CN101924526A - 音频信号控制器 - Google Patents

音频信号控制器 Download PDF

Info

Publication number
CN101924526A
CN101924526A CN2010102041826A CN201010204182A CN101924526A CN 101924526 A CN101924526 A CN 101924526A CN 2010102041826 A CN2010102041826 A CN 2010102041826A CN 201010204182 A CN201010204182 A CN 201010204182A CN 101924526 A CN101924526 A CN 101924526A
Authority
CN
China
Prior art keywords
video signals
digital audio
audio
signal
digital
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN2010102041826A
Other languages
English (en)
Other versions
CN101924526B (zh
Inventor
亨里克·汤姆森
延斯·约尔延·戈德·亨里克森
克劳斯·菲尔斯特
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
InvenSense Inc
Original Assignee
Audioasics AS
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Audioasics AS filed Critical Audioasics AS
Publication of CN101924526A publication Critical patent/CN101924526A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN101924526B publication Critical patent/CN101924526B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
    • H03G1/00—Details of arrangements for controlling amplification
    • H03G1/0005—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal
    • H03G1/0088—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal using discontinuously variable devices, e.g. switch-operated
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/181—Low-frequency amplifiers, e.g. audio preamplifiers
    • H03F3/183—Low-frequency amplifiers, e.g. audio preamplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/187—Low-frequency amplifiers, e.g. audio preamplifiers with semiconductor devices only in integrated circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/45—Differential amplifiers
    • H03F3/45071—Differential amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/45076—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier
    • H03F3/45475—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier using IC blocks as the active amplifying circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/68—Combinations of amplifiers, e.g. multi-channel amplifiers for stereophonics
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04R—LOUDSPEAKERS, MICROPHONES, GRAMOPHONE PICK-UPS OR LIKE ACOUSTIC ELECTROMECHANICAL TRANSDUCERS; DEAF-AID SETS; PUBLIC ADDRESS SYSTEMS
    • H04R3/00—Circuits for transducers, loudspeakers or microphones
    • H04R3/005—Circuits for transducers, loudspeakers or microphones for combining the signals of two or more microphones
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04S—STEREOPHONIC SYSTEMS 
    • H04S1/00—Two-channel systems
    • H04S1/007—Two-channel systems in which the audio signals are in digital form
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/03—Indexing scheme relating to amplifiers the amplifier being designed for audio applications
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/331—Sigma delta modulation being used in an amplifying circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
    • H03F2203/45—Indexing scheme relating to differential amplifiers
    • H03F2203/45138—Two or more differential amplifiers in IC-block form are combined, e.g. measuring amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
    • H03F2203/45—Indexing scheme relating to differential amplifiers
    • H03F2203/45552—Indexing scheme relating to differential amplifiers the IC comprising clamping means, e.g. diodes
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
    • H03F2203/45—Indexing scheme relating to differential amplifiers
    • H03F2203/45571—Indexing scheme relating to differential amplifiers the IC comprising two diodes, e.g. Gilbert circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
    • H03F2203/45—Indexing scheme relating to differential amplifiers
    • H03F2203/45586—Indexing scheme relating to differential amplifiers the IC comprising offset generating means
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04R—LOUDSPEAKERS, MICROPHONES, GRAMOPHONE PICK-UPS OR LIKE ACOUSTIC ELECTROMECHANICAL TRANSDUCERS; DEAF-AID SETS; PUBLIC ADDRESS SYSTEMS
    • H04R2420/00—Details of connection covered by H04R, not provided for in its groups
    • H04R2420/01—Input selection or mixing for amplifiers or loudspeakers
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04R—LOUDSPEAKERS, MICROPHONES, GRAMOPHONE PICK-UPS OR LIKE ACOUSTIC ELECTROMECHANICAL TRANSDUCERS; DEAF-AID SETS; PUBLIC ADDRESS SYSTEMS
    • H04R2430/00—Signal processing covered by H04R, not provided for in its groups
    • H04R2430/01—Aspects of volume control, not necessarily automatic, in sound systems
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04S—STEREOPHONIC SYSTEMS 
    • H04S2400/00—Details of stereophonic systems covered by H04S but not provided for in its groups
