\mathrm{\α}}_1{R}_{11}+{\mathrm{\α}}_2{R}_{22}+{\mathrm{\α}}_{12}^{+}{R}_{12}^{+}+j{\mathrm{\α}}_{12}^{-}{R}_{12}^{-}+{\mathrm{\βR}}_N,---\left(12\right)$

其中R_N是模型化噪声加上其它小区干扰的损伤项。相关联的缩放参数β捕获这个损伤的能量。

如果第一和第二HS-DSCH数据流分别根据b₁＝[b₁₁ b₂₁]^T和b₂＝[b₁₂ b₂₂]^T进行预编码，并且应用于K个语音信号中第k个语音信号的预编码向量表示为v_k＝[v_1k v_2k]^T，则公式(12)中的其它四个缩放参数由下式给出：

${\mathrm{\α}}_1=\frac{1}{{\mathrm{\γ}}_p\left(1\right)N_p}[{\mathrm{\Γ}}_{D/P}({\mathrm{\γ}}_d\left(1\right){\left|b_{11}\right|}^2+{\mathrm{\γ}}_d\left(2\right){\left|b_{12}\right|}^2)+{\mathrm{\Γ}}_{V/P}\underset{k=1}{\overset{K_v}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\γ}}_v\left(k\right){\left|v_{1k}\right|}^2+{\mathrm{\γ}}_o\left(1\right){\mathrm{\Γ}}_{O/P}+{\mathrm{\γ}}_p\left(1\right)]$

${\mathrm{\α}}_2=\frac{1}{{\mathrm{\γ}}_p\left(2\right)N_p}[{\mathrm{\Γ}}_{D/P}({\mathrm{\γ}}_d\left(1\right){\left|b_{21}\right|}^2+{\mathrm{\γ}}_d\left(2\right){\left|b_{22}\right|}^2)+{\mathrm{\Γ}}_{V/P}\underset{k=1}{\overset{K_v}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\γ}}_v\left(k\right){\left|v_{2k}\right|}^2+{\mathrm{\γ}}_o\left(2\right){\mathrm{\Γ}}_{O/P}+{\mathrm{\γ}}_p\left(2\right)]$

${\mathrm{\α}}_{12}^{+}=\frac{1}{N_p\sqrt{{\mathrm{\γ}}_p\left(1\right){\mathrm{\γ}}_p\left(2\right)}}[{\mathrm{\Γ}}_{D/P}\left({\mathrm{\γ}}_d\left(1\right)\mathrm{Re}\right[b_{11}{b}_{21}^{*}]+{\mathrm{\γ}}_d\left(2\right)\mathrm{Re}[b_{12}{b}_{22}^{*}\left]\right)+{\mathrm{\Γ}}_{V/P}\underset{k=1}{\overset{K_v}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\γ}}_v\left(k\right)\mathrm{Re}[v_{1k}{v}_{2k}^{*}\left]\right]$

${\mathrm{\α}}_{12}^{-}=\frac{1}{N_p\sqrt{{\mathrm{\γ}}_p\left(1\right){\mathrm{\γ}}_p\left(2\right)}}[{\mathrm{\Γ}}_{D/P}\left({\mathrm{\γ}}_d\left(1\right)\mathrm{Im}\right[b_{11}{b}_{21}^{*}]+{\mathrm{\γ}}_d\left(2\right)\mathrm{Im}[b_{12}{b}_{22}^{*}\left]\right)+{\mathrm{\Γ}}_{V/P}\underset{k=1}{\overset{K_v}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\γ}}_v\left(k\right)\mathrm{Im}[v_{1k}{v}_{2k}^{*}\left]\right]---\left(13\right)$

