CN101958700A - 一种脉宽调制控制电路 - Google Patents

Abstract

一种脉宽调制控制电路，属于电力电子控制电路，解决现有脉宽调制控制电路存在调制误差及其随参考信号频率升高而增大的问题。本发明包括第一、第二复位积分模块，模拟反相器，第一、第二数字反相器；第一和第二复位积分模块各自均由第一、第二积分器，保持器，第一、第二比较器和R-S触发器构成。本发明电路简单，实现方便，便于集成，将PWM调制与控制相结合，改善输出波形质量，在冲量意义下，各开关周期之间输出信号与控制参考信号没有误差累积，每个开关周期内输出信号冲量与控制参考信号冲量相等，在开关输入信号大范围波动时能保持开关输出稳定，大大地提高控制精度和动态跟踪能力，可用于各种开关电源变换器的PWM波产生与系统控制。

Description

一种脉宽调制控制电路

技术领域

本发明属于电力电子控制电路，具体涉及一种脉宽调制控制电路，用于正、负双向波形互补调制的各种开关电源变换器的PWM波产生与系统控制。

背景技术

目前广泛采用三角波或锯齿波对参考信号进行调制，产生脉宽调制波。这种调制方式的主要缺点是调制误差大，不能实现冲量相等。为了提高系统抗干扰能力而实现稳定输出，从控制角度考虑，目前采用的典型控制方法是引入多环负反馈，具体就是把反馈信号与前馈信号同时送入控制器以产生调制信号，再用调制信号与锯齿波或三角波进行比较产生PWM波。采用三角波调制和多环反馈系统控制的PWM控制电路有两个主要问题：(1)调制误差比较大而且不可避免，其直接结果是带来较大的波形畸变；(2)因控制系统复杂而影响系统可靠性。对于多环系统来说，要求内环的带宽应远远小于开关工作频率，外环的带宽又要低于内环带宽。结果要么使各环之间带宽设置得太近，影响系统的稳定性；要么使各环之间的带宽分开，使系统的工作速度受到影响。可以说，采用现有的PWM和控制电路较大幅度地提高调制控制质量、改善输出波形、提高控制性能已经没有太大的空间。因此，研究新的高精度电力电子系统PWM控制电路与技术，不仅是电力电子装置与系统控制中有共性的科学理论问题，也是实际应用需要。

自PWM提出至今有关PWM控制电路的研究一直没有停止过。在这一领域的研究也出现过一些标志性的成果和成功的应用。而采用积分复位技术实现PWM控制较成功的技术，当属单周控制。

2000年7月4日6,084,450美国专利申请公报公布了一种具有单周期响应的PWM控制器(单周控制)。它采用一个积分器，一个比较器，可以在一个周期内响应，并不需要重调控制线路中的积分器，并有接近恒定的开关频率。它通过强制积分复位获得开关变量和控制的参考之间在每个周期误差为零。

从调制原理来看，单周控制属于典型的脉宽调制，它是PWM控制中采用积分复位方法成功的例子。单周控制方法有许多优点，但它依然存在固有的调制误差。具体说主要问题有：(1)它在各周期之间的确没有调制误差累积，但在每一个时钟周期内部依然存在调制误差。(2)在控制参考信号频率较高时，如参考信号中含谐波次数较高时，开关周期内调制误差会随之增大。

因此采用单周控制来实现对于任意信号波形动态跟踪，必然会产生误差和波形畸变，而这种畸变会随信号频率增加而加大。

发明内容

本发明提供一种脉宽调制控制电路，解决现有脉宽调制控制电路存在调制误差以及调制误差随参考信号频率升高而增大的问题，采用双复位积分器对称互补工作方式分别对正、负调制波进行调制，以提高调制、控制精度。