    • H04S2400/13—Aspects of volume control, not necessarily automatic, in stereophonic sound systems

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Multimedia (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Acoustics & Sound (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
  • Health & Medical Sciences (AREA)
  • General Health & Medical Sciences (AREA)
  • Otolaryngology (AREA)
  • Amplifiers (AREA)
  • Circuit For Audible Band Transducer (AREA)

Abstract

本发明涉及一种音频信号控制器，适用于接收第一和第二数字音频信号并估计第一或第二数字音频信号的信号特征。估计的信号特征与预定的特征标准进行比较，基于估计的信号特征与预定的特征标准之间的比较，在第一或第二数字音频信号的零交点处，音频信号控制器从将第一数字音频信号传送到控制器输出切换到将第二数字音频信号传送到控制器输出，或反之亦然。

Description

音频信号控制器
技术领域
本发明涉及一种适用于接收第一和第二数字音频信号并估计第一或第二数字音频信号的信号特征的音频信号控制器。将估计的信号特征与预定的特征标准进行比较，基于所估计的信号特征和预定的特征标准之间的比较，在第一数字音频信号或第二数字音频信号的零交点，音频信号控制器从将第一数字音频信号传送到控制器输出切换为将第二数字音频信号传送到控制器输出，或反之亦然。
背景技术
对具有非常大的动态范围的音频信号的合理处理给音频放大以及处理电路和系统提出了很大的挑战，尤其是用于在诸如移动终端、听觉仪器、耳机、录音摄像机等便携式的设备和应用系统中操作的音频放大和处理电路。
由于便携式设备从电池电源提供电能，因此存在着关于音频放大电路的最大合理功耗的严格限制。对于更坏的情形，通常关于可提供至音频放大和处理电路的最大DC电源电压也存在类似的限制。音频放大和处理或调节电路通常包括：前置放大器、模数转换器、有源滤波器、电源电压调节器等。因而，最大DC电源电压和AC信号电压摆幅将经常被限制成低于用于实现单个处理或调节电路的特定半导体处理的最大额定电压。此外，在半导体晶片和一般电路以及尤其在COMS工艺上的有源器件的最小外部尺寸的持续缩小的趋势导致了这些有源器件可承受或容忍的最大合理DC电源电压的不断下降。因此，音频放大系统和子系统(诸如音频信号控制器和音频放大电路，其可以在这些降低的DC电源电压下进行操作而没有音频性能的劣化)是非常优选的。通过例如减小前置放大器的动态范围或放大倍数来降低音频放大系统的性能以适应大的音频输入信号而不顾DC电源电压的降低，这样的方式通常是不可接受的。DC电源电压可以低于2V或甚至低于1.5V。因此音频放大系统应能够在降低的或减小的DC电源电压下为低电平信号和高电平信号提供未被削弱的音频质量。
目前的音频信号控制器的重要应用是接收和处理由位于微型扩音器内部的多通道音频放大电路产生的第一和第二数字音频信号。微型扩音器的扩音器换能器元件通常能够以非常大的动态范围向多通道音频放大电路产生音频输入信号。扩音器换能器元件可以包括微型EMC的容性驻极体(capacitive electret)或电容式换能器，该微型EMC能够处理非常高的声压级并相应地产生大的换能信号而不会有明显失真。这些非常高的声压级(例如，高于110、120或130dB SPL的峰值声压级)可能源于不同类型的声源，例如汽车门关门声、风声和经增音(augmented)的实况音乐演奏。然而，现有技术的扩音器放大系统还不能以完全令人满意的方式(例如，不会增加微型扩音器的等价输入噪音或不会在大的声压级下使微型扩音器超载，或二者都不会)处理这些换能信号的整个动态范围。
因此，现有技术中需要扩音器放大系统能够处理由扩音器换能元件产生的换能信号或其他具有较大动态范围的声源信号的整个动态范围，而在之前讨论的在由便携式或电源供电的应用系统所指的DC电源电压和功耗上的限制范围内没有过分的失真和噪声。
通常，用于微型扩音器的扩音器放大电路和系统被设计成适应于高达约110dB SPL或稍低一些的声压级。在此限制下，前置放大器非线性和/或模数转换器的饱和进一步限制了扩音器输出信号的增加。考虑到高于这个最大限制的声压级出现相对较少，我们认为这种情况是可以接受的。为了保护扩音器放大系统不受由较大的低频声压产生的过大的换能信号的影响，已做出实践在扩音器放大系统中的合适位置处引入具有位于例如100Hz和200Hz之间的拐角(corner)频率或截止频率的电子高通滤波器。已做出另一实践的备选解决方案通过例如膜片中的适当尺寸的孔来引入扩音器换能元件自身中的声学高通滤波器。
US 6,271,780描述了用于扩音器应用系统的增益分类(ranging)A/D转换器，该扩音器应用系统具有设置为低增益路径和高增益路径的两个单独的增益路径，每个路径均包括连接至模数转换器的前置放大器以提供各自的数字信号。第一和第二前置放大器的增益差是24dB。该增益分类A/D转换器还包括对由低增益路径和高增益路径提供的各个数字信号执行混频(mixing)或混合(blending)的求和器件。比例器件根据求和分析来控制从低增益路径和高增益路径施加于每个待求和的数字信号的增益量。通过将高增益路径的数字信号的电平与更高或更低的预置阈值进行比较来确定每个待求和的数字信号的增益量。
WM8737L产品说明书描述了用于便携式应用系统的低功率立体声音频ADC。左信号通道和右信号通道具有单独的扩音器信号输入，并且每个信号通道均包括增益可编程的扩音器前置放大器，该前置放大器通过可编程增益放大器(PGA)连接至模数转换器。通过向PGA增益控制寄存器写入合适的值，每个PGA的增益可从-97dB至+30dB以0.5dB步长进行对数调整。立体声音频ADC包括每个通道的零交点(zero-cross，又称为“过零”)检测器，以在通道的输入信号是在零点时(以一种操作模式)仅改变可编程扩音器前置放大器和PGA的相应增益。
发明内容
根据本发明的第一方面，提供了适用于执行以下步骤的一种音频信号控制器：
接收第一和第二数字音频信号，
估计第一数字音频信号或第二数字音频信号的信号特征，
将估计的信号特征与预定的特征标准进行比较，
基于估计的信号特征和预定的特征标准之间的比较，在第一数字音频信号或第二数字音频信号的零交点，将第一数字音频信号传送到控制器输出切换为将第二数字音频信号传送到控制器输出，或反之亦然。
该音频信号控制器很适合与由具有双通道(或更多个信号通道)结构的音频放大电路的各个信号通道产生的第一和第二数字音频输入信号进行协作并对其进行接收，以形成一个如下文参照图1所述的完整的互联音频放大系统。在这样一个音频放大系统中，该音频信号控制器可以用作后端处理器，而上述音频放大电路可用作前端处理器，该前端处理器适用于从公共的逻辑音频输入信号中得到第一和第二数字音频信号。在某些类型的应用系统中，音频放大电路可以优选地通过各自的第一和第二信号通道或路径而产生分别具有第一和第二信号放大倍数的第一和第二数字音频信号。第二信号放大倍数可以明显小于第一信号放大倍数，诸如至少10dB，更优选地多于20dB或40dB，在诸如300Hz和3kHz之间频率范围的整个频率范围内小于第一信号放大倍数。
然而，本领域的技术人员应理解，该音频信号控制器完全能够结合其他类型的前端放大/转换电路而不是上述的双通道音频放大电路进行操作。如前所述，该音频放大信号控制器可连接至(甚至集成到)前端放大/转换电路的可兼容输出，其提供表示公共模拟音频输入信号的第一和第二数字音频信号。在一个有用的应用系统中，前端放大/转换电路可包括双通道音频放大和数字化电路，以提供具有不同过载界限(例如由上述信号放大的差引起的)的第一和第二数字音频信号。
根据本发明，在第一数字音频信号或第二数字音频信号的零交点处，音频信号控制器适用于从将第一数字音频信号传送或传输至控制器输出切换为将第二数字音频信号传送或传输至控制器输出，反之亦然。在优选的实施例中，第一和第二数字音频信号之间的切换在第一和第二数字音频信号的基本上同时出现的零交点处是唯一有效的。通过使在第一和/或第二数字音频信号的零交点处的信号切换有效，诸如“喀哒声”、“砰然声”的可听见的噪声(artifact)或者其他与之相随的令人不快的噪声的生成是可以消除或至少是显著抑制的。在第一和/或第二数字音频信号的零交点处的切换，通过在信号切换点处抑制波形不连续，可使控制器输出处的输出数字音频信号的波形中的误差能量最小化。
估计的信号特征和预定的特征标准之间的比较的结果用于确定在哪个零交点处进行从将第一数字音频信号传输至控制器输出切换为将第二数字音频信号传输至控制器输出，或反之亦然。音频信号控制器可适用于检测第一或第二数字音频信号的不同类型的预定信号特征，诸如，第一数字音频或第二数字音频信号的电平、第一或第二数字音频信号的非线性失真、第一或第二数字音频信号的DC电平、第一或第二数字音频信号的噪声电平、第一或第二数字音频信号的光谱特征或这些信号特征的任意组合。在发明的一个实施例中，预定信号特征包括第一数字音频信号或第二数字音频信号的电平或者第一和第二数字音频信号的电平的组合。第一或第二数字音频信号的电平，或者二者的组合，是可以通过相对直接的方式以良好的精度和可靠性进行计算或检测的。可在时域或频域或二者的组合中以各种方式对该电平进行估计。第一或第二数字音频信号的电平可以被估计为所讨论的数字音频信号的运行平均幅度或功率。运行平均幅度或功率可包括简单的半波或全波整流平均幅度、RMS平均幅度或功率、短期的平均幅度或功率、短期的RMS幅度或功率。
可在长度为0.1毫秒和200毫秒之间的时间窗口上确定运行平均幅度或功率，该时间窗口期间对所讨论的一个或多个数字音频信号的对应样本数目进行求和。自然地，在所选时间窗口内的数字音频采样可以与合适的权重函数(诸如三角函数或指数函数)相乘。
通过在第一或第二数字音频信号的检测电平以及一个或多个预定的阈值电平(即，预定的特征标准)之间进行比较，音频信号控制器可估计第一或第二数字音频信号与其过载界限的差距。
当分别从具有前述的第一和第二信号放大倍数的公共音频输入信号中获得第一和第二数字音频信号时，该电平估计在本发明的一些实施例中可以从第一数字音频信号中获得。在第一前置放大器和第一模数转换器都具有可预测的过载特性的情况下，这是非常有意义的。在这个实施例中，可将预定阈值电平设置成略低于第一前置放大器的过载界限和第一模数转换器的过载界限中的较低的一个(诸如在1dB和6dB之间低于所讨论的过载界限)的值。