其中N_p表示用于导频信号的扩展因子(通常256)，Г_x/P是分配给信号类型x的总功率与分配给两个发射天线上导频信号的总功率之比(对于HS-DSCH数据x＝D，对于语音信号x＝V，并且对于开销信号x＝O)，并且γ_x(k)表示对于导频信号(x＝p)、语音信号(x＝v)和开销(overhead)信号(x＝o)，分配给每个用户/天线的类型x功率的分数。对于数据信号(x＝d)的情况，γ_d(k)表示流之间的数据功率分配；由此，对于单流发射，γ_d(1)＝1并且γ_d(2)＝0。通常，对于双流发射，γ_d(1)＝γ_d(2)＝0.5，即，与数据相关联的能量在两个流之间均匀划分。

本领域的技术人员将认识到，发射器的预编码配置完全由上面公式化中的缩放参数α₁、α₂、α₁₂ ⁺和α₁₂ ^-反映。这意味着，当预编码配置改变时，例如，发射器在单流与双流发射之间切换时，或者当由不同语音用户使用的预编码向量改变时，仅参数值改变。接收器的总体结构在损伤项数方面不改变。不管实际信号配置如何，可以相同方式构造基本矩阵项R₁₁、R₂₂、R₁₂和R_N。(由R₁₂容易计算R₁₂ ⁺和R₁₂ ^-。)然后，可根据已知技术(例如根据在上面论述的Cairns申请中描述的技术)估计5个对应的缩放参数α₁、α₂、α₁₂ ⁺、α₁₂ ^-和β。不管预编码配置如何都可使用这个相同过程。由此，接收器结构对于各种信号所用的实际预编码是“盲的”。缩放参数估计将自动捕获，而无论存在什么损伤颜色。本领域技术人员将认识到，相比在Cairns申请中描述的方法，估计的参数较少，并且构造的矩阵较少。

在图5中由此描绘了可使用上述模型的、估计与所接收合成信息信号相关联的损伤协方差的示范方法500。所描述的方法特别适用于处理包含根据预编码向量从两个或更多天线发射的至少一个分量的接收信号。然而，本领域的技术人员将认识到，该方法也适应非预编码信号。通过简单地将这些信号视为天线加权向量[1，0]^T或[0，1]^T相关联、通过支持所描述的损伤模型的理论适应这些非预编码信号。

方法500开始于块510，其中计算分别对应于第一和第二发射天线的第一和第二损伤模型项。这些项R₁₁和R₂₂是与相应天线相关联的传播信道估计(通常是中间信道响应估计)的函数，并还取决于码片脉冲波形自相关函数。可根据公式(9)计算R₁₁和R₂₂元素；用于执行这个通式的计算的细节，包含用于处理公式(9)的无限求和的技术，是众所周知的，并在上面论述的Cairns申请和Jonsson申请中给出了。

在块520，基于与两个发射天线都相关联的传播信道估计，计算第三损伤模型项R₁₂。还可根据公式(9)计算R₁₂元素。一旦计算了R₁₂，就可根据公式(11)将它容易地分解成分量R₁₂ ⁺和R₁₂ ^-。

类似地，可根据众所周知的技术，诸如在Cairns和Jonsson申请中描述的技术，计算表示噪声和其它小区干扰的噪声项R_N，如在块530所示出的。

在块540，测量损伤协方差或数据协方差以提供信号损伤的粗略估计或“快照”。本领域技术人员将认识到，测量损伤协方差还是数据协方差将取决于接收器实现。通常，广义耙式接收器配置成使用导频信道数据执行损伤协方差测量。可通过将多个样本数据向量(对应于耙指输出的向量元素)的外积求和来获得所测量的数据协方差，即：

${\tilde{R}}_{\mathrm{meas}}=\underset{m}{\mathrm{\Σ}}y\left(m\right)y^H\left(m\right),---\left(14\right)$

其中m是时间索引。

在块550，确定缩放损伤模型项的参数的“瞬时”值。本领域技术人员将认识到，公式(13)中的若干量很可能是未知的。然而，可通过使模型项的加权和适合所测量的协方差(或数据协方差，但是在这种情况下，拟合公式必须包含对应于净信道响应外积的附加项)来估计缩放参数的值。可使用最小平方或其它拟合方法，将具有复量的公式视为两个实值公式，这在本领域是公知的。一旦已经确定了缩放参数的瞬时值，就可在缩放参数值的连续估计上附加地对它们进行平滑或滤波，以降低估计噪声。

