CN101953087A - 具有可变时隙结构的mimo通信系统 - Google Patents

Abstract

一种多输入多输出(MIMO)通信系统被配置为利用可变时隙结构。该系统包括多个终端以及配置为与终端通信的至少一个基站。该基站被操作来为各个终端确定移动性，基于确定的移动性将终端安排到组中，并且利用至少第一和第二不同的时隙结构，以便与组中的至少各个第一和第二组终端通信。例如，该系统可以是多用户MIMO系统，其中多个终端包括独立的单天线终端。

Description

具有可变时隙结构的MIMO通信系统

技术领域

本发明一般地涉及通信系统，并且更具体地涉及多输入多输出(MIMO)通信系统。

背景技术

MIMO通信系统具有多种不同类型，包括如点到点系统和多用户系统。在典型的点到点MIMO通信系统中，一个终端中的多天线阵列向另一个终端中的多天线阵列进行传送，从而获得相对于具有相似功率和频谱带宽的单天线链路的吞吐增益。在典型的多用户MIMO通信系统中，基站中的多天线阵列选择地并且同步地向独立单天线终端发送多数据流，再次获得相对于一组单天线链路的吞吐增益。这种类型的多用户系统有时被称为“广播”MIMO系统。与广播MIMO相反的系统有时被称为“多接入”MIMO，并且它需要独立单天线终端同步地向基站中的多天线阵列发送多数据流。

相对于点到点MIMO，多用户MIMO具有许多优点。例如，多用户MIMO系统中的终端可以是简单和便宜的。另外，在视线传播条件下点到点MIMO可能无法传递需要的高吞吐量，而在相同的条件下，只要终端之间的角距超过传输阵列的瑞利分辨率，多用户MIMO便继续提供高吞吐量。更进一步，多用户MIMO无缝地处理视线和充分散射传播间的转换。

多用户MIMO原理的缺点是，基站必须知道前向信道的传播特性。基站获取此信息的过程一般被称为训练。例如，见Hochwald等的美国专利申请公开号2005/0265290，题名为“Feedback Method ForChannel State Information of a Wireless Link”，与本发明是共同受让人并且在此合并作为参考。

公认这种前向信道信息的获得是由时分双工(TDD)操作推动的。在TDD上下文中，互反原理意味着，反向信道矩阵等于前向信道矩阵的转置矩阵，这样基站能够通过处理由终端在反向链路发送的导频信号来容易地获得需要的前向信道信息。

不幸地，多用户MIMO通信的传统方法可能不能对具有高的终端移动性的情况进行最佳配置。例如，在与高移动性相关的传播条件下，传统方法可能不能在信道改变前提供充足的时间来传送反向导频，然后传送前向数据流。此外，在低信号干扰加噪声比(SINR)条件下，可能需要过多的导频符号来获得足够好质量的信道评估，从而允许数据流的选择性传输。因此，基于这些传统方法的系统可能不能获得多用户MIMO通信的全部吞吐优势。

因此存在改进多用户MIMO通信方法的需要，特别是在高的终端移动性面前提供改善的系统吞吐量方面。

发明内容

以说明性的实施方式，本发明通过可变时隙结构的使用，在MIMO系统中提供了改进的吞吐量。

根据本发明的一个方面，MIMO系统被配置使用可变时隙结构。该系统包括多个终端以及至少一个配置为与终端通信的基站。基站操作来确定各个终端的移动性，基于确定的移动性将终端安排到组中，并且利用至少第一和第二不同时隙结构，以便与组中的至少第一和第二组各自的终端进行通信。可以确立优先级来服务这些组，然后由基站依照所确立的优先级来服务这些组。

例如，可以基于信道测量或基于卫星测量来确定各个终端的移动性。终端移动性可以被指定为各自的速率指示符，或采用指示了终端移动性的其他类型的信息来指定。

如果组中的给定组包括的终端多于能在单时隙中被服务的终端数目，则可以基于给定组中终端的相对角度位置来将给定组分成两个或更多更小的组。

说明性的实施方式中的系统是多用户MIMO系统，其中多个终端包括独立单天线终端。更特别地，在说明性的实施方式的多用户MIMO系统中，基站通过包括M个天线的天线阵列与多个终端通信并且多个终端包括K个单天线终端，其中M≥K。在其他实施方式中，这些终端中的一个或多个终端可以包括多个天线。