本发明的一种脉宽调制控制电路，包括第一复位积分模块、第二复位积分模块、模拟反相器、第一数字反相器和第二数字反相器，其特征在于：

所述第一复位积分模块和第二复位积分模块结构相同，各自均由第一积分器、第二积分器、保持器、第一比较器、第二比较器和R-S触发器构成；

第一积分器对直流电压信号输入端输入直流电压信号u_i进行积分，积分结果送到保持器的输入端和第一比较器的一个输入端，比较信号u_c从比较信号输入端送到第一比较器的另一个输入端，第一比较器将第一积分器积分输出与比较信号u_c进行比较的结果送到R-S触发器的复位端，R-S触发器的端为第一积分器的复位端提供复位信号，R-S触发器的Q端为控制信号输出端；

第二积分器对控制参考信号输入端输入的控制参考信号u_r进行积分，积分结果送到第二比较器，与保持器的输出信号进行比较，比较结果分别送到R-S触发器的置位端、第二积分器的复位端和保持器的复位端；

所述第一复位积分模块和第二复位积分模块直流电压信号输入端连接在一起，输入直流电压信号u_i；第一复位积分模块和第二复位积分模块比较信号输入端连接在一起，输入比较信号u_c；

第一复位积分模块的控制参考信号输入端输入控制参考信号u_r；控制参考信号u_r经模拟反相器反相后，再送到第二复位积分模块的控制参考信号输入端；

第一复位积分模块中R-S触发器的开关信号输出端输出的开关信号分成两路，一路直接输出到第一电子开关，另一路送到第一数字反相器，第一数字反相器输出反相开关信号到第二电子开关；

第二复位积分模块中R-S触发器的开关信号输出端输出的开关信号分成两路，一路直接输出到第三电子开关，另一路送到第二数字反相器，第二数字反相器输出反相开关信号到第四电子开关。

如图1、图2所示，本发明的调制控制原理可作如下描述：其中逆变器输入直流电压信号u_i、输出交流电压信号u_o、控制参考信号u_r、比较信号u_C，S1、S2、S3、S4分别为第一～第四电子开关。

期望的情况是：

(1)在非常小的时间间隔内，u_o与u_r的冲量严格相等或成比例；

(2)当u_i波动时，可以直接影响并改变PWM波，使得在小的时间间隔内，u_o与u_r的冲量依然严格相等或成比例。

在控制参考信号u_r的正半周，第三电子开关S3始终断开，第四电子开关S4始终闭合，控制第一电子开关S1、第二电子开关S2互补导通。从图1和图2可知，电路输入为直流电压u_i、输出为交流电压u_o、控制参考信号u_r、比较信号u_c。它们之间应满足关系

$u_c={\∫}_0^{T_k}{s}_{1f}{u}_i\mathrm{dt}={\∫}_0^{d_k{T}_k}{u}_i\mathrm{dt}={\∫}_0^{d_k{T}_k}{u}_o\mathrm{dt}={\∫}_0^{T_k}{u}_r\mathrm{dt}---\left(1\right)$

式中，T_k为第k个积分周期，在T_k内，开关S1导通的占空比为d_k，S2导通占空比为(1-d_k)，S_1f为开关函数，且有

$s_{1f}=\left\{\begin{array}{cc}1& 0<t<d_k{T}_k\\ 0& d_k{T}_k<t<T_k\end{array}\right.;$

式(1)又可以写为

$u_c={\&Integral;}_0^{d_k{T}_k}{u}_o\mathrm{dt}$

(2)

$u_c={\&Integral;}_0^{T_k}{u}_r\mathrm{dt}$

式(1)或式(2)表明：只要用两个积分器分别对u_o和u_r积分，每次积分到u_c后，对积分器复位，就可以实现u_o和u_r的冲量相等。

在式(1)中，如果u_c为常量且T_k非常小，式(1)又可以写为

$u_c={\&Integral;}_0^{d_k{T}_k}{u}_o\mathrm{dt}=d_k{T}_k{u}_o={\&Integral;}_0^{T_k}{u}_r\mathrm{dt}=T_k{u}_r;---\left(3\right)$

或

d_ku_o＝u_r                                           (4)