一旦已经确定了缩放参数的值，就可将它们应用于参数协方差模型项以生成损伤协方差估计，如在块560所示的。如果

和

表示拟合的(以及可选地平滑的)缩放参数值，则估计的损伤协方差由下式给出：

${\hat{R}}_u={\widehat{\mathrm{\α}}}_1{R}_{11}+{\widehat{\mathrm{\α}}}_2{R}_{22}+{\widehat{\mathrm{\α}}}_{12}^{+}{R}_{12}^{+}+j{\widehat{\mathrm{\α}}}_{12}^{-}{R}_{12}^{-}+\widehat{\mathrm{\β}}{R}_N.---\left(15\right)$

例如可使用估计的协方差生成用于信号检测的组合权重来估计信道质量(例如估计或预测信号与噪声和干扰或其它信道质量度量)等等，如在块570所示的。可周期性地重复该过程，诸如在每个WCDMA时隙，如在块580所示的，以使协方差估计动态适应变化的信道条件和干扰分布图。

如上面提到的，由图5方法产生的所估计损伤协方差可用于产生处理权重，诸如用于广义耙式接收器耙指的组合权重，及其它。用于检测具体信号的组合权重取决于发射一个还是两个流。对于单流模式，通过求解公式系统可以获得组合权重W^single：

${\hat{R}}_u{w}^{\sin \mathrm{gle}}=h_{\mathrm{eff}}\left(b\right),---\left(16\right)$

其中h_eff(b)指示取决于预编码向量b的“有效”净信道系数，并由下式给出：

$h_{\mathrm{eff}}\left(b\right)=b_1{h}_1+b_2\sqrt{\frac{{\mathrm{\γ}}_p\left(1\right)}{{\mathrm{\γ}}_p\left(2\right)}}{h}_2,---\left(17\right)$

其中h_m是与第m个发射天线(m＝1或2)相关联的净信道响应，并且b₁、b₂是b的元素。净响应向量h_m的元素对应于给定耙指。例如，对于(与延迟d_f和接收天线l相关联的)耙指f，对应的向量元素由下式给出：

$h_m\left(f\right)=\underset{p=0}{\overset{P-1}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{g}}_m(p,l)x(d_f-{\mathrm{\τ}}_p),---\left(18\right)$

其中P是路径数，

是与发射天线m、接收天线l和路径延迟τ_p相关联的信道估计(中间响应)，并且x(τ)是码片脉冲波形自相关函数。(本领域技术人员将认识到，b在此是用于单流模式的上面所述的B的第一列。本领域技术人员还将认识到，相同方法适用于从单个天线发射的信号，因为在这种情况下b等于[1，0]^T或[0，1]^T。)

另一方面，在双流模式，同时发射两个数据流，在WCDMA系统中均共享相同集合的信道化码。这造成了附加交叉流干扰(在WCDMA系统中，这可称为码再使用干扰)，其影响与每一个同时发射的流相关的损伤协方差。

可通过在公式(1)中向参数协方差R公式化添加附加项来考虑这个交叉流干扰。对于第一数据流(流1)的情况，交叉流干扰由于第二流(流2)引起，由此损伤协方差矩阵由下式给出：

$R_{\mathrm{stream}1}=R+{\mathrm{\α}}_{\mathrm{PC}}\left(2\right)h_{\mathrm{eff}}\left(b_2\right)h_{\mathrm{eff}}^H\left(b_2\right).---\left(19\right)$

类似地，对于流2的情况，码再使用干扰由于流1引起，由此协方差矩阵由下式给出：

$R_{\mathrm{stream}2}=R+{\mathrm{\α}}_{\mathrm{PC}}\left(1\right)h_{\mathrm{eff}}\left(b_1\right)h_{\mathrm{eff}}^H\left(b_1\right).---\left(20\right)$