为了与各个组中的终端通信，可以确定最佳的时隙结构。给定的这种时隙结构可以由时隙长度、前向链路上该时隙中将被服务的终端数目、和反向链路导频数目来指定。优选地，给定时隙结构的时隙长度小于或等于一个时间间隔，在该时间间隔上那个组中的终端在通信频率上移动波长的某一指定分数。这种时间间隔在此也被称为相干间隔，并且可以具有被指定为系统中特定数目的通信符号的持续时间。

举例来说，相干间隔可以被指定为具有T个符号的持续时间，具有包括由相应的组的终端传送至基站的τ_rp个反向导频符号的第一部分，包括具有单个符号的持续时间的训练计算间隔的第二部分，以及包括由基站发送到相应组中的各个终端的(T-1-τ_rp)个前向符号的第三部分。

可以通过基于给定的特定数目基站天线的吞吐量测量的最大值，同步地确定在时隙内服务的终端数目和对于该时隙的反向链路导频数目，来定义用于与组中给定组的终端进行通信的最佳时隙结构。例如，吞吐量测量可以包括系统的总容量的下限。

有利地，相比于采用固定时隙结构的系统，说明性的实施方式的可变时隙结构提供了多用户MIMO通信系统中吞吐量的显著提高。例如，甚至在短的相干间隔中并且具有低SINR，包括十六个或更多个天线的基站可以同时学习信道并且以高聚合吞吐量来将多个数据流同时传送到多个单天线终端。在其他实施方式中可采用更多或更少数目的天线。

通过附图和下面的详细描述，本发明的这些或其他特点和优点将变得更清楚。

附图说明

图1是本发明说明性的实施方式中多用户MIMO通信系统的简图，更特别地显示了反向链路上从终端到基站的传输。

图2是图1的多用户MIMO通信系统的另一个视图，更特别地显示了前向链路上从基站到终端的传输。

图3显示了图1和图2的多用户MIMO通信系统中采用的可变时隙结构的一个类型的实例。

图4是图1和图2的多用户MIMO通信系统的基站中采用图3的可变时隙结构执行媒体访问控制(MAC)过程的流程图。

图5是图1和图2的多用户MIMO通信系统的基站的更详细的方块图。

图6，7和8是典型的多用户MIMO系统中总容量下限作为服务的终端数目的函数的图表。

图9，10和11是典型的多用户MIMO系统中网络吞吐量作为前向信号与干扰和噪声比(SINR)函数的图表。

图12，13和14是典型的多用户MIMO系统中服务的终端的最佳数目作为前向SINR函数的图表。

图15，16和17是典型的多用户MIMO系统中反向导频符号的最佳数目作为前向SINR函数的图表。

具体实施方式

下面将结合典型的多用户MIMO系统和相关的可变时隙结构来说明本发明。然而，可以理解，本发明不限于使用任何特别类型的MIMO系统或可变时隙结构。公开的技术适合用于品种繁多的其他MIMO系统和可变时隙结构，和用于很多可选的应用中。例如，本发明的观点可以在蜂窝通信系统以及如Wi-Fi或WiMax的无线网络中实现。

因此，宽泛地解释在此使用的术语“基站”，使得其包括如蜂窝系统基站或无线网络的接入点。

图1显示包括基站102的多用户MIMO系统100，基站102与多个终端通信，更特别地，多个终端被标记为104-1，104-2，...104-K，每个终端被装备了标记为1，2，3，...K的单天线。例如，终端可以是移动电话、便携式计算机、无线电子邮件设备、个人数字助理(PDA)或其它用户通信设备的任一组合。如图所示，基站102包括包含M个天线的天线阵列110。在此说明性的实施方式中，假设终端104在反向链路上向基站102传送正交导频序列。更进一步，采用TDD操作，这样通过TDD互反性，基站中的信道评估器112产生前向信道传播特性的估计

在此也称为前向信道矩阵。

在其他实施方式中，终端104中的一个或多个每个可能包括多个天线，而不是在本说明性的实施方式中的单天线。那些本领域技术人员能够理解在此公开的技术可以适于以直接的方式用于一个或多个这样的多天线终端。

另外，如上所述，公开的技术可以适用于不应用上面提到的互反性的MIMO系统中使用，如频分双工(FDD)系统。

图2图解了多用户MIMO系统100的前向链路。在此视图中，通过作为前向信道矩阵估计的伪逆(pseudo-inverse)的线性预编码器114，基站102选择性地和同步地向K个单天线终端104发送标记为q₁，q₂，...q_K的正交幅度调制(QAM)符号序列。