然而，在本发明的其他实施例中，估计电平是从第二数字音频信号中获得的。使用第二数字音频信号用于电平估计确保了音频输入信号的实际电平正确指示音频输入信号的整个动态范围。第二通道通常被设计为在相关联的音频放大电路的整个目标或预期的动态范围上基本线性地响应于音频输入信号。这意味着由音频信号控制器计算的电平估计通过第二前置放大器和/或第二模数转换器的潜在地不可预测的非线性过载和恢复(settling)特性而保持无误。在该音频信号控制器的扩音器信号应用系统中，预定特征标准(例如包括某些阈值电平)通常被设置为与在参考频率的扩音器换能元件上的目标或期望的声压级相对应的值。对于该音频信号控制器的多个有用的移动终端应用系统，该目标声压级可以设置为100dB SPL和130dB SPL之间的值。以这种方式，第一数字音频信号将代表小的和正常的(在1米处测得的人讲话产生的声压级平均约为65～70dB SPL)声压级(例如在从0～100dB SPL的范围内)，而在100dBSPL以上的非常大的声压级将通过第二数字音频信号来表示，一旦估计的电平超过预定的阈值电平，则将第二数字音频信号而不是第一数字音频信号传输至控制器输出。当估计的电平随后回落到预定阈值电平之下(例如，100dB SPL)时，音频信号控制器从向控制器输出传送第二数字音频信号切换为向控制器输出传送第一数字音频信号。这种在第一和第二数字音频信号之间的切换或之间的交换优选地通过如下所述的特定预置或合适的时间常数而生效。
在本发明的有利的实施例中，音频信号控制器适用于执行以下步骤：
-使用用于增加第一数字音频信号或第二数字音频信号的音频信号样本的绝对值的第一时间常数来估计第一数字音频信号或第二数字音频信号的电平，
-使用用于减少第一数字音频信号或第二数字音频信号的音频信号样本的绝对值的第二时间常数来估计第一数字音频信号或第二数字音频信号的电平；
-第二时间常数大于第一时间常数。
不同的时间常数可以用于设置不同的上升和释放时间，以在将第一数字音频信号传送至控制器输出或将第二数字音频信号传送至控制器输出之间进行切换。可将相对短的上升时间(诸如20μS和200μS之间)设置为用于增加第一数字音频信号或第二数字音频信号的音频信号样本的绝对值。第一时间常数可以设置为对应于第一或第二数字音频信号的单个采样时间间隔的值，从而提供峰值跟踪电平估计。一个相对短的上升时间确保了在估计的电平超过预定的阈值电平时音频信号控制器的快速反应。作为响应，音频信号控制器一检测到零交点就切换输出状态，从而将第二数字音频信号而不是第一数字音频信号传送至控制器输出。对信号电平超过预定阈值电平的快速反应确保了在控制器输出处提供的输出数字音频信号中第一数字音频信号的限幅或过载失真被有效抑制。在被检测的数字音频信号的电平(即第一或第二数字音频信号)在预定阈值电平上下快速波动的信号条件下，一个相对长的释放时间(诸如在1mS和200mS之间，更优选地在1mS和40mS之间)用于抑制在将第一数字音频信号传送至控制器输出或将第二数字音频信号传送至控制器输出之间的快速的来回切换。此外，当第一和第二数字音频信号以如上所述的方式分别来源于(或表示)分别具有第一和第二信号放大的公共音频输入信号时，第二时间常数或释放时间的相对较大的值可以在多种情况中提供非常有利的益处。长释放时间使第一信号通道的信号处理和调节电路(具体是第一前置放大器)能够在第一数字音频信号传输到控制器输出之前恢复其标称操作点。由于在具有音频输入信号的非常高的电平的前述的时间段中，相关联的音频放大电路的第一信号通道的信号放大和处理电路可能被强制进入高度非线性操作状态，故在这个电路恢复到标称操作点并重新开始低失真或线性的工作之前可能需要相当长的时间。
一种提供第一数字音频信号或第二数字音频信号的第一和第二电平估计的实践方式包括使音频信号控制器用于执行以下步骤：
a)将峰值跟踪变量MaxPeak初始化为初始值，该峰值跟踪变量表示在第一数字音频信号或第二数字音频信号的一对连续的零交点之间的第一数字音频信号或第二数字音频信号的最大绝对值，
b)将第一数字音频信号或第二数字音频信号的当前音频信号样本ABS x(n)的绝对值与当前电平估计Yp(n-1)进行比较，
c)如果当前音频信号样本的绝对值大于当前电平估计Yp(n-1)，则使用第一时间常数计算更新的电平估计Yp(n)，
d)如果当前音频信号样本的绝对值小于当前电平估计Yp(n-1)，则使用第二时间常数计算更新的电平估计Yp(n)，
d)将峰值跟踪变量MaxPeak的值与更新的电平估计Yp(n)进行比较，
e)如果更新的电平估计Yp(n)大于峰值跟踪变量MaxPeak，则将MaxPeak的值更新为Yp(n)，
f)如果更新的电平估计Yp(n)小于峰值跟踪变量MaxPeak，则保留MaxPeak的当前值，
g)检测第一数字音频信号或第二数字音频信号的零交点，
h)当检测到零交点时，将MaxPeak的值与第一预定的阈值电平进行比较，
i)如果MaxPeak的值大于第一预定的阈值电平：则切换为将第二数字音频信号传输至控制器输出或继续将第二数字音频信号传输至控制器输出，
j)如果MaxPeak的值小于第一预定的阈值电平：则切换为将第一数字音频信号传输至控制器输出或继续将第一数字音频信号传输至控制器输出。
在这个优选实施例中，监控第一或第二数字音频信号的零交点的出现。通过在音频信号控制器的专用的存储器位置或寄存器中设置标记或类似的指示，可以方便地指示零交点。如果没有检测到零交点，则音频信号控制器优选地通过继续向控制器输出传输当前数字音频信号并且继续监控第一和第二数字音频信号的零交点来保持其当前输出状态。另一方面，一旦检测到零交点，音频信号控制器就通过根据MaxPeak的值和第一预定阈值电平之间的比较结果执行步骤i)和j)继续进行。如果当前输出状态将第一数字音频信号传输至控制器输出，则在执行步骤i)期间音频信号控制器的输出状态的改变或切换可以生效。类似地，如果当前输出状态将第二数字音频信号传输至控制器输出，则在执行步骤j)期间音频信号控制器的输出状态的改变可以生效。
在进一步改进的实施例中，利用两个不同的预定阈值电平来在音频信号控制器的输出状态之间的切换中提供额外的迟滞。这两个不同的预定阈值电平可以以3dB至10dB的电平量相间隔。音频信号控制器用于进一步执行步骤i)之后的步骤：
i1)将MaxPeak的值与第二预定阈值电平进行比较，第二预定阈值电平小于第一预定的阈值电平预定的量，
i2)如果MaxPeak的值在第二预定阈值电平和第一预定阈值电平之间：则继续将第一数字音频信号或第二数字音频信号中的当前一个传输至控制器输出，
i3)如果MaxPeak的值小于第二预定的阈值电平：则将第一数字音频信号传输至控制器输出。
在另一实施例中，信号特征包括第一数字音频信号的DC电平。例如，DC电平可以用于(例如)指示上述的音频放大电路的第一信号通道是否在其过载界限之下的基本上线性的状态中工作。如果第一数字音频信号的估计的DC电平指示第一信号通道在基本上线性的区域或状态中工作，则音频信号控制器可适用于切换输出状态，以将第一数字音频信号而不是第二数字音频信号传送至控制器输出。在音频信号控制器已将第一数字音频信号传输至控制器输出的情况下，音频信号控制器保持这个输出状态。另一种有用信号特征可以是第一数字音频信号的频谱形状，其中，可以通过由前置放大器限幅和/或A/D转换器过载引起的第一数字音频信号的歪斜的频谱来检测第一信号通道的明显过载。
在另一个优选的实施例中，通过检测第一和第二数字音频信号的基本上同时出现的零交点，进一步增强对与音频信号控制器的输出状态的切换有关的音频噪声的抑制。根据本发明的该实施例，输出状态的切换只在检测到同时出现的零交点时生效，而不是在检测到第一和第二数字音频信号中的仅仅一个的零交点时切换输出状态。因此，信号控制器用于执行以下步骤：
-监控第一数字音频信号和第二数字音频信号，并检测第一数字音频信号和第二数字音频信号的各自零交点，
-检测第一数字音频信号和第二数字音频信号的基本上同时出现的零交点，
-在第一数字音频信号和第二数字音频信号的基本上同时出现的零交点处，从将第一数字音频信号传送到控制器输出切换到将第二数字音频信号传送到控制器输出，或反之亦然。
在本文中，术语“基本上同时出现的零交点”指在10个或更少的采样时间间隔(诸如小于3个采样时间间隔)的时间窗内出现的第一数字音频信号的零交点和第二数字音频信号的零交点。采样时间间隔的持续时间是由第一和第二数字音频信号的各自的尼奎斯特采样频率确定的，其优选地在8kHz和48kHz之间(诸如在16kHz和48kHz之间)。该实施例具有的优点是，动态控制音频信号控制器的输出状态的切换，并可考虑相关音频放大电路的第一和第二信号通道的一个或两个的传递函数的非线性行为。本发明人已用实验验证了在相关联的音频放大电路的输入端子处的输入阻抗可在音频输入信号的非常高或大的电平下非线性工作，并调制第一和第二信号通道中的一个或两个的传递函数。一个或多个传递函数的调制倾向于削弱第一和第二数字音频信号之间的另外的(在小信号条件下)良好匹配的相位关系。根据本实施例，音频信号控制器用于以忽略第一和第二数字音频信号中仅一个的零交点的方式响应于第一和第二数字音频信号的基本上同时出现的零交点而单独地改变输出状态。音频信号控制器保持其当前输出状态，并继续根据具体情况将第一或第二数字音频信号传送至控制器输出。
在本发明的实施例中，其中，第一和第二数字音频信号以上述与音频放大电路的功能性有关的方式从分别具有第一和第二信号放大倍数的公共音频输入信号中获得，该音频信号控制器在音频输入信号的低或正常电平下，以第一数字音频信号的形式完成将实际上无噪声的数字音频信号传输至控制器输出。此外，该音频信号控制器在音频输入信号的高和极高的电平下，通过预定特征标准的适当设置，将第二数字音频信号传送至控制器输出，以将未失真的数字音频信号传送至控制器输出。
当第一和第二数字音频信号以上述方式从分别具有第一和第二信号放大倍数的公共音频输入信号中获得时，控制器输出相应地在以低灵敏或放大状态(第二数字音频信号被传输至控制器输出)和正常灵敏状态(第一数字音频信号被传输)的形式的两个不同的输出状态之间来回切换。尽管在控制器输出传输第二数字音频信号的时间间隔内，由于第二通道的低信号放大，可提高涉及输入的基噪声(input referred noise floor)，但是音频输入信号的同时出现的高电平能够可感知地掩蔽(mask)增加的噪声。如下所述，通过选择用于在控制器输出处切换输出状态的适当的上升和释放时间常数，可提高增加的涉及输入的基噪声的可感知的掩蔽的有效性。
优选地，从向控制器输出传送第一数字音频信号切换至向控制器输出传送第二数字音频信号(反之亦然)是生效的，无需在通过音频信号控制器选择其中一个之前对第一和第二数字音频信号进行任何求和、混合或混频。由于可以通过向简单的2-1复用器(如果提供三个、四个或多个分离通道，则为3-1、4-1等复用器)提供适当的控制信号可使信号选择生效，故第一数字音频信号或第二数字音频信号的选择性传输使音频信号控制器的计算和硬件资源消耗最小化。同样的，根据程序指令或功耗也可非常有效地实现在可编程微处理器上的对应复用操作。以这种方式，在控制器输出处传输的输出数字音频信号实际上形成连接起来的数字音频样本流，该数字音频样本流包括根据估计的信号特征和预定的特征标准之间的比较结果设置或选择的第一和第二数字音频信号的间断设置或邻接的片段。
音频信号控制器可用于以各种不同的方式检测第一和/或第二数字音频信号的零交点。根据优选的实施例，信号控制器用于检测第一和/或第二数字音频信号的符号(sign)变化。根据特定二进制数字系统(这些数字音频信号在其中表示)的特征，通过监视第一和/或第二数字音频信号的样本的符号位或其他特征的值可检测符号变化。二进制数字系统可以是有符号数值、冗余的二进制有符号数、2的补码(two’s complement)等中的一个。