在这些表达式中，量α_PC(1)和α_PC(2)分别是分配给流1和2的每符号标准化每码能量。令n索引流，第n个流的每码能量由下式给出：

${\mathrm{\α}}_{\mathrm{PC}}\left(n\right)=\left(\frac{1}{{\mathrm{\γ}}_p\left(1\right)N_p}\right)\left(\frac{N_s}{K}\right){\mathrm{\γ}}_d\left(n\right){\mathrm{\Γ}}_{D/P},---\left(21\right)$

其中N_s是用于HS-DSCH的扩展因子(通常是16)，并且K是用于每个数据流的扩展码数(对于两个流相同)。量h_eff(b_n)是对应于第n个流的有效净响应向量，并由下式给出：

$h_{\mathrm{eff}}\left(b_n\right)=b_{1n}{h}_1+b_{2n}\sqrt{\frac{{\mathrm{\γ}}_p\left(1\right)}{{\mathrm{\γ}}_p\left(2\right)}}{h}_2.---\left(22\right)$

图6例证了在给出了先前的流特定模型的情况下，用于获得双流情形下损伤协方差的流特定估计的过程。在块160，估计诸如根据公式(15)的广义损伤协方差。可根据图5中例证的方法500获得的这个广义损伤协方差可直接应用于上面所述的单流情形。在块610，基于流2的每码能量和流2的有效净响应，计算捕获由流2引起的、对流1的交叉流干扰的项，这又取决于对应于流2的天线加权向量(预编码向量)。最后，在块630，例如根据公式(19)计算流特定损伤协方差估计。

例如可使用流特定损伤协方差估计

和

来根据下式计算用于检测第一和第二数据流的组合权重：

${\hat{R}}_{\mathrm{stream}1}{w_1}^{\mathrm{dual}}=h_{\mathrm{eff}}\left(b_1\right)$

${\hat{R}}_{\mathrm{stream}2}{w_2}^{\mathrm{dual}}=h_{\mathrm{eff}}\left(b_2\right).---\left(23\right)$

类似地，根据众所周知的技术，可使用流特定损伤协方差估计连同对应的有效净信道响应来计算每一个数据流的流特定信号与干扰加噪声比(SINR)。例如可使用这些SINR向服务基站报告信道质量信息。

在备选方法中，可根据所估计的数据协方差矩阵计算流特定最小均方差(MMSE)组合权重。根据第一和第二数据流中每个数据流的上述损伤协方差估计和交叉流干扰项来计算数据协方差矩阵。由此：

$R_d=\hat{R}+{\mathrm{\α}}_{\mathrm{PC}}\left(1\right)h_{\mathrm{eff}}\left(b_1\right)h_{\mathrm{eff}}^H\left(b_1\right)+{\mathrm{\α}}_{\mathrm{PC}}\left(2\right)h_{\mathrm{eff}}\left(b_2\right)h_{\mathrm{eff}}^H\left(b_2\right).---\left(24\right)$

所估计的数据协方差矩阵然后可用于根据下式计算流特定组合权重：

R_dw₁ ^dual＝h_eff(b₁)

R_dw₂ ^dual＝h_eff(b₂).      (25)

上述技术可略微调整以便于对于不同于当前采用情形的信号发射情形，即，对于投射发射情形(projected transmission scenario)，估计SINR或其它信道质量度量。类似地，甚至当移动台根本未被调度用于下行链路传输时，对于投射发射情形也可使用该技术来估计SINR。例如，上面所估计的R_stream1和R_stream2对应于使用特定预编码向量集合(b₁和b₂)的特定活动发射(active transmission)情形(双流)。为了信道质量指示符(CQI)估计目的，接收器通常可考虑不同于当前所用模式的若干发射器模式。例如，当前模式可以是公式(3)中所示的4个可能双流模式之一；然而，接收器必须也准备用于公式(2)中所示的4个可能单流模式中的一个或多个单流模式的CQI报告。这种要求出现在UMTS标准的版次7中，其中要求用户设备(UE)周期性地准备单流CQI报告(称为类型B报告)，而不管UE的当前或优选模式如何。