为了清楚的阐述，图1和图2中以简化的方式显示基站102，并且可以理解，实际上典型的基站将包括如收发器电路，处理电路等的额外部件。图5显示了一个可能基站配置的更详细实例。此外，给定的MIMO系统可以包括多个基站和多个各种类型终端的不同配置。

现在参考图3，显示了多用户MIMO系统100的可变时隙结构的示例。在此示例中的可变时隙结构包括T个正交频分复用(OFDM)符号的相干间隔300。该相干间隔是可能假定信道传播特性保持基本恒定的时间段，并且在一个示例中更通常在此称之为时隙。如上所述，在系统100中采用TDD操作，这样基站102从终端104在反向链路上传送的τ_rp个反向导频符号中获得它的信道估计。在此特定示例中，T个符号的相干间隔300被示为分为下面的三个部分：τ_rp个反向导频符号302，用于计算的一个符号304，以及(T-1-τ_rp)个前向QAM符号306，该相干间隔用于将在相干间隔中被服务的终端104中的每一个。

由于给定时隙长度T、在每个时隙服务的终端数目以及每时隙反向链路导频符号数目是可变的(能逐时隙地改变，这将参考图4的流程图来描述)，因而图3的时隙结构被称作可变时隙结构。如之前所示，在其他的实施方式中可以采用其他类型的可变时隙结构。

图4显示了在系统100的基站102中使用图3的可变时隙结构实现的MAC过程。正如将看到的那样，使用对各个终端获得的速率指示符，MAC过程根据终端各自的移动性对终端进行分组，以进行同步服务。对于每个终端组，MAC过程通常确定在时隙长度、服务的终端数目、以及反向链路导频符号的数目方面适合的时隙结构。在此实施方式中，通过从基站102接收一个或多个前向链路QAM符号来服务给定的终端。图1和2中所示的K个终端104可以看作由图4的MAC过程确定的一个可能的终端组。

在步骤400，利用所标识的候选终端集合开始MAC过程。候选终端是作为当前时隙中的服务的候选的那些终端。这些候选者可以采用很多的公知的传统技术来标识，例如，传统通信系统MAC层中应用的典型技术。

在步骤402，使用速率指示符404，根据终端移动性对候选终端进行分组。所产生的组的集合被表示为{G₁，G₂，...}，并且该集合中组的特定数目是可以被调整的变量。例如，速率指示符可以是如从接收的导频信号获得或采用其他信道测量技术获得的、基站和终端间信道改变的有多快的测量。作为另一个示例，对于那些装备了全球定位卫星(GPS)能力的终端，可以获得直接的速率测量。

在此使用的术语“移动性”一般被解释为包括，例如，指示给定终端正在系统内移动的速率的任何类型的信息。可以理解，不需要为给定系统的所有终端获得速率指示符。例如，对于某些终端可以采用其他类型的移动性确定，而速率指示符仅用于终端的一个子集，或者该MAC过程可以仅被应用到某些系统终端。

在步骤406，该过程为每个组确定时隙长度、在每个时隙服务的终端数目、以及在每个时隙采用的反向链路导频符号的数目。将在下面更详细地描述在某些假定的条件下做出这些决定的典型的技术。尽管可以采用其他技术来确定时隙长度，但对于给定组的时隙长度优选不长于那个组的终端在通信频率上移动波长的某一特定分数的时间间隔，例如，波长的八分之一。

步骤402中建立的组中的一些可以包括比在一个时隙中能够被服务的更多的终端。如步骤408中所示，这种类型的给定组可以被分为两个或多个更小的组。更特别地，在此实施方式中，采用关于终端相对角度位置的信息来确定将给定组分为更小的组。一般地，给定的组被分为更小的组，这样每个更小的组包括在角度上很好分离的终端。对于各个终端，在此实施方式中的角度位置信息是角度位置指示符410的形式，并且能够采用如GPS测量的公知传统技术来获得。步骤408的组划分操作产生表示为{G′₁，G′₂，...}的组的新集合。此集合可以包括一个或多个在步骤408中未分成多个组的组，并且任何这种组保持与步骤402中初始组操作产生的那些结果相同的结果。