式(3)中T_k为常数，就是单周控制的时钟周期。式(3)和式(4)还表明：在每一个T_k内开关输出u_o与控制参考信号u_r相等或成比例。这就是单周控制的结论。

由此可见，单周控制只是式(1)在u_c为常数，T_k非常小且u_o、u_r在T_k内可以视为常数情况下的特例。而在u_o、u_r变化时，采用固定周期(单周控制)，不可能使式(1)得到满足。即开关输出信号u_o与控制参考信号u_r之间冲量不可能严格相等或成比例。这就是单周控制的误差产生机理。

本发明控制原理波形示意图如图3所示，从上至下分别是逆变器输入直流电压信号u_i的波形、直流电压信号u_i在d_kT_k期间的积分波形、控制参考信号u_r在T_k期间的积分的波形、逆变器输出交流电压信号u_o的冲量、控制参考信号u_r的冲量。

本发明第一复位积分模块I用于对控制参考信号u_r正半周进行调制控制，第二复位积分模块II用于对控制参考信号u_r负半周进行调制控制，整个周期实现对称互补调制控制。第一复位积分模块I输出控制信号和反相控制信号控制桥臂上第一电子开关S1和第二电子开关S2的互补通断；第二复位积分模块II输出控制信号和反相控制信号控制桥臂上第三电子开关S3和第四电子开关S4的互补通断。

在控制参考信号u_r的正半周，第三电子开关S3始终断开，第四电子开关S4始终闭合。第一复位积分模块I中的第一积分器和第二积分器同时分别对输入直流电压信号u_i、控制参考信号u_r积分；第一积分器先结束积分过程，第二积分器后结束积分，第二积分器结束积分时刻也是两个积分器同时开始新的一次积分的时刻。第一积分器输出与比较信号u_c比较时，当第一积分器输出小于比较信号u_c时，第一比较器输出为“0”，R-S触发器的R端为“0”，S端也为“0”，R-S触发器的Q端为“1”，

端输出为“0”，第一电子开关S1闭合，第二电子开关S2断开，u_o＝U_i；当第一积分器输出大于等于比较信号u_c时，R-S触发器的R端为“1”，S端仍然为“0”，R-S触发器的Q端为“0”，

端输出也为“1”，第一电子开关S1断开，第二电子开关S2闭合，u_o＝0；

端输出也为“1”还对第一积分器复位并停止积分，第一积分器复位前的积分输出保存到保持器中，同时，R-S触发器的R端被置为“0”，R-S触发器处于保持状态。当第二积分器输出大于等于保持器的输出值时，第二比较器输出“1”，R-S触发器的R端为“0”，S端仍然为“1”，R-S触发器的Q端为“1”，使第一电子开关S1闭合，第二电子开关S2断开，u_o＝u_i，同时对第二积分器复位，也对保持器复位。重新开始下一轮积分过程。

在控制参考信号u_r的负半周，第一电子开关S1始终断开，第二电子开关S2始终闭合。第二复位积分模块II中的第一积分器和第二积分器同时分别对输入直流电压信号u_i、控制参考信号u_r积分；第一积分器先结束积分，第二积分器后结束积分，第二积分器结束积分时刻也是两个积分器同时开始新的一次积分的时刻。第一积分器输出与比较信号u_c比较时，当第一积分器输出小于比较信号u_c时，第一比较器输出为“0”，R-S触发器的R端为“0”，S端也为“0”，R-S触发器的Q端为“1”，

端输出为“0”，第三电子开关S3闭合，第四电子开关S4断开，u_o＝U_i；当第一积分器输出大于等于比较信号u_c时，R-S触发器的R端为“1”，S端仍然为“0”，R-S触发器的Q端为“0”，

端输出也为“1”，第三电子开关S3断开，第四电子开关S4闭合，u_o＝0；

端输出也为“1”还对第一积分器复位并停止积分，第一积分器复位前的积分输出保存到保持器中，同时，R-S触发器的R端被置为“0”，R-S触发器处于保持状态。当第二积分器输出大于等于保持器的输出值时，第二比较器输出“1”，R-S触发器的R端为“0”，S端仍然为“1”，R-S触发器的Q端为“1”，使第三电子开关S3闭合，第四电子开关S4断开，u_o＝u_i，同时对第二积分器复位，也对保持器复位。重新开始下一轮积分过程。