在准备这种CQI估计时，接收器通常形成损伤协方差矩阵的参数估计。由于为上面损伤协方差模型定义的缩放参数α₁、α₂、α₁₂ ⁺和α₁₂ ^-是发射模式的函数(单流或双流，以及所采用的特定预编码矩阵B)，简单地使用上面估计的所估计损伤协方差是不准确的。如果正在准备CQI估计的模式不同于当前模式，则将发生不匹配。

存在多种可能的方法来估计不同于当前活动情形的发射情形的损伤协方差。图7例证了用于形成任意期望模式的损伤协方差矩阵的过程；可根据众所周知的技术，使用所得到的损伤协方差矩阵来产生对应的CQI信息。

该过程开始于块710，其中确定期望模式的发射器模式信息。这例如可从存储在UE中的、包含有关所有可能发射器模式的信息的查找表获得。这种发射器模式信息例如规定数据流数和预编码矩阵(B)。

在块720，或者通过假设、估计、使用标称值，或者通过来自基站的明确的较高层发信号通知，获得附加发射器模式信息。这个附加发射器模式信息可包含：所采用的扩展码数(K)；以及数据导频功率比(Г_D/P)、语音导频功率比(Г_v/p)和开销导频功率比(Г_o/p)。附加发射器模式信息还可包含语音用户的预编码矩阵(V)和语音功率分布(γ_v(i)。具体地说，这种信息对于UE来说可能不是详细了解的，因此可以使用标称值。在一个实施例中，UE可假设预编码矩阵具有CL-1码本中的所有4个可能条目，即，V＝[u₁ u₂ u₃ u₄]，并且在4个虚拟语音用户当中功率分布相等，即，对于i＝1，2，3，4，γ_v(i)＝1/4。最后，必须知道、估计或假设流上的数据功率分布(γ_s(1)和γ_s(2))、天线上的导频功率分布(γ_p(1)和γ_p(2))以及导频信道的扩展因子(N_p)和数据信道的扩展因子(N_s)。

接下来，在块730，获得对应于每个发射天线的信道估计

在块740，这些信道估计用于使用上面的公式(9)计算损伤模型项R₁₁、R₂₂和R₁₂，使用公式(11)计算R₁₂ ⁺和R₁₂ ^-，以及R_N。

在块750，使用公式(13)和在块710和720获得的信息计算α₁、α₂、α₁₂ ⁺和α₁₂ ^-的值。β的值可从一些备选方式获得。例如，可使用基于先前一个或多个时隙(例如平滑值)为β估计的值。备选地，如果UE当前正在解调在与正在准备CQI估计的模式不同的模式中配置的HS-DSCH，则对于解调和CQI均可使用相同β。这是准确的，因为β值不是模式特定的。

在块760，使用在块740计算的项以及在块750计算的参数，使用公式(12)，计算损伤协方差矩阵

的参数估计。如果期望模式是单流模式，则损伤协方差的估计是完整的。否则，如在块770所示，该过程继续计算流特定损伤协方差。

从而，在块780，计算每个流的有效净响应向量h_eff(b_n)，如在公式(22)中，并计算对应于每个流的每码能量(α_PC(n))，如在公式(21)中。最后，在块790，使用公式(19)和(20)，计算每个数据流的损伤协方差的参数估计