在步骤412中，通过区分组的优先级，该过程确定服务终端组的次序。对于服务的这种优先级可以基于包括公平、需求或其他因素的公知传统的MAC技术。然后根据如在步骤414中指示的各自的优先级对组进行服务。因此，在一个或多个时隙中对每个终端组进行服务，一个或多个时隙具有对于给定组(在时隙长度、将被服务的终端数目以及反向链路导频数目方面)被特别优化地的结构。在典型的实际的实施方式中，希望将从基站到终端传送的数据流的持续时间可以需要每个组使用两个或更多的时隙。

图4所示的MAC过程可以至少部分地以运行在其他传统基站的处理器上软件形式实现。

图5显示了多用户MIMO系统100的基站102一种可能配置的更详细视图。在此实施方式中，基站102包括收发器电路500、处理器502和存储器504。收发器电路500通过各自的功率放大器506-1、506-2、...506-M耦合到天线阵列110的M个天线。用于实现图4的MAC过程的一个或多个软件程序被存储在存储器504中并且由处理器502执行。处理器502被示为包括速率和位置检测部件508和媒体访问控制部件510，可以表示由处理器执行的功能软件部件。处理器502可能包括多个集成电路、数字信号处理器或其他类型的处理设备、以及相关的支持电路的任意组合。当然基站102的实现可采用硬件、软件或固件的任意组合的大量可选配置。

图5所示的功率放大器配置与基站102中的前向链路传输相关联。尽管没有明确地显示，但在基站102中也可以存在与反向链路接收相关的额外的部件，例如，将天线阵列110的每一个连接到收发器电路500的接收部分的前置放大器。

可以理解，图1到5的说明性实施方式的特定系统配置、可变的时隙结构、操作以及其他特性仅为举例。其他实施方式可以根据给定通信应用的需要而采用不同的系统配置、时隙结构、操作等。

为图4中MAC过程的步骤406中的特定终端组确定时隙结构的方式的详细实例现将通过参考图6至17的图表来描述。在这些实例中，时隙结构可以根据关于配置、时隙结构、操作和多用户MIMO系统100的其他特性的某些假定来确定。但是，应当强调，在此做出的那些和任何其他假定不是本发明的必要条件，并且不需要应用在其他实施方式中。

如上所述，说明性实施方式中的基站102包括与K个独立单天线终端104通信的M个天线。为了下面的实例，假定前向链路传播由K×M传播矩阵H来描述。不区分平坦衰落信道和频率相关信道。后一种情况中，H是典型的由OFDM处理的频率的函数。采用瑞利衰落，这样H的元素是独立同分布(iid)CN(0，1)(即零均值，圆对称复高斯)。再次，采用TDD操作，这样通过之前描述的互反性，反向链路传播矩阵是前向传播矩阵的转置矩阵。

在前向链路上，由第k个终端接收的信号是

$x_{\mathrm{fk}}=\sqrt{{\mathrm{\ρ}}_f}\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{\mathrm{km}}{s}_{\mathrm{fm}}+w_{\mathrm{fk}},k=1,...,K.---\left(1\right)$

加性噪声分量是iid，CN(0，1)，并且具有平均功率限制

$E\left\{\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\left|s_{\mathrm{fm}}\right|}^2\right\}=1,---\left(2\right)$

这样总的前向发射功率独立于基站天线的数目。常数ρ_f是每个终端处的前向SINR。

在反向链路上，由第m个基站天线接收的信号是

$x_{\mathrm{rm}}=\sqrt{{\mathrm{\ρ}}_r}\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{\mathrm{km}}{s}_{\mathrm{rk}}+w_{\mathrm{rm}},m=1,...,M.---\left(3\right)$

再次，加性噪声分量是iid，CN(0，1)。功率限制是

E{|s_rk|²}＝1，k＝1，...，K，(4)

这区别于前向功率限制：注意总的反向链路功率随终端的数目而增加。常数ρ_r是每个终端自身能够在每个基站天线处产生的SINR。

尽管可以采用其他功率水平，但典型的基站功率是10瓦特，而典型的终端功率是100毫瓦。在热噪声限制环境中，反向SINR将比前向SINR小20dB。因为本实例，假定一个干扰受限环境并且进一步假定反向SINR比前向SINR小10dB。

终端104在反向链路上以图1所示的方式发送持续时间τ_rp≥K个符号的已知导频信号序列。K×τ_rp导频信号是

其中ψ是τ_rp×K单位矩阵，ψ^Hψ＝I_K，并且上标“H”表示“共轭转置”。正交扩频序列的使用允许终端以他们的完全功率不相互干扰的同步传送。所接收的M×τ_rp导频信号是