本发明控制电路简单，实现方便，便于集成，将PWM调制与控制相结合，用于改善PWM控制器的控制特性，改善输出波形质量，在冲量意义下，使输出信号与控制参考信号之间不仅各开关周期之间没有误差累积，而且在每个开关周期内也真正实现了输出信号冲量与控制参考信号冲量严格相等。在开关输入信号大范围波动时能保持开关输出稳定，大大地提高控制精度和动态跟踪能力。

附图说明

图1为本发明电路结构示意图；

图2为应用本发明的逆变器主电路；

图3为本发明工作原理波形示意图；

图4为复位积分器示意图；

图5为比较器示意图；

图6为保持器示意图；

图7(a)第一复位积分模块第一积分器输出波形；

图7(b)第一复位积分模块第二积分器输出波形；

图7(c)第二复位积分模块第一积分器输出波形；

图7(d)第二复位积分模块第二积分器输出波形；

图8(a)第一复位积分模块第一积分器输出展开后波形；

图8(b)第一复位积分模块第二积分器输出展开后波形；

图8(c)第二复位积分模块第一积分器输出展开后波形；

图8(d)第二复位积分模块第二积分器输出展开后波形；

图9(a)第一电子开关S1控制信号；

图9(b)第二电子开关S2控制信号；

图9(c)第三电子开关S3控制信号；

图9(d)第四电子开关S4控制信号；

图10(a)控制参考信号波形；

图10(b)直流母线电压波形；

图10(c)滤波前逆变器输出电压波形；

图10(d)滤波后负载电压波形；

图10(e)负载电流波形；

图11直流母线电压实验波形；

图12积分器、保持器输出实验波形；

图13逆变器滤波前输出电压实验波形；

图14滤波后负载电压实验波形。

具体实施方式

如图1所示，本发明包括第一复位积分模块I、第二复位积分模块II、模拟反相器、第一数字反相器和第二数字反相器。

第一复位积分模块I和第二复位积分模块II结构相同，各自均由第一积分器、第二积分器、保持器、第一比较器、第二比较器和R-S触发器构成；

第一复位积分模块I和第二复位积分模块II直流电压信号输入端连接在一起，输入直流电压信号u_i；第一复位积分模块I和第二复位积分模块II的比较信号输入端连接在一起，输入比较信号u_c；

第一复位积分模块I控制参考信号输入端输入控制参考信号u_r；控制参考信号u_r经模拟反相器反相输入第二复位积分模块II控制参考信号输入端；

第一复位积分模块I中R-S触发器的控制信号输出端输出控制信号分成两路，一路直接输出到第一电子开关S1，另一路送到第一数字反相器，第一数字反相器输出反相控制信号到第二电子开关S2；

第二复位积分模块II中R-S触发器的控制信号输出端输出控制信号分成两路，一路直接输出到第三电子开关S3，另一路送到第二数字反相器，第二数字反相器输出反相控制信号到第四电子开关S4。

图2为应用本发明的逆变器主电路，其中直流电压信号u_i由整流、滤波后的供电电源供给，S1、S2、S3、S4分别为第一～第四电子开关，可用IGBT，或用MOSFET实现，本例中采用4只型号为W8NB100的MOSFET构成，L_o采用5mH电感，C₀为两只22μF、630V电容并联构成，Z_L为负载，可以采用一般功率负载(如电炉、小电机等)，本例中采用220V、800W电炉。

作为一个实施例，本发明的第一、第二复位积分模块中：

第一积分器和第二积分器结构相同，如图4所示，均由一片运放OP07芯片、一只25K电阻、一只200K可变电阻和参数为1000PF/50V电容构成，复位电子开关采用Max4593芯片；