优选地，音频信号控制器用于在第一或第二数字音频信号的零交点内在少于1ms、更优选地少于625μS、甚至更优选地少于208μS(诸如少于62.5μS)中切换输出状态。当第一和第二数字音频信号被设置在其各自的最终或尼奎斯特采样频率时，这些时间间隔可对应于第一和第二数字音频信号中的每一个的一个或一些采样时间间隔(诸如在10个采样时间间隔内)。第一和第二数字音频信号的相应的尼奎斯特采样频率可方便地在16kHz和48kHz之间，从而在第一数字音频信号的样本或第二数字音频信号的样本之间的采样时间间隔处于20.8μS和62.5μS之间。这些采样时间间隔符合标准化的或至少常用的数字音频系统的采样频率。在检测到的零交点之前或之后的快速切换确保在切换瞬间第一和/或第二数字音频信号仍具有合理接近于零的瞬时幅度，以抑制噪声。从零偏离的实际信号在这些情况下将取决于第一或第二数字音频信号在零交点的转换速率(slew rate)。
如上所述，音频信号控制器的输出状态的切换或交换优选地在估计电平超过预定的阈值电平之后，在第一或第二数字音频信号的第一零交点处执行。
然而，在某些实施例中，输出状态的切换可备选地在估计电平超过预定的阈值电平的时间点之前不久的零交点处有效。如果第一和第二数字音频信号的各自片段被立即储存在延迟缓冲器中，则这是可能的。每个段均可包括第一或第二数字音频信号的预定数量的样本，例如，对应于所讨论的数字音频信号的1和100毫秒之间的信号持续时间的样本数。在本发明的这个实施例中，音频信号控制器可用于响应于检测到估计电平超过预定的阈值电平，而搜索延迟缓冲器中保留的预定个数的样本，以找到第一和第二数字音频信号中的一个或两个的零交点。在可选的实施例中，第一和/或第二数字音频信号的零交点由音频信号控制器连续地标记或标志，同时第一和第二数字音频信号的各个片段在由音频信号控制器选择之前暂时地储存在延迟缓冲器中。当估计电平超过预定的阈值电平并且音频信号控制器确定输出状态要被切换时，音频信号控制器用于计算存储位置或延迟缓冲器的地址，第一和/或第二数字音频信号的先前的零交叉基于标记的设置而出现在其中。一旦已计算出延迟缓冲器中的适当的零交点存储地址，则音频信号控制器在确定的零交点存储地址处生效延迟缓冲器中的第一和第二数字音频信号的交换。
对于某些实时约束的语音应用系统(诸如移动电话应用系统)，用于中间存储第一和第二数字音频信号的这种延迟缓冲器的使用是不能接收的，这是因为其到音频信号控制器的传播延迟的增加。然而，在其他实时约束较少的音频应用系统(诸如摄像机的录音机)中，延迟缓冲器的使用是可以完全接受的。
该音频信号控制器的优选实施例用于在估计第一数字音频信号或第二数字音频信号的信号特征之前，执行以下步骤：
由第一数字DC阻塞滤波器对所述第一数字音频信号进行滤波；
由第二数字DC阻塞滤波器对所述第二数字音频信号进行滤波。
第一和第二数字DC阻塞滤波器可包括具有基本上相同的高通截止频率的相应的数字高通滤波器，其中，高通截止频率低于30Hz，优选地低于15Hz，以使信号特征估计能够准确地检测或反映给予模拟信号处理和相关音频信号放大电路的放大电路的大的低频或亚音速信号的峰值幅度。具有基本上相同的高通截止频率的数字高通滤波器可通过良好匹配的传递函数而容易地高度准确地实现。此特征有助于维持第一和第二数字音频信号之间的良好相位匹配。
第一和第二数字DC阻塞滤波器附加地用于消除第一和第二数字音频信号之间的DC电压差。可通过涉及第一和第二数字音频信号的产生的模拟信号处理和放大电路的不匹配的DC偏置设置，来引入这种DC电压差。模拟信号处理和放大电路可(例如)包括第一和第二前置放大器和/或前述音频放大电路的第一和第二模数转换器，其中，后面的电路负责产生第一和第二数字音频信号。实际上，在这些模拟信号处理和放大电路之间的DC电平匹配根本不完全准确，即便可以投入精心设计和集成电路布置技术来改善匹配。
在音频信号控制器的一个实施例中，在具有传递函数的数字补偿滤波器中对第二数字音频信号进行数字滤波，该传递函数包括零点，该零点在频率上位于接近相关联的音频放大电路的第二前置放大器的极点，以消除该极点对第二前置放大器的小信号传递函数的频率响应的影响。该数字补偿滤波器可附加地包括在频率上与相关联的音频放大电路的第一前置放大器的小信号传递函数的最低极点匹配的极点。由于数字补偿滤波器的极点可设置为高精度，故在第一和第二数字音频信号之间的良好的相位匹配是可能的。
通过将该音频信号控制器用于以多种格式(包括比特流格式)支持接收和处理第一和第二数字音频信号，可提高该音频信号控制器的灵活性和互操作性。音频信号控制器的优选实施例用于执行以下步骤：
-在第一抽选滤波器中，以过采样频率接收第一数字音频信号，并下采样该第一数字音频信号至最终或尼奎斯特采样频率；
-在第二抽选滤波器中，以过采样频率接收第二数字音频信号，并下采样该第二数字音频信号至最终或尼奎斯特采样频率。
因此，音频信号控制器可接收第一和第二数字音频信号作为由∑Δ型模数转换器产生的相应的过采样比特流，以及抽选并将这些中的每一个转换为标准的N-比特格式(N通常是8和24之间的正整数)，诸如2的补码等。
如果以过采样的格式接收第一或第二数字音频信号，则音频信号控制器优选地用于在尼奎斯特采样频率下估计第一或第二数字音频信号的信号特征。下采样过程通常包括对所讨论的数字音频信号进行低通滤波，以抑制由∑Δ型模数转换产生的音频带宽之上的高频噪声。一旦已抑制或消除高频噪声，就可改善信号特征估计的可靠性。
同样地，音频信号控制器可有利地用于执行以下步骤：以第一或第二数字音频信号的尼奎斯特采样频率检测第一或第二数字音频信号的零交点，通过依靠低噪声数字音频信号改善零交点检测中的可靠性。
最后，音频信号控制器的输出状态的切换优选地以尼奎斯特采样频率应用于第一或第二数字音频信号。
第一或第二数字音频信号的幅度可优选地在它们被选择性地传输至音频信号控制器的控制器输出之前被缩放为基本相同。音频信号控制器优选地通过使用预置或合适的增益系数缩放第一数字音频信号或第二数字音频信号以补偿相关音频放大电路的第一信号放大倍数和第二信号放大倍数之间的放大的差的步骤来用于确保这个功能。该步骤或信号处理确保在控制器输出处的连接起来的输出的数字音频信号的电平保持基本上独立于输出状态，即，独立于是第一还是第二数字音频信号在控制器输出处传输。优选地，通过使与第一和第二信号放大倍数之间的确定的放大差对应的增益与第一数字音频信号相乘来进行缩放。根据相关联音频放大电路的第一和第二信号通道之间的放大差的现有知识，增益系数可具有预置值，或者增益系数可以在完整的音频放大系统(包括互相连接至相关联的音频放大电路的该音频信号控制器)的工厂校正期间进行确定。根据又一个实施例，在音频放大系统的工作期间，增益系数是由音频信号控制器适当确定的。在第一数字音频信号的电平低于预定的阈值电平或另一适当的阈值电平的时间段内(其中，已知第一和第二信号通道在基本上线性的模式下工作)，该信号控制器可用于检测和比较第一和第二数字音频信号的各自电平。
音频信号控制器可包括诸如可编程定点或可编程浮点数字信号处理器的可编程微处理器。然而，本领域的技术人员应理解，该音频信号控制器的上述步骤和功能可由可编程微处理器执行的程序指令/程序来实现，或可选地，实施为固定的或硬接线的专用电路块，其具有适当配置的数字算法和逻辑单元或者微处理器程序指令和硬接线的专用电路块的任意组合。
根据本发明的另一方面，提供了一种计算机可读数据载体，包括可编译或可执行微处理器程序指令，用于在指令被加载入上述可编程微处理器的程序存储器时使微处理器执行音频信号控制器的上述实施例的任意一个的各步骤或一组步骤。
根据本发明的优选实施例或方面，根据上述公开的实施例中的任意一个，音频信号控制器被集成在半导体晶片或芯片上。集成的半导体晶片优选地以亚微米CMOS半导体工艺进行制造，从而实现音频信号控制器的大规模和低成本制造。
本发明的又一方面涉及选择性地将第一数字音频信号或第二数字音频信号传送到音频信号控制器的控制器输出的方法，该方法包括以下步骤：
a)分别在第一数据存储位置和第二数据存储位置接收第一数字音频信号和第二数字音频信号，
b)估计第一数字音频信号或第二数字音频信号的信号特征，
c)将估计的信号特征与预定的特征标准进行比较，
d)基于估计的信号特征和预定的特征标准之间的比较，在第一数字音频信号或第二数字音频信号的零交点，从将第一数字音频信号传送到音频信号控制器输出切换到将第二数字音频信号传送到音频信号控制器输出，或反之亦然。
优选地，该方法可进一步包括以下步骤：
e)监控第一数字音频信号和第二数字音频信号，并检测第一数字音频信号和第二数字音频信号的各自零交点，
f)检测第一数字音频信号和第二数字音频信号的基本上同时出现的零交点，
g)在第一数字音频信号和第二数字音频信号的基本上同时出现的零交点处从将第一数字音频信号传送到控制器输出切换到将第二数字音频信号传送到控制器输出，或反之亦然。
本发明的另一方面涉及一种计算机可读数据载体，包括可编译或可执行的微处理器程序代码或指令，用于在被加载入微处理器程序存储器时使得微处理器执行选择性地将第一数字音频信号或第二数字音频信号传送到音频信号控制器的控制器输出的以上参考方法的步骤a)～d)。计算机可读数据载体可包括用于使微处理器执行以上步骤e)～g)的附加的可编译或可执行微处理器程序代码。
计算机可读数据载体可包括诸如光盘或磁盘的数据载体、包含诸如闪存、ROM、PROM、EPROM或EEPROM的半导体存储设备的存储组件或存储棒。
本发明的最后一方面涉及一种数字信号处理器组件，其包括存储用于使数字信号处理器执行以下步骤的可执行程序指令或代码的程序存储器：
选择性地将第一或第二数字音频信号传送到音频信号控制器的控制器输出的以上参考的方法的步骤a)～d)，以及优选地还有，
上述步骤e)～g)。该数字信号处理器组件优选地包括诸如由Analog Devices制造的浮点SHARC
Figure BSA00000150064700201
处理器的通用商用数字信号处理器。
最后，上述音频信号控制器可以可操作地连接至前述相关联的音频放大电路，以形成音频放大系统。音频放大系统可集成在单个半导体基板或晶片上或设置为多个独立部件。以下将根据多个优选的实施例描述该音频放大电路的细节。
音频放大电路包括用于接收音频输入信号的输入端子。第一前置放大器具有可操作地连接至输入端子的输入和可操作地连接至第一模数转换器的输出，以提供具有第一信号放大倍数的第一数字音频信号。第二前置放大器具有可操作地连接至输入端子的输入和可操作地连接至第二模数转换器的输出，以提供具有第二信号放大倍数的第二数字音频信号。第二信号放大倍数小于第一信号放大倍数。