$Y_r=\sqrt{{\mathrm{\ρ}}_r{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{rp}}}{H}^T\·{\mathrm{\ψ}}^H+V_r---\left(5\right)$

其中V_r是加性噪声，解扩之后，产生信道矩阵的最小均方线性估计，

$\hat{H}=\frac{\sqrt{{\mathrm{\ρ}}_r{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{rp}}}}{1+{\mathrm{\ρ}}_r{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{rp}}}\·{\mathrm{\ψ}}^T\·Y_r^T---\left(6\right)$

估计

独立于估计误差， $\tilde{H}\≡\hat{H}-H.$

的分量是iid、

以及

的分量是iid、

注意，需要的最少导频符号数目等于终端的数目，并且独立于基站天线的数目。同样地，均方估计误差独立于基站天线的数目。

通过M×K预处理矩阵A，基站在前向链路上选择性地和同步地向终端发送QAM符号，A正比于前向信道估计的伪逆，

$A=\frac{{\hat{H}}^H{\left(\hat{H}{\hat{H}}^H\right)}^{-1}}{\sqrt{\mathrm{tr}[{\left(\hat{H}{\hat{H}}^H\right)}^{-1}}}.---\left(7\right)$

预处理表面上对角化前向信道。选择归一化，这样tr(A^HA)＝1。

如图2所示，在每个前向传输符号期间，基站用QAM符号的K×1向量乘以预处理矩阵来产生驱动天线的M×1信号向量，s_f＝A·q，其中QAM符号是独立的，每个具有一个的期望功率，E{|q_k|²}＝1，k＝1，...，K。信号是由终端接收的，被表示为向量：

${\stackrel{\‾}{x}}_f=\sqrt{{\mathrm{\ρ}}_f}H\·A\·\stackrel{\‾}{q}+{\stackrel{\‾}{w}}_f.---\left(8\right)$

从反向链路导频的立场，额外的基站天线是免费的。这将被试探地论证，在M/K＞＞1的渐近区域，具有额外的基站天线是有益的。注意，

的元素是iid并且正比于CN(0，1)随机变量。因此， $\underset{M/K\→\∞}{\lim }\hat{H}{\hat{H}}^H\∝I_K,$ 这样预处理矩阵(7)正比于信道估计的共轭转置。注意，在(8)中，有效的前向信道是K×K矩阵，该矩阵等于实际传播矩阵和预处理矩阵的乘积，

G≡H·A    (9)

在渐近情况下，M/K＞＞1，因而

$G=H\·A\∝H\·{(\sqrt{{\mathrm{\ρ}}_r{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{rp}}}H+{\mathrm{\Ψ}}^T{V}_r^T)}^H$

$=\sqrt{{\mathrm{\ρ}}_r{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{rp}}}H\·H^H+H\·V_r^{*}{\mathrm{\Ψ}}^{*}.$

另外，H·H^H→M·I_K，而H·V_r ^*Ψ^*的元素与等于

的标准方差无关。

因此 $G\underset{M/K>>1}{\∝}(M\sqrt{{\mathrm{\ρ}}_r{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{rp}}}\·I_K+\sqrt{M}\·Z),$ 其中Z的元素是零均值，且与单位方差无关。因此，信道信息可以是任意坏的，但是基站中使用越来越多的天线将产生接近理想的越来越好的对角有效信道。另外，有效增益增加并且可以服务更多的终端。

由(8)描述特性的信道比理想的多用户MIMO信道具有更低的吞吐量。存在三种有害源：根据不完善的信道估计计算预处理矩阵、伪逆的使用是次优的、以及终端不准确地知道有效信道(9)。现在将获取多用户MIMO系统的总容量的严格下限。总容量是系统吞吐量的测量值。总容量下限的获取遵从B.Hassibi和B.M.Hochwald，“Howmuch training is needed in multiple-antenna wireless links？”，IEEETans.Information Theory，vol.49，no.4，April 2003中描述的方法，该方法在此引用作为参考。

尽管终端不知道有效的信道，但是它们知道它的均方。可将(9)代入(8)中，并且如下加上和减去有效信道的均方，

${\stackrel{\‾}{x}}_f=\sqrt{{\mathrm{\ρ}}_f}E\left\{G\right\}\·\stackrel{\‾}{q}+({\stackrel{\‾}{w}}_f+\sqrt{{\mathrm{\ρ}}_f}(G-E\{G\left\}\right)\·\stackrel{\‾}{q})$