第一比较器和第二比较器结构相同，如图5所示，均采用LM311芯片、二极管IN4001、两只30k电阻构成；

保持器如图6所示，由两片运放OP07芯片、一个300Ω电阻、一只二极管SD、一个27pF电容和电子开关Max4593芯片组成；

R-S触发器采用DM74132芯片构成；

本发明的模拟反相器采用运放Op07芯片反相输入构成；

第一和第二数字反相器均采用SN74HC14N芯片实现。

图7(a)为第一复位积分模块(I)的第一积分器输出波形，图7(b)为第一复位积分模块(I)的第二积分器输出波形，图7(c)为第二复位积分模块(II)的第一积分器输出波形，图7(d)为第二复位积分模块(II)的第二积分器输出波形。为了使仿真结果在时间轴上能展开，以便看的更清楚，仿真时间选为：0～0.4秒，为2个电源周期。

图8(a)为第一复位积分模块(I)的第一积分器输出展开波形，图8(b)为第一复位积分模块(I)的第二积分器输出展开波形，图8(c)为第二复位积分模块(II)的第一积分器输出展开波形，图8(d)为第二复位积分模块(II)的第二积分器输出展开波形。

图9(a)为第一电子开关S1控制信号波形；图9(b)为第二电子开关S2控制信号波形；图9(c)为第三电子开关S3控制信号波形；图9(d)为第四电子开关S4控制信号波形。

图10(a)是控制参考信号u_r波形，图10(b)为逆变器直流侧电压u_i的波形，图10(c)为滤波前逆变器输出电压u_o的波形，图10(d)为负载电压u_L的波形，图10(e)为负载电流i_L的波形。

图11直流母线u_o电压实验波形；采用Tek210示波器实测的实验波形，纵向为50V/div，横向为10mS/div。

图12为积分器和保持器输出实验波形，采用Tek210示波器实测的实验波形，纵向为100mV/div，横向为25μS/div。

图13为滤波前逆变器输出电压实验波形，采用Tek210示波器实测的实验波形，纵向为50V/div，横向为5mS/div。

图14滤波后负载电压实验波形，采用Tek210示波器实测的实验波形，纵向为50V/div，横向为10mS/div。

Claims (1)

1.一种脉宽调制控制电路，包括第一复位积分模块(I)、第二复位积分模块(II)、模拟反相器、第一数字反相器和第二数字反相器，其特征在于：

所述第一复位积分模块(I)和第二复位积分模块(II)结构相同，各自均由第一积分器、第二积分器、保持器、第一比较器、第二比较器和R-S触发器构成；

第一积分器对输入直流电压信号u_i进行积分，积分结果送到保持器的输入端和第一比较器的一个输入端，比较信号u_c从比较信号输入端送到第一比较器的另一个输入端，第一比较器将第一积分器积分结果与比较信号u_c进行比较的结果送到R-S触发器的复位端，R-S触发器的Q端为第一积分器的复位端提供复位信号，R-S触发器的Q端为控制信号输出端；

第二积分器对输入的控制参考信号u_r进行积分，积分结果送到第二比较器，与保持器的输出信号进行比较，比较结果分别送到R-S触发器的置位端、第二积分器的复位端和保持器的复位端；

所述第一复位积分模块(I)和第二复位积分模块(II)的直流电压信号输入端连接在一起，均输入直流电压信号u_i；第一复位积分模块(I)和第二复位积分模块(II)的比较信号输入端连接后，输入比较信号u_c；

控制参考信号u_r直接送到第一复位积分模块(I)的控制参考信号输入端；控制参考信号u_r经模拟反相器反相后送到第二复位积分模块(II)的控制参考信号输入端；

第一复位积分模块(I)中，R-S触发器的控制信号输出端将输出控制信号分成两路，一路直接输出到第一电子开关，另一路送到第一数字反相器，第一数字反相器输出反相控制信号到第二电子开关；

第二复位积分模块(II)中，R-S触发器的控制信号输出端输出控制信号分成两路，一路直接输出到第三电子开关，另一路送到第二数字反相器，第二数字反相器输出反相控制信号到第四电子开关。

Images