优选地，第一数字音频信号和第二数字音频信号或数字音频流是从音频输入信号形式的公共输入信号中获取的，以提供来自第一和第二信号通道或路径中的相应通道或路径的第一数字音频信号和第二数字音频信号。第一信号放大倍数被定义为第一数字音频信号和音频输入信号之间的增益，第二信号放大倍数被定义为第二数字音频信号和音频输入信号之间的增益。由于第二信号放大倍数小于(优选地，显著地小于)第一信号放大倍数，故第二模数(A/D)转换器的输出将能够处理音频输入信号的较高电平，而没有低输出电压电平引起的失真。如果第一和第二前置放大器以及A/D转换器是由基本上相同的DC电源电压供电的相似或相同的设计，那么这自然特别明显。这是常见的情形，因为适于低功率工作的前置放大器优选地被构造为具有轨(rail)到轨输出电压摆幅能力，或至少与其接近的输出电压摆幅能力。为了产生第一和第二平行信号路径或通道的过载界限之间的有利的差，第二信号放大倍数可至少是10dB，优选地多于20dB，或多于40dB，在300Hz和3kHz之间的整个频率范围内小于第一信号放大倍数。这种约束可备选地定义在20Hz和20kHz之间的音频带内的单个或一些相关的参考频率，例如，在1kHz或在300Hz、1kHz和3kHz上确定的平均值。
第一信号通道可以通常认为是正常的灵敏度通道，非常适合于放大或处理低电平和正常电平的音频输入信号，而不会引入小的或零点音频输入信号电平上的不可接受的噪声。第二信号通道，由于其较低的信号放大倍数，但是优选地实际上相同的输出电压摆幅能力，故在第二信号通道到达其过载或其限幅界限之前能够以大于第一信号通道例如10dB或20dB的电平处理音频输入信号。第一和第二信号通道中的每一个的过载或限幅界限可以方便地被定义为这样的信号电平：以施加于输入端子的1kHz的正弦信号进行测量，正被讨论的数字音频信号到达整个谐波失真的3％。
该音频放大电路的一些实施例可包括一个或多个附加的信号通道，例如第三信号通道，其提供具有在第一和第二信号放大倍数之间的信号放大倍数的第三数字音频信号。在这个情形中，相关联的信号控制器适合于在这三个不同的信号通道之间基于第一、第二或第三数字音频信号的任意一个的估计电平进行切换。
输入终端适用于接收来源于各种不同类型的声源或发生器(诸如记录的音乐或语音信号)的模拟音频输入信号，该信号作为线路电平信号通过低阻抗信号源提供至输入端子。备选地，通过直接连接至输入端子的诸如扩音器换能元件的电声音频换能器提供音频输入信号。自然地，放大电路可以包括接收相同音频输入端子的两个平行输入端子。扩音器换能元件可以包括微型ECM的电动(electrodynamic)换能元件或容性驻极体或电容式换能元件，其组成与值在0.5和2pF之间的电容器对应的一个极大的发生器阻抗。
在音频放大电路的特别有利的实施例中，衰减器可操作地连接在音频放大电路的输入端子和第二音频前置放大器的输入端子之间。通过衰减器的适当设计，与输入端子的电平相比，其可以极大减小施加于第二前置放大器的输入端子的音频输入信号的电平。这引起对第二前置放大器的输入晶体管或其他有源器件进行有利屏蔽，防止峰值音频信号电压上升到第二前置放大器的DC电源电压轨之上或之下。另外，有利的是，如果衰减器包括由诸如阻性或容性分压器的无源组件形成的分压器，这是由于无源组件比诸如COMS晶体管的有源半导体器件更适合于以线性方式处理音频信号电压的非常高的电平。
在电容式扩音器的应用系统中，例如微型ECM，基于容性分压器的衰减器的应用是非常有用的，这是因为由容性分压器向电容式扩音器的容性或电容式换能元件呈现的基本上为容性的负载产生基本与频率无关的换能器信号的衰减。此外，对比于基于电阻的衰减器，尤其微型ECM的电容式换能元件的极大的发生器阻抗所需要的高阻抗衰减器，容性电压的电容器对音频输入信号的热噪声起作用。另外，容性分压器的电容器的适当电容值可以在具有最小的晶片面积消耗的集成半导体基板上形成，因而成本低。
如上所述，衰减器保护第二前置放大器的输入不经受音频输入信号的非常大的电平，使得第二前置放大器即使在这些大的音频信号电平(其可以对应于100或120dB SPL以上的声压级)仍能够基本上线性地工作。穿过音频输入信号的期望动态范围的第二前置放大器的基本上线性的工作或在内置自动增益控制函数的情形中的至少准线性的工作确保了第二前置放大器对音频输入信号的大电平进行快速而可预测地响应。这个特征的一个优点是，有可能获得音频输入信号的实际电平的准确指示，该音频输入信号用于在对第二数字音频信号上进行操作的相关联的电平估计器中。
该音频放大电路的一个非常有用的实施例是特别适合于在电容式扩音器应用系统中使用，其中容性换能元件的发生器阻抗可以是非常高的。高阻抗可以通过连接至音频放大电路与引起不想要的换能信号衰减或信号损失，除非在其输入端子提供合适的阻抗特性。如上所述，电容式或容性换能元件或适用于移动终端应用系统的微型ECM的胶囊(capsule)展示出实际上对应于纯容性发生器阻抗(等价于0.5pF至2pF的电容器)的极高的发生器阻抗。因此，在1kHz处测量时，音频放大电路的这个实施例在输入端子处具有大于100MΩ的输入阻抗，该阻抗优选地大于1GΩ，更优选地大于10GΩ。例如，在上述较佳范围中的输入阻抗可以是(例如)通过适当选择半导体工艺技术(诸如CMOS或BiCMOS技术)和/或适当的电路设计技术来完成的。在输入端子处展示出非常大的输入阻抗的一个有用的实施例中，第一和第二前置放大器的相应的输入级是基于CMOS晶体管。
备选地，根据在输入端子处的输入阻抗的容性分量，可以指定在电连接至容性换能元件的应用系统中的音频放大电路的输入端子处的输入阻抗的要求。在输入端子处的输入阻抗的容性分量在1kHz测量时优选地小于500fF，优选地小于200fF，甚至更优选地小于100fF。如果音频放大电路包括前述的容性分压器，则可通过适当选择容性分压器中的电容值来符合在输入端子处的输入阻抗的容性分量的上述优选的范围。由于容性分压器提供通过扩音器换能元件提供至输入端子的音频输入信号的与频率无关的衰减，容性分压器特别有利于连接至微型电容式换能元件。容性分压器的最小电容器的电容值优选地小于500fF，更优选地小于100fF，以通过提供大的输入阻抗使音频输入信号的负载最小化。
在一个实施例中，容性分压器包括连接在输入端子和信号地节点(诸如电路地电压、DC电源电压或DC参考电压)之间的级联的第一和第二电容器。级联的第一和第二电容器之间的中间点或分支可操作地连接至第二前置放大器的输入。第一和第二电容器值可选择为分别在约100fF和900fF的范围，以在音频输入信号到达第二前置放大器的输入之前对该音频输入信号提供约20dB的衰减。级联的第一和第二电容器在输入端子处协作地引入约90fF的容性负载。
第一和第二信号放大倍数之间的差在某些实施例中可以通过衰减器的单个衰减来专门产生。这样做的有益效果是，第一和第二前置放大器可以是基本上相同的设计，因而在整个音频频谱的相对确定的频率范围(例如在100Hz和10kHz之间)展示出基本上相同的小信号传递函数。第一和第二前置放大器的基本上相同的小信号传递函数支持第一和第二数字音频信号的相位匹配。正如下面将要进行解释的，存在与提供第一和第二数字音频信号的同时出现的零交点相关联(与他们之间的切换有关)的某些优点。
在备选的实施例中，第一和第二信号放大倍数之间的差可以通过由衰减器提供的信号衰减与第一和第二前置放大器之间的增益差的结合来产生。第二前置放大器在诸如300Hz和3kHz之间的音频频率范围的至少一部分中，可用作个体的增益缓冲器或用作具有相当大的增益(例如大于10dB或大于20dB)的放大器。在这两种情形中，第二前置放大器优选地具有高输入阻抗，在1kHz测量时优选地大于100MΩ，诸如大于1GΩ，或甚至大于10GΩ、以确保音频输入信号的最小负载或衰减器的分支的最小负载。
在又一实施例中，其中第一和第二前置放大器的小信号传递函数不同，第二前置放大器的小信号传递函数包括一个极点，该极点所在频率(诸如20Hz或10Hz以下)低于第一前置放大器的小信号传递函数的最低或最小极点。第二前置放大器的极点可优选地设置成比第一前置放大器的最低极点低得多的频率，诸如低10倍。这使得向具有传递函数的第二数字音频信号应用数字滤波器(其可以位于该音频放大电路的外部)相对容易，传递函数包括零点，该零点在频率上靠近第二前置放大器的极点，以消除该极点对第二前置放大器的小信号传递函数的影响。数字滤波器可附加地包括在频率上与第一前置放大器的小信号传递函数的最低极点匹配的极点，因而确保第一和第二信号通道之间极好的相位匹配。
在音频放大电路的多个有用实施例中，第一前置放大器和/或第二前置放大器包括具有同相输入的差分放大器，该同相输入可操作地连接至音频放大电路的输入端子，用于接收音频输入信号。反馈网络连接在第一前置放大器的输出和反相输入之间或者连接在第二前置放大器的输出和反相输入之间。这个前置放大器配置在连接的音频输入信号的同相输入处通过使其与反馈网络隔离而提供大的输入阻抗。在又一优选实施例中，反馈网络建立从差分放大器的外部对第一或第二前置放大器的反相输入的低通传递函数。这可以通过在反馈网络中选择合适配置的电容器和阻性组件来完成。为了便于在半导体基板上集成，反馈网络的阻性组件可以包括在其各自的三极管区域工作或偏置的MOS晶体管。在本发明的其他实施例中，第一前置放大器和/或第二前置放大器包括可操作地连接至音频放大电路的输入端子的相应的单端输入和可操作地连接至第一和第二模数转换器的相应差分输入的相应的差分输出。
第一和第二模数转换器优选地包括在诸如1MHz和10MHz之间的采样率的相应过采样采样率分别产生第一和第二数字音频信号的相应的∑Δ转换器。备选地，例如以16kHz和48kHz之间范围内的采样频率进行操作的非过采样模数转换器可以用于使由第一和第二前置放大器提供的相应模拟信号数字化，并传递对应的第一和第二数字音频信号。这样的非过采样模数转换器可包括连续的近似或快速(flash)转换器。
如果第一和第二模数转换器包括各自的过采样∑Δ转换器，则该音频放大电路可包括第一抽选滤波器，配置为从第一过采样采样率到最终或尼奎斯特采样频率对第一数字音频信号进行接收并下采样。第二抽选滤波器同样配置为从第二过采样采样率至最终或尼奎斯特采样频率对第二数字音频信号进行接收并下采样。第一和第二过采样采样频率优选是相同，并且第一和第二尼奎斯特采样频率也相同。在对尼奎斯特采样频率采样值之后，第一和第二数字音频信号的每一个的采样频率优选地被设置为在8kHz和96kHz之间的值，诸如在16kHz和48kHz之间。第一和第二数字音频信号的下采样优选地伴随着低通滤波，以消除或衰减高频噪声和在对应的过采样数字音频信号中的最终或尼奎斯特采样频率之上的失真产物。
第一数字音频信号或第二数字音频信号的振幅优选地被缩放以在传输至本音频放大电路的一个或多个外部可访问输出端子或衬垫之前具有基本上相同的电平。根据这个实施例，本音频放大电路包括适于使用预置的或适当的增益因子来缩放第一数字音频信号或第二数字音频信号以补偿第一信号放大倍数和第二信号放大倍数之间的放大倍数差的数字信号缩放函数。
集成的半导体电路可优选地包括连接至输入衬垫或端子的过载保护或信号限制部件。这个部件保护了集成半导体电路上的有源和无源组件(诸如输入晶体管和衰减器组件)免受过压环境，过压环境会由于超过基板电流而可能导致有源或无源组件的破坏或故障。根据一个优选的实施例，集成半导体电路包括两个或多个级联的非线性元件(诸如二极管或二极管耦合的晶体管)，其可操作地连接在DC电源轨、DC参考电压中的至少一个和输入端子之间，以在第一限制电平箝位音频输入信号。DC电源轨可以包括正的或负的DC电源电压或地(GND)。DC参考电压可包括整流的DC电压或源于带隙的DC电压、或者集成半导体电路的任何其他合理地明确定义的和稳定的DC电压。第一限制电平可以例如通过使用两个到五个级联的二极管或二极管耦合晶体管作为非线性元件来设置为约1.0V和2.5V之间的数值。一个实施例利用包括两组或两串以反向平行结构安装的非线性元件，其中，每组包括两个或多个级联的非线性元件。在这个实施例中，这两组反向平行非线性元件都设置了第一限制电平和第二限制电平。通过适当的选择级联的非线性元件的数目和类型，可将音频输入信号箝位在两个不同的限制电平，例如，在输入端子处高于静止或DC偏置电压的在1.0V和2.5V之间的第一限制电平，而在输入端子处低于该静止或DC偏置电压的在1.0V和2.5V之间的第二限制电平。