$=\sqrt{{\mathrm{\ρ}}_f}E\left\{G\right\}\·\stackrel{\‾}{q}+{\stackrel{\‾}{w}}_{\mathrm{eff}},---\left(10\right)$

其中w_eff是有效噪声(终端不知道)。然后可以计算有效增益的统计。从前面开始，

$G=H\·A=\hat{H}\·A-\tilde{H}\·A$

$=\frac{I_K}{\sqrt{\mathrm{tr}\left[{\left(\hat{H}{\hat{H}}^H\right)}^{-1}\right]}}-\tilde{H}\·A,---\left(11\right)$

其中 $\tilde{H}\≡\hat{H}-H,$ 并且具有对于预编码矩阵(7)的替代的表达。回想

独立于

因此

独立于A。此外，有效噪声w_eff与QAM符号q无关(但不是独立于QAM符号q)。定义随机标量，φ，如下

φ≡(tr[(ZZ^H)^-1])^-1/2              (12)

其中Z是K×M随机矩阵，它的元素是iid，CN(0，1)。假设g_k是G的第k个行向量。可以看到

$E\left\{{\stackrel{\‾}{g}}_k\right\}=\sqrt{\frac{{\mathrm{\ρ}}_r{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{rp}}}{1+{\mathrm{\ρ}}_r{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{rp}}}}\·E\left\{\mathrm{\φ}\right\}\·{\stackrel{\‾}{e}}_k^T,---\left(13\right)$

$\mathrm{cov}\left\{{\stackrel{\‾}{g}}_k\right\}=\frac{I_K}{K(1+{\mathrm{\ρ}}_r{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{rp}})}+\frac{{\mathrm{\ρ}}_r{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{rp}}}{1+{\mathrm{\ρ}}_r{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{rp}}}\·\mathrm{var}\left\{\mathrm{\φ}\right\}\·{\stackrel{\‾}{e}}_k{\stackrel{\‾}{e}}_k^T,---\left(\text{14}\right)$

其中e_k是K×1矢量，其中第k个元素等于1，并且所有其他元素等于0。

可以看到第k个终端接收下面的信号

$x_{\mathrm{fk}}=\sqrt{\frac{{\mathrm{\ρ}}_f{\mathrm{\ρ}}_r{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{rp}}}{1+{\mathrm{\ρ}}_r{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{rp}}}}\·E\left\{\mathrm{\φ}\right\}\·q_k+w_{\mathrm{effk}},k=1,...,K,---\left(15\right)$

其中与QAM信号无关的有效噪声是具有方差

$\mathrm{var}\left\{w_{\mathrm{effk}}\right\}=1+{\mathrm{\ρ}}_f[\frac{1}{1+{\mathrm{\ρ}}_r{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{rp}}}+\frac{{\mathrm{\ρ}}_r{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{rp}}}{1+{\mathrm{\ρ}}_r{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{rp}}}\·\mathrm{var}\{\mathrm{\φ}\left\}\right].---\left(16\right)$

的零均值。

采用上面引用的B.Hassibi涉及的方法，依下列各项可以确定总容量的下限。首先，QAM符号被构成提供下限的CN(0，1)。更进一步，通过假设有效噪声是复高斯，相互信息是下限。结果是下面的总容量下限，

$C_{\mathrm{sum}}\≥K\·{\log }_2\{1+\frac{{\mathrm{\ρ}}_f\left(\frac{{\mathrm{\ρ}}_r{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{rp}}}{1+{\mathrm{\ρ}}_r{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{rp}}}\right)E^2\left\{\mathrm{\φ}\right\}}{1+{\mathrm{\ρ}}_f[\frac{1}{1+{\mathrm{\ρ}}_r{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{rp}}}+\frac{{\mathrm{\ρ}}_r{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{rp}}}{1+{\mathrm{\ρ}}_r{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{rp}}}\·\mathrm{var}\{\mathrm{\φ}\left\}\right]}\},---\left(17\right)$