在一些情况下，计算缩放参数所需的某些项可以是未知的，并且可能无疑要准备估计。例如，有关发射天线上语音信道分布的详细信息可能是未知的。在一些实施例中，然后，对于当前模式(例如根据图5的方法)估计的拟合参数可被再使用，以便形成与UE正在准备CQI估计的潜在不同模式对应的损伤协方差矩阵。在这些实施例中，对应于投射发射情形的天线加权向量可用于计算有效净信道响应估计和/或流特定损伤协方差估计。在某些情形下，这种捷径招致对性能仅有非常微小的负面影响，同时在复杂度上提供了显著降低。

在又一个实施例中，如果缩放参数已经适合当前调度的情形，则发射情形的效应可“取消”缩放参数估计，并且基于投射发射情形形成新的估计。本领域的技术人员将认识到，在仔细检查了公式(13)中的缩放参数表达式后，如果当前使用的调度矩阵(B)、总数据导频码能量比(Г_D/P)、数据流之间的功率分配(γ_d)、发射天线之间的导频功率分配(γ_d)和导频扩展因子(N_p)对于当前情形是已知的，则可通过去除当前天线加权向量的影响，并代替投射情形的加权向量，来重新估计每个缩放参数。如果当前对于下行链路传输调度移动接收器，则这些项中的每项一般对于移动接收器都是已知的，或可使用已知技术容易地估计。

由此，在用于估计投射发射情形(即，不同于当前调度的发射情形的情形)的SINR的方法的一些实施例中，移动接收器可根据本发明模型化损伤协方差，并使缩放参数适合所测量的数据。所得到的拟合参数将反映实际的预编码向量。使用估计的数据/导频能量比以及流/天线分配比的已知值和实际的预编码向量，移动接收器然后可使用投射预编码情形的预编码向量，根据拟合参数重新计算新缩放参数。在基于重新计算的缩放参数计算这个投射情形的损伤协方差估计之后，移动接收器然后可使用新的估计计算SINR——这将反映投射预编码情形的SINR。对于附加情形可根据需要重复这个过程。

虽然本文按照本小区干扰描述的，但是本发明可使用模型项来应用于模型化其它小区干扰。例如，每主要干扰基站的单个其它小区协方差项可被添加到公式(1)，如在Cairns申请中所描述的。附加或备选地，多个协方差项可被添加到对于其它小区中正在使用的发射分集的计数。可处理软切换，再次如在Cairns申请中所描述的。虽然本文按照下行链路接收进行描述的，但是本发明也可应用于上行链路。

本发明的实施例由此提供对于符号级(广义耙式)和码片级(码片均衡器)LIW接收器的改进干扰抑制，这两种接收器是WCDMA系统中先进接收器的两个主要架构。本领域技术人员将认识到，根据本发明技术的LIW接收器的具体设计以及结合这种接收器使用的相关联命名可根据所涉及的网络标准改变，但是这种改变对于理解或说明本发明不是密切相关的。而且，应该理解，本文例证和论述的网络和无线电装置被简化了；实际实现很可能将具有本文中为清晰起见而省略的附加实体。

不过，示范移动终端112包含分别在图2和3中例证的示范接收器电路200或300之一或二者。可使用各种处理电路，包含A/D转换器、滤波器、DSP或其它数字处理器、存储器等等，来实现这些接收器电路。在至少一个示范实施例中，移动终端112包含一个或多个DSP和/或专用集成电路(ASIC)或其它可编程器件以实现包含图2中所例证的广义耙式接收器的接收器112。处理电路可配置成包含执行本文描述的一个或多个方法的处理逻辑。由此应该理解，至少一部分本发明的功能性可实施为以微码形式存储的计算机指令、固件、软件等。

更一般地说，根据具体设计的需要，可以用硬件、软件或实质上它们的任何组合来实现本发明。虽然本文已经相关于具体特征、方面及其实施例描述了本发明，但是要明白，在本发明的广泛范围内，各种改变、修改和其它实施例是有可能的，并且从而，所有改变、修改和实施例都要被视为在本发明的范围内。目前的实施例因此在所有方面都要被视为例证性的，而非限制的，并且在所附权利要求书的意义和等效范围内的所有改变都旨在被包含其中。