第一前置放大器的输入，以至第二前置放大器的输入，可附加地配置有单独的过载保护或信号箝位，以防止所讨论的前置放大器被过分地驱动进入高过载状态，高过载状态可导致在音频输入信号的电平已返回至低于过载状态的电平之后第一前置放大器和/或第二前置放大器的长的恢复或设置时间。根据一个这样的实施例，单个或多个串联的非线性元件(诸如二极管或二极管耦合晶体管)连接至第一前置放大器的输入，以将输入信号箝位在第一前置放大器限制电平处。第一限制电平在数值上大于第一前置放大器的限制电平(诸如大于0.5到2.0伏)。通过在输入端子和第一前置放大器输入处使用网络中不同数量的级联的非线性元件，可实现在绝对或数值限制电平中的差。
在这种情况下，集成半导体电路包括一个或多个前述的外部可访问的输出端子，用于信号传输，其还可以包含数字音频接口，可操作地连接在第一和第二数字音频信号以及一个或多个外部可访问的输出端子之间。该数字音频接口被配置为以最终或尼奎斯特采样速率将第一数字音频信号和第二数字音频信号转换为符合诸如I2S、S/PDIF、AES/EBU，SLIMbusTM的标准数据通信/数字音频协议的数字音频流。在备选方案中，以其各自过采样格式的第一数字音频信号和第二数字音频信号可以按专有格式发送到各自独立的外部可访问的输出端子。
第一数字音频信号和第二数字音频信号优选地作为时间复用数据或数字音频样本流而在单个普通的数据线路上传输。备选地，两个独立的数据线路可用于传输第一数字音频信号和第二数字音频信号中的相应信号。
在本发明的一个实施例中，音频放大电路包括用于接收外部时钟信号的时钟输入端子，第一模数转换器和第二模数转换器的各自采样频率由从外部时钟信号中获取的音频放大电路的内部时钟信号来设置。该实施例特别有用，其中，相关联的音频信号控制器以适当编程或配置的数字信号处理器(DSP)的形式位于便携式端子内，该数字信号处理器具有一个或多个数据接口端子，其可操作地连接至用于接收第一数字音频信号和第二数字音频信号的外部可访问的输出端子。外部时钟信号从便携式端子的DSP提供到音频放大电路的时钟输入端子，使经由一个或多个外部可访问的输出端子的第一数字音频信号和第二数字音频信号的传输与外部时钟信号同步，使便携式端子的DSP能够用作控制传输过程的主机。
该音频放大电路可包括适于使用预置或适当的增益因子缩放第一数字音频信号或第二数字音频信号以补偿第一信号放大倍数和第二信号放大倍数之间的放大倍数差的数字信号缩放函数。该缩放函数用于在第一数字音频信号和第二数字音频信号传输到相关联的音频信号控制器之前均衡其电平。当然，缩放函数还可在相关的音频信号控制器上实施。优选地，只调整第一数字音频信号和第二数字音频信号中的一个以最小化与其相关联的计算负担，但备选地，通过相应的预置或适当的增益因子可对第一数字音频信号和第二数字音频信号两者进行缩放。
第一前置放大器或第二前置放大器可具有现有技术中公知的多个电路拓扑中的任意一个。第一前置放大器或第二前置放大器可以是基本上相同的电路拓扑或结构以便于在整个音频频率范围内的小信号传递函数的匹配。在一个实施例中，第一前置放大器或第二前置放大器包括具有可操作地连接至用于接收音频输入信号的音频放大电路的输入端子的同相输入的差分放大器，和连接在差分放大器的输出和反相输入之间的反馈网络。在另一实施例中，第一前置放大器或第二前置放大器具有单端输入和差分输出，在又一实施例中，第一前置放大器或第二前置放大器具有差分输入和差分输出。
在其他的实施例中，反馈网络被配置为提供从差分放大器的输出到差分放大器的反相输入的低通传递函数。因此，提供了用于在音频输入信号中衰减低频噪声并用于在第一或第二前置放大器的输入处抑制DC偏置效应的高通小信号传递函数。
根据音频放大电路的优选的实施例或方面，半导体晶片或基板包括根据音频放大电路的任意以上公开的实施例的音频放大电路。集成的半导体晶片优选地以亚微米CMOS半导体工艺制造。
另一方面涉及一种微型容性扩音器，其包括响应于碰撞声以在换能器信号端子上产生对应的换能器信号的容性换能器元件。根据这方面，根据该电路的任意上述实施例的集成半导体电路的输入衬垫或端子可操作地连接至用于接收换能器信号的换能器信号端子。具有用于移动端子应用设备的形状和大小的ECM或微机电(MEMS)电容器可形成该微型容性扩音器。
与音频放大电路相关的又一方面涉及一种放大音频信号的方法，该方法包括：
-在放大电路的输入端子处接收模拟音频输入信号，
-将模拟音频输入信号施加至第一前置放大器的输入，
-通过具有第一信号放大倍数的第一前置放大器产生第一放大的输出信号，
-将第一放大的输出信号转化为第一数字音频信号，
-将模拟音频输入信号施加至第二前置放大器的输入，
-通过具有第二信号放大倍数的第二前置放大器产生第二放大的音频信号。在300Hz和3kHz之间的整个频率范围，第二信号放大倍数优选地小于第一信号放大倍数至少10dB的值或量。
放大音频信号的方法可进一步包括以下步骤：
-使用预定的量或因子衰减模拟音频输入信号，
-将衰减的模拟音频输入信号施加至第二前置放大器的输入。
放大音频信号的本方法可进一步包括以下步骤：
-通过可操作地连接在输入端子和{DC电源轨、DC参考电压}中至少一个之间的两个或多个非线性元件(诸如二极管或二极管耦合的晶体管)的级联，在第一限制电平箝位模拟音频输入信号。
本放大电路和放大音频信号的方法适于与被配置为用于根据如以下详细讨论的切换方案或算法来接收和处理第一数字音频信号和第二数字音频信号的音频信号控制器相配合，或可选地物理地与其集成。
附图说明
下面将结合附图更加详细地描述本发明的优选实施例，其中：
图1是根据本发明的第一实施例的包含音频信号控制器的音频放大系统的示意图；
图2是形成图1所示的音频放大系统的一部分的音频放大电路的前置放大器的详细框图；
图3是图1所示的音频信号控制器的框图；
图4是示出由音频信号控制器执行的程序或处理步骤的流程图，该音频信号控制器执行图3中示意性描述的信号处理功能；
图5示出了由图3所示的音频信号控制器的正常灵敏度和低灵敏度信号通道产生的第一和第二数字音频信号的测得的信号波形；
图6示出了音频信号控制器的控制器输出处的输出的数字音频信号的测得的波形和在处理图5所示的信号波形期间该音频信号控制器的输出状态；以及
图7是在音频信号控制器的输出状态的切换附近的在图6中绘出的测得的输出波形的时间放大图。
具体实施方式
在下面的段落中将描述和讨论本发明的优选实施例。下文中将结合相关的音频放大电路描述本发明的实施例，该音频放大电路产生由本发明的音频信号控制器施加和处理的第一数字音频信号和第二数字音频信号。然而，本领域的技术人员应理解，该音频信号控制器可接收并处理由其他类型的数字音频信号源提供的第一数字音频信号和第二数字音频信号。
为了辅助不同图之间的比较，在图中已通过相似的参考标号示出了相应的或等同的特征。
图1是音频放大系统101的示意图，其包括以音频放大电路102(用作前端)和音频信号控制器或选择电路122(用作音频放大系统101的后端)的形式的两个独立电路。如由虚线的分界线103所示，音频放大电路102和信号控制器122可以在同一个CMOS半导体晶片上制造或实现，或者它们可以在两个不同的CMOS半导体晶片上制造。特别地，音频信号控制器122可位于远端，例如以适当编程或配置的具有一个或多个数据接口端子的数字信号处理器(DSP)的形式位于便携式终端内，该数据接口端子可操作地连接至示出的该音频放大电路102的可进行外部访问的输出端子121，用于接收多路复用的第一数字音频信号和第二数字音频信号或数字音频流。在这种配置中，音频放大电路102可存在于印刷电路板上或便携式终端的其它载体上，或备选地安装在位于便携式终端的扩音器内部的微型扩音器内。
可使放大电路102的形状和大小适用于集成进微型ECM壳体内，并在所示实施例中，经由传统的引线接合技术通过放大电路102的输入端子或衬垫105连接至微型容性扩音器104。放大电路102分别包括在本实施例中被实现为同相运算放大器的第一前置放大器109和第二前置放大器110，每个放大器均具有由两个阻抗Z1和Z2的阻抗比率控制的音频频率放大倍数。阻抗Z1和Z2可分别包括用于设置第一前置放大器109和第二前置放大器110的相应音频频带电压增益的相应电阻器或电容器。
第一前置放大器109和第二前置放大器110分别形成通过输入端子105可操作地连接至公共模拟音频输入信号的上部和下部信号路径或通道的一部分。上部信号路径包括由电容器108形成的DC阻塞滤波器，该电容器进行操作以在输入音频信号被施加于第一前置放大器109(A1)的同相输入之前从该输入音频信号中去除DC分量。在这个实施例中，DC阻塞电容器108的电容优选地在1pF和20pF之间、更优选地大约为2pF。下部信号路径包括两个电容器C1 106和C2 107，连接成为音频输入信号的容性分压器。分压器的功能是通过下式给出的系数对下部信号路径的前置放大器A2110的音频输入信号进行衰减，
V audio = V mic C 1 C 2 + C 1
其中，Vaudio是到下部信号路径的前置放大器110的音频输入信号，Vmic是由微型ECM扩音器104的扩音器换能元件产生的音频输入信号。因此，包含C1 106和C2 107的容性分压器连接在输入端子105和第二前置放大器110的同相输入之间。电容C1和C2的大小通常适于通过输入端子105提供音频输入信号的音频源的发生器阻抗。在本实施例中，其中，音频源是微型ECM 104，C1的值优选地在20fF和100fF(1fF＝10-15F)之间的范围中。优选地，C2是C1的2至20倍，更优选地是约为9倍，产生第二前置放大器110的输入信号的大约20dB的信号衰减。第一对反向平行偏置二极管115c连接在第一前置放大器109的同相输入端子和GND之间以设置第一前置放大器109的适当的DC偏置点。这对反向平行偏置二极管115c为了第一前置放大器109的小信号运算而用作具有10GΩ阻抗或更大阻抗的极高阻抗偏置电路。极高阻抗使信号输入端子105上的负载最小化，并因此使由扩音器换能元件传送的音频输入信号的电平最大化。此外，该对反向平行偏置二极管115c通过将峰值信号输入电压限制至约+/-0.5伏(其对应于在该对反向平行偏置二极管115c中的单个前向二极管上的一个二极管压降)来用作第一前置放大器A1的同相输入端子的信号限制或过载保护。一对类似的反向平行偏置二极管也连接在第二前置放大器110的同相输入端子和GND之间。最后，第三组反向平行二极管115a连接在音频放大系统的输入端子105和正的DC电源电压或轨VDD之间。第三组反向平行二极管115a中的每个分支均包括两个(或可选地，更多个)二极管的级联，并用于将到音频放大系统的峰值信号输入电压限制在约+/-1.0伏特(或者如果在每个分支中级联了更多的二极管，则电压更高)，其对应于前向导通二极管之间的两个二极管压降。