其中φ由(12)定义。当基站天线数目相比于终端的数目增大时，对于φ的均值和方差的适当近似可以替代以获得

$C_{\mathrm{sum}}\≥\underset{M>>K}{\≈}K\·{\log }_2\{1+\frac{{\mathrm{\ρ}}_f\left(\frac{{\mathrm{\ρ}}_r{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{rp}}}{1+{\mathrm{\ρ}}_r{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{rp}}}\right)\·\frac{M}{K}}{1+{\mathrm{\ρ}}_f[\frac{1}{1+{\mathrm{\ρ}}_r{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{rp}}}+\frac{{\mathrm{\ρ}}_r{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{rp}}}{1+{\mathrm{\ρ}}_r{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{rp}}}\·\frac{1}{4K^2}]}\}.---\left(18\right)$

为了基站天线数目对终端数目的固定比率，总容量随终端数目线性地增加。

图6、7和8是对于M＝1，2，4，8，16个基站天线，总容量下限(17)(比特/秒/Hz)对服务的终端数目K的图表。对于图6、7和8，前向SINR分别是ρ_f＝{0.0，10.0，20.0}dB，并且反向SINR小10dB，ρ_r＝{-10.0，0.0，10.0}dB。在所有情况下，使用反向导频符号的最小可能数目，即，τ_rp＝K。

可从图6、7和8的图表中得到很多观测结果。第一，总容量随基站天线的数目单调增加。第二，通常基站服务多个终端，甚至在低SINR情况下是有利的。第三，对于给定数目的基站天线，从瞬时吞吐量角度，存在服务的终端的最优数目。然而，对于短的相干间隔，可能没有足够的时间来发送反向导频需要的数目。此结果将在下面的描述中进行量化。

如之前在图3中指出的，可以假定对于T个符号的相干间隔，信道保持常量。典型的一个符号大约占50微秒。图3显示了其中假定信道为恒定的相干间隔300，终端需要发送τ_rp个反向导频，基站需要计算信道估计和预处理矩阵，并且基站需要向终端发送QAM符号。如图所示，图3的说明性实施方式假定信道估计和预处理矩阵的计算占一个符号，如图所示。

给定基站天线数目M，以及前向和反向SINR的给定值ρ_f和ρ_r，能够同时选择服务的终端数目以及反向链路导频数目来最大化网络吞吐量，

$C_{\mathrm{net}}=\underset{K,{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{rp}}}{\max }\left(\frac{T-1-{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{rp}}}{T}\right)\·C_{\mathrm{sum}}(K,{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{rp}}),$

服从：K≤M，τ_rp≥K，(19)

其中C_sum(·)由(17)给出。

图9、10和11是对于M＝1，2，4，8，16个基站天线，网络吞吐量(bit/sec/Hz)是前向SINR的函数的图表。虚线曲线(标为“非MIMO”)对应具有一个天线并且结合优化的前向导频向一个单天线终端发送一个数据流的基站。对于图9、10和11，相干间隔的持续时间分别是T＝10，20，40。各处的反向SINR比前向SINR小10dB。注意，大量的基站天线(M＝8，16)与“非MIMO”情况相比，带来吞吐量方面的实际增益。部分是因为前向导频比反向导频大10dB，因而“非MIMO”情况执行显著好于具有一个基站天线的多用户MIMO。另外注意，随着相关间隔持续时间的增加，网络吞吐量显著地增加。这样的原因可从图12、13和14中看出，图12、13和14分别对应图9、10和11的情景，其显示了服务的终端的最佳数量。在较短的相干间隔内，被服务的终端较少(回想在此实施方式中，每个终端至少有一个反向导频符号)，但即使这样，这对于服务多个终端的基站通常是有利的。

再次对相同的场景，图15、16和17显示采用优化数目的反向导频符号。在较短的相干间隔内，使用大量基站天线典型地暗示大约一半的相干间隔花费在反向导频上。在此特别的实例中，瞬时吞吐量与需要的导频符号的数目一样大约正比于终端的数量。通过在反向导频上花费一半的相干间隔，获得无关正比常数的最大网络吞吐量。另外在此实例中并且在高SINR情况下，每个终端有大约一个反向导频符号。显然，通过过分多的反向导频的使用的过度训练不改善吞吐量。

上面通过在图6至17的图表的上下文中描述的示例显示，与采用固定时隙结构的系统相比，可变时隙结构的使用能够在多用户MIMO通信系统中提供显著改善的吞吐量。更具体地，甚至在短的相干间隔(例如，T＝10个符号或500微秒)并且具有低的SINR(例如，-10dB反向，以及0dB正向)，包括16个或更多个天线的基站能够同时学习信道并且带有高聚合吞吐量来将多个数据流同时传送到多个单天线终端。