Claims (25)

1.一种估计与至少包括根据第一天线加权向量从第一和第二天线发射的第一数据流的接收合成信息信号相关联的损伤协方差的方法，所述方法包括：

构造包含通过对应的缩放参数缩放的一个或多个模型项的损伤模型，其中所述模型项捕获传播信道效应，并与所述第一天线加权向量无关，并且其中所述缩放参数捕获所述第一天线加权向量的效应；及

使用所述损伤模型计算所述损伤协方差的参数估计。

2.如权利要求1所述的方法，其中构造损伤模型包括计算作为对应于所述第一天线的第一传播信道估计的函数的第一损伤模型项，作为对应于所述第二天线的第二传播信道估计的函数的第二损伤模型项，以及作为第一和第二传播信道估计两者的函数的第三损伤模型项，其中所述第一、第二和第三损伤模型项中的每个都与所述第一天线加权向量无关。

3.如权利要求2所述的方法，其中构造损伤模型还包括：测量与所述接收合成信息信号相关联的损伤协方差或数据协方差，并使用测量的损伤协方差或数据协方差以及计算的所述第一、第二和第三损伤模型项估计对应于所述第一、第二和第三损伤模型项的第一、第二和第三缩放参数的值。

4.如权利要求2所述的方法，其中构造损伤模型还包括：计算作为第一和第二传播信道估计的函数的第四损伤模型项以及对应于噪声的第五损伤模型项，并使用测量的损伤协方差或数据协方差以及计算的第一、第二、第三、第四和第五损伤模型项估计对应于第一、第二、第三、第四和第五损伤模型项的第一、第二、第三、第四和第五缩放参数的值。

5.如权利要求1所述的方法，还包括计算作为所述损伤协方差的所述参数估计和对应于所述第一天线和第二天线的传播信道估计的函数的处理权重。

6.如权利要求5所述的方法，其中所述处理权重包括组合权重供符号级均衡器之用。

7.如权利要求5所述的方法，其中所述处理权重包括滤波器权重供码片级均衡器之用。

8.如权利要求1所述的方法，还包括计算作为所述损伤协方差的所述参数估计的函数的信号与干扰加噪声比(SINR)估计。

9.如权利要求1所述的方法，还包括至少基于对应于投射发射信号配置的第二天线加权向量计算投射损伤协方差估计。

10.如权利要求9所述的方法，其中计算投射损伤协方差估计包括：基于所述第二天线加权向量修订所述缩放参数，并基于修订的缩放参数计算所述投射损伤协方差估计。

11.如权利要求1所述的方法，

其中所述合成信息信号包括根据第二天线加权向量从主要和辅助发射天线发射的第二数据流；

其中构造损伤模型包括：作为对应于所述第一天线和第二天线的传播信道估计和所述第二天线加权向量的函数构造对应于所述第二数据流的交叉流干扰项；并且

其中计算所述损伤协方差的参数估计包括：基于所述损伤模型和对应于所述第二数据流的所述交叉流干扰项计算所述第一数据流的所述损伤协方差的流特定估计。

12.如权利要求11所述的方法，还包括：计算作为所述损伤协方差的所述流特定估计的函数的流特定组合权重，供所述第一数据流的符号级均衡和检测之用。

13.如权利要求11所述的方法，还包括：计算作为所述损伤协方差的所述流特定估计的函数的流特定信号与干扰加噪声比(SINR)。

14.如权利要求1所述的方法，其中所述合成信息信号包括根据第二天线加权向量从主要和辅助发射天线发射的第二数据流；并且其中构造的损伤模型省略了任何交叉流干扰项，所述方法还包括：