上部的或正常灵敏度的信号路径以及下部的或低灵敏度的信号路径中的每一个均包含∑Δ模数转换器111和112，用于分别将第一前置放大器109和第二前置放大器110的各自输出处提供的模拟输出信号转换为传输到各自的抽选(decimation)滤波器113、114的对应的第一数字音频信号和第二数字音频信号。在一个实施例中，第一∑Δ模数转换器111和第二∑Δ模数转换器112分别都是以2.4MHz的过采样采样速率或频率进行操作的单比特转换器。在本实施例中，每个抽选滤波器以2.4MHz的过采样采样速率接收1比特数字音频流，并下采样该单比特音频流，从而形成具有16比特字长的以48kHz的最终采样频率来进行抽选和低通滤波的数字音频信号。然而，本领域的技术人员应理解，可以通过根据特定应用的要求的所示实施例的适当应用来使用宽范围的过采样采样频率(诸如1.0MHz和10MHz之间)和最终采样频率(诸如8kHz和96kHz之间)。
通过各数据总线116、117将抽选和低通滤波的数字音频信号传输到数字音频接口120，该数字音频接口可操作地连接在第一数字音频信号和第二数字音频信号以及外部可访问的输出端子121之间。数字音频接口120被配置为接收第一数字音频信号和第二数字音频信号并以16kHz的最终或尼奎斯特采样速率将第一数字音频信号和第二数字音频信号转换为符合诸如I2S、S/PDIF、AES/EBU、SLIMbusTM的标准数据通信/数字音频协议的数字音频流。
信号选择电路122可包括用于接收和解码数字音频流的对应的数字音频接口(未示出)。该信号选择电路122还包括逻辑和算术电路，被配置为基于第二数字音频信号的电平或其它信号特征选择性地传送或传输第一数字音频信号和第二数字音频信号中的一个。该信号选择电路122优选地包括软件编程微处理器或DSP，其通过可执行程序指令或子程序的适当集合来实现信号控制器122的功能。
通过电源端子VDD从正的DC电源电压或轨对音频放大系统101供电。GND电平用作音频放大系统101的负DC电源电压或轨。在本发明的实施例中，音频放大系统101被设计成在1.2伏和2.0伏之间(诸如约1.8伏)的DC电源电压上工作。该音频放大系统101优选地包括用于对外部产生的系统时钟进行接收和同步的时钟输入端子(未示出)，以使从信号控制器122的输出(OUT)传输的第一数字音频信号和第二数字音频信号与外部产生的系统时钟同步。
图2是图1示出的具有差分输出而不是单端输出的前置放大器109、110的优选实施例的详细框图。该前置放大器209优选地分别用于图1示出的第一前置放大器109和第二前置放大器110。前置放大器209分别包括第一放大级209a和第二放大级209b，配置为将在端子Audio IN(音频进入)的单端音频输入信号转换为在端子NINV OUT和INV OUT上的差分输出信号。第一放大级A1 209a和第二放大级A2 209b中的每一个分别包括具有低噪声性能的PMOS输入晶体管的差分放大器的工作类型。
第一放大级A1 209a被配置为具有通过C1提供至其反相输入的AC反馈和AC增益的同相运算放大器，即，通过C1和C2之间的比率设置的音频频率放大倍数。DC增益通过R2和R3之间的比率进行设置。BR1是工作在三极管区域中的MOS晶体管，用于提供与第一放大级209a或A1的反相输入串联的GΩ电阻。第二放大级A2、209b被配置为具有通过C3提供至其反相输入的AC反馈的反相运算放大器，从而通过C3和C2之间的比率设置AC增益。C1、C2和C3优选地是pF大小的电容器(例如，多晶-多晶(poly-poly)电容器)，分别用于精确设置第一放大级209a和第二放大级209b的相应的AC增益。在该实施例中，测得作为在端子Audio IN的单端音频输入信号和端子NINV OUT和INV OUT的差分输出信号之间的比率的前置放大器209的差分增益被设置为大约14dB。在优选的实施例中，C1、C2和C3分别具有1和20pF之间的值，以使前置放大器209的半导体基板面积消耗最小化。
C4和BR2的组合(其是工作在提供大电阻的三极管区域中的MOS晶体管)形成具有大约80kHz至200kHz的截止频率的低通滤波器，用作连接至图1所示的前置放大器的∑Δ模数转换器的图形保真(anti-aliasing)滤波器。
一对反向平行二极管215(优选地实现为一对二极管相连的PMOS晶体管)连接至DC偏移(offset)或DC偏置电压源V_offset，以将施加至放大级209a的同相输入的音频输入信号的最大幅度限制为预定的限制电平。一旦端子Audio IN上的音频输入信号的幅度超出由V_offset提供的DC电压一个阈值电压VT以上时，由于PMOS二极管中的一个开始导通并形成至V_offset的低阻抗路径，所以音频输入信号被有效地箝位。
图3是图1所示的可编程音频信号控制器或选择电路122的详细框图。音频信号控制器122包含从相应的信号输入IN1和IN2延伸至多路复用器311的对应输入的两条平行信号路径或通道，该多路复用器在音频信号控制器122的控制器输出OUT处实现第一数字音频信号和第二数字音频信号之间的切换，或第一数字音频信号和第二数字音频信号的交换。在本实施例中，以16kHz的同一尼奎斯特采样频率的抽选格式，信号输入IN1和IN2分别接收第一数字音频信号和第二数字音频信号。通过以I2S接口220(如上述结合图1所述的)的形式的标准化数字音频接口来提供第一数字音频信号和第二数字音频信号。
随后分别通过上部高通滤波级303和下部高通滤波级304对第一数字音频信号和第二数字音频信号中的每一个进行高通滤波以去除DC分量。上部高通滤波器303和下部高通滤波器304中的传递函数优选地基本上相同，以保持在上部信号通道和下部信号通道之间的良好相位匹配。每个高通滤波器303、304的截止频率被优选地设置为大约20Hz的频率。
通过由增益缩放函数306控制的乘法器305将增益缩放操作或步骤施加至上部信号通道中的第一数字音频信号。乘法器305将第一数字音频信号乘以由增益缩放函数306设置为预置值的缩放系数。如前所述，音频输入信号通过由C1和C2(连接至音频输入信号)(参见图1)形成的容性分压器而衰减了约20dB。因此在这种情况下，该缩放系数被设置为值0.1，以补偿相关联的放大电路102的第一和第二信号放大倍数之间的放大倍数的差。此后，具有适当均等的电平的第一和第二数字音频信号被传输至相位匹配运算或函数308，其控制对上部信号通道的数字补偿滤波器307进行设定的传递函数。该数字补偿滤波器307的传递函数包括零点(zero)和极点(pole)。将零点定位成在频率上靠近第二前置放大器(其由通过Z2和Z1(参照图1)形成的反馈网络进行设定)的亚音速极点，以消除该亚音速极点对第二前置放大器的小信号传递函数的影响。这个零点在频率中的精确位置不是特别关键，并且可以设定为与第二前置放大器110的亚音速极点的标称(nominal)频率相匹配。数字补偿滤波器307还包括一个极点，其在频率上与第一前置放大器109的小信号传递函数的最低极点相匹配。数字补偿滤波器307的这个极点的精确频率可以在校准步骤(该校准步骤在制造音频放大系统101的过程中执行)过程中确定，并且装入进音频信号控制器122的适当的寄存器或存储器地址或位置。备选地，音频信号控制器122可以适用于通过对传输到相位匹配运算或函数308的第一和第二数字扩音器信号的相位特征进行比较来确定极点的最佳位置。因此，这两个相位匹配过程都可以确保第一和第二数字音频信号之间的优良的相位匹配。第一零交点检测器309和第二零交点检测器310分别通过检查第一和第二数字音频信号的各自样本的标记值而分别适用于监控第一和第二数字音频信号的零交点。第一和第二数字音频信号可以以二者的互补形式(其与许多工业标准可编程DSP是兼容的)而各自通过16位或24位采样方便地表示。如果如下面所述达到关于第二数字音频信号的电平的某些其他标准，则信号选择器311使用第一和第二数字音频信号的被检测到的同时存在的零交点来在将第一数字音频信号传送到控制器输出OUT或将第二数字音频信号传送到控制器输出OUT之间进行切换。
电平估计器312适用于检测第二数字音频信号的一对电平估计，并将这些电平估计传输至信号选择器311。第一电平估计被检测为第二数字音频信号的运行绝对峰值幅值，用于增加第二数字音频信号的电平。第二电平估计以较大的时间常数被计算或检测为运行平均电平(running averaging level)，该运行平均电平是通过在16kHz采样频率对与约6.25mS的平均时间相对应的第二数字音频信号的约100个样本进行平均来提供的。信号选择器311配置为基于运行来读取或确定第一和第二电平估计，并将这些电平估计与预定地阈值电平(或备选地，与两个不同阈值电平中的一个)进行比较，以确定将第一和第二数字音频信号中的哪一个传送到信号选择器311的控制器输出OUT。将预定的阈值电平设定为对应于在相关联的放大电路102的第一信号通道的过载界限或电平以下的约3dB(诸如在2dB和6dB之间)的信号电平，以确保信号选择器311在第一通道到达其过载界限或电平之前或至少在之后很短时间内可切换状态并传输第二数字音频信号而不是第一音频信号。结合图4的流程图的描述，另外详细说明电平估计函数或步骤以及信号选择处理。
图4示出了由可编程音频信号控制器(图1和图2中的122)执行的程序步骤，该可编程音频信号控制器实现图2上示意性示出的信号处理功能。在步骤401，从I2A接口(图2上220)以尼奎斯特速率接收第一和第二数字音频信号。在步骤402，对第一和第二数字音频信号都进行如前所述的高通滤波，并在步骤403，使第一数字音频信号乘以之前描述的缩放系数，以在对应的信号通道中调整(align)第一和第二数据音频信号的音频信号电平。
在步骤404，通过如上所述的数字补偿滤波器(图3上的307)过滤第二数字音频信号。
在步骤405，计算两个不同的更新电平估计中的一个Yp(n)。由音频信号控制器122根据第二数字音频信号的样本的绝对幅值是否基于下面的电平计算算法或等式而增加或减小来以不同的时间常数从第二数字音频信号中获得这两个电平估计：
Xp(n)＝ABS(x(n))；
If Xp(n)＞Yp(n-1)
       Yp(n)＝(1-A)*Xp(n)+A*Yp(n-1)；
else
       Yp(n)＝(1-B)*Xp(n)+B*Yp(n-1)
End；
x(n)是到电平估计器的输入，
Yp(n-1)是电平估计器的输出处的当前电平估计，
Yp(n)是电平估计器的输出处的更新的电平估计，
A＜B；A和B是在0和1之间具有相应的值的实数。
以这种方式，值A设定电平估计器的第一时间常数或上升时间(attack time)，而B设定第二时间常数或释放时间(release time)。
在执行处理步骤406时，将更新的电平估计Yp(n)与之前检测的表示为“MaxPeak”的绝对峰值电平进行比较。MaxPeak是表示在第一或第二数字音频信号的一对连续零交点之间的第一或第二数字音频信号的最大绝对值的峰值跟踪变量。