应当指出，在前面的实例中，通常增加基站天线的数目是一直有利的。此行为不增加需要的反向链路导频的数目。矩阵值信道估计值维数增加，并且，尽管对于个别信道系统的评估没有改善，但确实改善了前向信道的伪逆的效果。

如之前指出的，多用户MIMO系统100的配置可以改变来适应特殊应用程序的需要。前面的实例显示，尽管可以采用其他数目的天线，但对于高吞吐量应用程序的一个可能配置是其中一个基站102具有16个或多个天线，每个天线由如图5所示它的功率放大器驱动。例如，可能使用具有大约五十到一百个天线的基站，再次，每个这种天线由图5所示的它自己的功率放大器驱动。

尽管在特别类型的多用户MIMO系统的上下文中进行描述，但这里公开的技术也适用于其他类型的MIMO系统。例如，上面指出的另一种多用户MIMO系统，有时被称为多接入MIMO，包括独立单天线终端，该独立单天线终端同时向基站中多天线阵列发送多数据流。在这样的系统中，可以采用反向链路导频来通知基站反向链路的传播特性，并且该基站能通过对其从天线接收的信号计算和应用信道矩阵的伪逆来处理它接收到数据流。广播和多接入MIMO的一种可能的合并可能利用可选广播或多接入时隙。采用在此公开的技术，这种时隙可以被配置为具有可变结构。

再次，可以理解上面描述的说明性的实施方式的给定的假设，结构或其他特性仅作为举例方式提出，相应地，图1和图2中所示特别的MIMO系统配置以及图3中所示的可变时隙结构可能在其他实施方式中进行了改变。另外，图4中的MAC过程中根据移动性，对服务的优先化组等用于组终端的技术可以适应特别的应用程序而改变。本领域的技术人员能够理解这些和大量其他的落入附加的权利要求的范围的可选实施方式。

Claims (10)

1.一种在基站与多个终端进行通信的多输入多输出通信系统中传递信息的方法，该方法包括步骤：

确定各个终端的移动性；

基于所确定的移动性，将所述终端安排到组中；以及

利用至少第一和第二不同的时隙结构，以便与组中的至少相应第一和第二组的终端进行通信。

2.根据权利要求1的方法，其中基站通过包括M个天线的天线阵列与多个终端进行通信，并且所述多个终端包括K个单天线终端，其中M≥K。

3.根据权利要求1的方法，其中时隙结构中的给定时隙结构是由时隙长度、前向链路上在该时隙中将被服务的终端的数目、和反向链路导频的数目来指定的。

4.根据权利要求3的方法，其中给定时隙结构的时隙长度小于或等于一个时间间隔，在该时间间隔上该组的终端在通信频率上移动波长的某一指定分数。

5.根据权利要求1的方法，其中时隙结构中的给定时隙结构包括相干间隔，该相干间隔具有被指定为系统中特定数目的通信符号的持续时间。

6.根据权利要求5的方法，其中所述相干间隔包括：包含多个反向导频的第一部分、包含训练计算间隔的第二部分、以及包含多个前向链路符号的第三部分。

7.根据权利要求6的方法，其中所述相干间隔具有T个符号的持续时间，所述第一部分包括由相应的组的终端传送至基站的τ_rp个反向导频符号，所述第二部分包括具有单个符号的持续时间的训练计算间隔，以及所述第三部分包括由基站发送到相应的组的各个终端的(T-1-τ_rp)个前向符号。

8.根据权利要求1的方法，其中如果组中的给定组包括的终端多于能在单时隙中被服务的终端，则基于给定组中终端的相对角度位置，将给定组分成两个或更多更小的组。

9.一种多输入多输出通信系统的基站，所述基站被配置为与系统的多个终端通信，其中所述基站被操作来确定各个终端的移动性；基于所确定的移动性将终端安排到组中；以及利用至少第一和第二不同的时隙结构，以便与组中的至少相应第一和第二组的终端进行通信。

10.一种多输入多输出通信系统，包括：

多个终端；以及

被配置为与所述终端进行通信的至少一个基站；

其中，所述基站被操作来确定各个终端的移动性；基于所确定的移动性，将终端安排到组中；以及利用至少第一和第二不同的时隙结构，以便与组中的至少相应第一和第二组的终端进行通信。

Images