作为所述损伤协方差的所计算参数估计、对应于所述第一数据流的第一交叉流干扰项和对应于所述第二数据流的第二交叉流干扰的函数计算数据协方差估计；以及

作为所述数据协方差估计和对应于所述第一数据流的有效净信道响应的函数计算所述第一数据流的流特定组合权重。

15.一种无线通信接收器，包括：

无线电前端电路，配置成接收合成信息信号，所述合成信息信号至少包括根据第一天线加权向量从第一和第二天线发射的第一数据流；以及

一个或多个处理电路，配置成：

构造包含通过对应的缩放参数缩放的一个或多个模型项的损伤模型，其中所述模型项捕获传播信道效应并与所述第一天线加权向量无关，并且其中所述缩放参数捕获所述第一天线加权向量的效应；以及

使用所述损伤模型计算所述损伤协方差的参数估计。

16.如权利要求15所述的无线通信接收器，其中所述一个或多个处理电路配置成：通过计算作为对应于所述第一天线的第一传播信道估计的函数的第一损伤模型项，作为对应于所述第二天线的第二传播信道估计的函数的第二损伤模型项，以及作为所述第一和第二传播信道估计两者的函数的第三损伤模型项，来构造损伤模型，其中所述第一、第二和第三损伤模型项中的每个都与所述第一天线加权向量无关。

17.如权利要求16所述的无线通信接收器，其中所述一个或多个处理电路还配置成：通过测量与所述接收合成信息信号相关联的损伤协方差或数据协方差，并使用测量的损伤协方差或数据协方差以及计算的第一、第二和第三损伤模型项估计对应于第一、第二和第三损伤模型项的第一、第二和第三缩放参数的第一值，来构造损伤模型。

18.如权利要求15所述的无线通信接收器，其中所述一个或多个处理电路还配置成：计算作为所述损伤协方差的所述参数估计和对应于所述第一和第二天线的传播信道估计的函数的处理权重。

19.如权利要求18所述的无线通信接收器，其中所述一个或多个处理电路包括符号级均衡器，并且其中所述处理权重包括组合权重供所述符号级均衡器之用。

20.如权利要求15所述的无线通信接收器，其中所述一个或多个处理电路还配置成：计算作为所述损伤协方差的所述参数估计的函数的信号与干扰加噪声比(SINR)估计。

21.如权利要求15所述的无线通信接收器，其中所述一个或多个处理电路还配置成至少基于对应于投射发射信号配置的第二天线加权向量计算投射损伤协方差估计。

22.如权利要求21所述的无线通信接收器，其中所述一个或多个处理电路配置成：通过基于所述第二天线加权向量修订所述缩放参数，并基于修订的缩放参数计算所述投射损伤协方差估计，来计算所述投射损伤协方差估计。

23.如权利要求15所述的无线通信接收器，其中所述合成信息信号包括根据第二天线加权向量从所述主要和辅助发射天线发射的第二数据流，其中所述一个或多个处理电路配置成：

通过作为对应于所述第一和第二天线的传播信道估计以及所述第二天线加权向量的函数构造对应于所述第二数据流的交叉流干扰项来构造所述损伤模型；以及

通过基于对应于所述第二数据流的所述交叉流干扰项和所述损伤模型计算所述第一数据流的所述损伤协方差的流特定估计来计算所述损伤协方差的参数估计。

24.如权利要求23所述的无线通信接收器，还包括符号级均衡器，其中所述一个或多个处理电路还配置成：作为所述损伤协方差的所述流特定估计的函数计算流特定组合权重，供所述第一数据流的符号级均衡和检测之用。

25.如权利要求15所述的无线通信接收器，其中所述合成信息信号包括根据第二天线加权向量从所述主要和辅助发射天线发射的第二数据流；并且其中构造的损伤模型省略了任何交叉流干扰项，并且其中所述一个或多个处理电路还配置成：

作为所述损伤协方差的所计算参数估计、对应于所述第一数据流的第一交叉流干扰项和对应于所述第二数据流的第二交叉流干扰的函数计算数据协方差估计；以及

作为所述数据协方差估计和对应于所述第一数据流的有效净信道响应的函数计算所述第一数据流的流特定组合权重。

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