如果更新的电平估计Yp(n)超过MaxPeak，则音频信号控制器进入步骤407，在该步骤中，通过将MaxPeak的值设置为等于更新的电平估计Yp(n)来更新MaxPeak的值。另一方面，如果更新的电平估计Yp(n)小于当前MaxPeak，则音频信号控制器跳过处理步骤407并且进入步骤408，使得MaxPeak的当前值保持不变。
音频信号控制器进入执行处理步骤408，以监控用于检测基本上同时出现的零交点的第一和第二数字音频信号。可以以不同的方式确定第一和第二数字音频信号的每一个的零交点。在优选的实施例中，比较第一数字音频信号的当前信号样本和之前的信号样本的符号，如果符号不同，则已检测到零交点。随后或在这之前，对第二数字音频信号应用相同的处理。如果音频信号控制器未能在第一和第二数字音频信号中检测到基本上同时出现的符号的变化，则该音频信号控制器跳到处理步骤414。在处理步骤414，读取状态变量“State”的当前设置，其指示是将由上部通道(ch1)提供的第一数据音频信号还是将由下部通道(ch2)提供的第二数据音频信号传输到控制器输出OUT。音频信号控制器响应于信号选择器311的输出状态而进行设置，以传送由状态变量指示的数字音频信号，即，由ch1提供的第一数字音频信号或由ch2提供的第二数字音频信号。
另一方面，如果音频信号控制器在处理步骤408检测到基本上同时出现的第一和第二数字音频信号的零交点，则进入处理步骤409，在该步骤中，音频信号控制器确定当前MaxPeak值是否大于第一预定阈值电平“Threshold 1(阈值1)”，该第一预定阈值电平“Threshold 1”是在本发明的实施例中使用的两个单独的阈值电平中较高的阈值电平。如果答案为是(Y)，则由于之前的比较步骤409的结果指示音频输入信号的电平接近相关联的放大电路(图1上的102)上部信号通道的过载界限，故处理或算法进入处理步骤410，并将状态变量“State”的值设定为等于ch2。音频信号控制器从处理步骤410进入处理步骤413，在该步骤中，在准备对第一和第二数字音频信号的零交点的新搜索中，MaxPeak的值被重新设置到零点。此后，音频信号控制器进入处理步骤414，在该步骤中，状态变量“State”的当前设置被检测为ch2。作为响应，在处理步骤416，音频信号控制器随后选择将第二数字音频信号从下部通道(ch2)传送或传输到控制器输出OUT，如由状态变量的当前设置所指示的。
另一方面，如果在处理步骤409中当前MaxPeak和“Threshold1”之间的比较结果为否(N)，则音频信号控制器进入步骤411，在该步骤中，将当前MaxPeak与低于“Threshold 1”的第二预定阈值电平“Threshold 2”(优选地具有2dB和6dB之间的量)进行比较。如果在处理步骤411中的比较的结果为否，则其指示MaxPeak的当前值处于“Threshold 1”和“Threshold 2”之间并且音频信号控制器进入步骤413。这意味着在进入步骤413、414、415/416之前，跳过对状态变量“State”的值的更新，从而保留当前状态变量值。另一方面，如果在处理步骤311中当前MaxPeak低于第二预定阈值电平，则因为之前的比较步骤411的结果指示音频输入信号的电平安全地处于上部信号通道的过载界限之下，故音频信号控制器进入处理步骤412，并将状态变量“State”的值设置为等于ch1。因此，使用两个单独的阈值电平，即“Threshold 1”和“Threshold 2”在输出状态切换中引入了基于特定量电平的迟滞，以防止在输出第一和第二数字音频信号之间的快速而随机的切换。
图5分别示出了上部和下部信号通道的第一和第二数字音频信号的测得的信号波形的曲线图，是响应于图1示出的音频放大电路的公共输入端子105上作为模拟输入信号施加的低频瞬时声音(鼓点)而产生的。上方的曲线图501a示出了在上部信号通道或正常灵敏度信号通道中随时间的信号幅值。时间刻度上的单位是秒，因此每条曲线对应于约0.5秒或500毫秒的时间段。将图3中的信号选择器运算或框311中的上部阈值电平设置为约0.06的值，该值正好在上部信号通道的过载界限之下。上部阈值电平由水平虚线503来表示。
在图3中的信号选择器311上的各个输入处获取示出的信号波形。因此，两个信号波形均经高通滤波，并且上部信号通道的第一数字音频信号还通过增益缩放操作(图3中305)进行缩放，以使第一和第二数字音频信号之间的电平/放大相等，并补偿图1中音频放大电路102中引入的上部和下部信号通道之间的约20dB的模拟放大差。
如所示，音频输入信号在t＝0.045秒附近第一次超过上部信号通道的过载或限幅界限，其中，大的负向波形尖峰突出。这个时间上的点在下部曲线501b上由符号“○”标记。随后，音频输入信号的峰值幅度不断超过上部信号通道的过载界限，但是没有超过下部信号通道的过载界限，这可以通过注意第一数字音频信号的峰值限幅波形与下部曲线501b中的第二数字音频信号的未限幅波形相比较而观察到。
图6的上方的曲线601a示出了响应于图5示出的第一和第二数字音频信号波形的应用而在图2中描述的音频信号控制器122的控制器输出OUT处测量的输出数字音频信号的信号波形。图6的下方的曲线601b示出了指示音频信号控制器的输出状态的状态变量的附加的值，即，是将第一还是第二数字音频信号传输至控制器输出OUT。零值指示上部或正常灵敏度通道的第一数字音频信号被传输至控制器输出，而值0.1指示下部或低灵敏度通道的第二数字音频信号被传输至控制器输出。在本实施例中，音频信号控制器122被配置为首先将第二数字音频信号的峰值绝对幅值与0.06的预定阈值电平进行比较。一旦超过了该预定的阈值电平，音频信号控制器122检测第一和第二数字音频信号的同时发生的零交点是否已出现。在这种情况中，音频信号控制器122检测到负向波形尖峰(由符号“○”标记)没有紧随其后的同时出现的零交点，无论是第一和第二数字音频信号中的任意一个零交点。因此，在第一个随后出现的零交点处，音频信号控制器没有执行输出状态的任何即时切换。在t＝0.055秒时，在由符号“O”标记的负向波形尖峰之后检测到第一个同时出现的零交点，如在状态变量值的下部曲线601b中的符号“Sw”处的上升状态转换所示。因此，具有第一和第二数字音频信号的同时出现的零交点的限制可以产生如在该情形中的允许短时间峰值限幅的第一和第二数字音频信号之间的切换或者输出状态转换中的略微延迟。然而，发明人已发现，为换取在切换点(由第一和第二数字音频信号均为零而产生)的波形误差能量最小化，只要这些短时间的峰值限幅短于10～20毫秒，则这种略微的延迟是可接受的。
在图7中，上方的波形曲线701a示出了由图6的下部曲线601b中的“Sw”符号标记的输出状态转换点附近的控制器输出处传输的输出数字音频信号的测得的波形。下方的波形曲线701b示出了随时间变化的状态变量值。与图5和图6的时间轴相比，两个曲线图中的时间刻度均扩大或放大了，跨越10毫秒的时间段，以提升在第一和第二数字音频信号之间的输出状态转换“Sw”或切换点的可能的波形噪声(artifact)的显示和识别。如图所示，输出数字音频信号的测量波形在输出状态转换附近的整个时间段是非常平滑且连续的，这表示在第一和第二数字音频信号之间不存在DC移动和相位或幅度的失配。

Claims (30)

1.一种音频信号控制器，用于执行以下步骤：
接收第一数字音频信号和第二数字音频信号，
估计所述第一数字音频信号或所述第二数字音频信号的信号特征，
将所估计的信号特征与预定的特征标准进行比较，
基于所估计的信号特征与所述预定的特征标准之间的所述比较，在所述第一数字音频信号或所述第二数字音频信号的零交点处从将所述第一数字音频信号传送到控制器输出切换为将所述第二数字音频信号传送到所述控制器输出，或反之亦然。
2.根据权利要求1所述的音频信号控制器，其中，所述信号特征包括以下中的至少一个：所述第一数字音频信号或所述第二数字音频信号的电平、所述第一数字音频信号或所述第二数字音频信号的非线性失真、所述第一数字音频信号或所述第二数字音频信号的DC电平、所述第一数字音频信号或所述第二数字音频信号的噪声电平、所述第一数字音频信号或所述第二数字音频信号的频谱特征。
3.根据权利要求1所述的音频信号控制器，其中，所述预定的信号特征包括：所述第一数字音频信号的电平或所述第二数字音频信号的电平或所述第一数字音频信号和所述第二数字音频信号的电平的组合。
4.根据权利要求3所述的音频信号控制器，用于执行以下步骤：
将所述第一数字音频信号或所述第二数字音频信号的电平估计为短期平均振幅、短期RMS振幅或短期功率。
5.根据权利要求3或4所述的音频信号控制器，用于执行以下步骤：
使用第一时间常数估计所述第一数字音频信号或所述第二数字音频信号的电平，所述第一时间常数用于增加所述第一数字音频信号或所述第二数字音频信号的音频信号样本的绝对值，
使用第二时间常数估计所述第一数字音频信号或所述第二数字音频信号的电平，所述第二时间常数用于减少所述第一数字音频信号或所述第二数字音频信号的音频信号样本的绝对值；
所述第二时间常数大于所述第一时间常数。
6.根据权利要求5所述的音频信号控制器，其中，所述第一时间常数被设置为在20μS和200μS之间的值，所述第二时间常数被设置为在1mS和40mS之间的值。
7.根据权利要求3或4所述的音频信号控制器，其中，所述预定的特征标准包括以下中的至少一个：所述第一数字音频信号或所述第二数字音频信号的预定阈值电平、所述第一数字音频信号或所述第二数字音频信号的非线性失真数字、所述第一数字音频信号或所述第二数字音频信号的DC电平阈值。
8.根据权利要求3或4所述的音频信号控制器，用于执行以下步骤：
a)将峰值跟踪变量MaxPeak初始化为初始值，所述峰值跟踪变量表示在所述第一数字音频信号或所述第二数字音频信号的一对连续的零交点之间的所述第一数字音频信号或所述第二数字音频信号的最大绝对值，
b)将所述第一数字音频信号或所述第二数字音频信号的当前音频信号样本ABS x(n)的绝对值与当前电平估计Yp(n-1)进行比较，
c)当所述当前音频信号样本的绝对值大于所述当前电平估计Yp(n-1)时，使用所述第一时间常数计算更新的电平估计Yp(n)，
d)当所述当前音频信号样本的绝对值小于所述当前电平估计Yp(n-1)时，使用所述第二时间常数计算更新的电平估计Yp(n)，
d)将所述峰值跟踪变量MaxPeak的值与所述更新的电平估计Yp(n)进行比较，
e)当所述更新的电平估计Yp(n)大于所述峰值跟踪变量MaxPeak时，将所述MaxPeak的值更新为Yp(n)，
f)当所述更新的电平估计Yp(n)小于所述峰值跟踪变量MaxPeak时，保留MaxPeak的当前值，
g)检测所述第一数字音频信号或所述第二数字音频信号的零交点，
h)当检测零交点时，将所述MaxPeak的值与第一预定阈值电平进行比较，
i)当所述MaxPeak的值大于所述第一预定阈值电平时：切换为将所述第二数字音频信号传输至所述控制器输出或继续将所述第二数字音频信号传输至所述控制器输出，
j)当所述MaxPeak的值小于所述第一预定阈值电平时：切换为将所述第一数字音频信号传输至所述控制器输出或继续将所述第一数字音频信号传输至所述控制器输出。
9.根据权利要求8所述的音频信号控制器，用于在步骤i)之后进一步执行以下步骤：
i1)将所述MaxPeak的值与第二预定阈值电平进行比较，所述第二预定阈值电平小于具有预定量的所述第一预定阈值电平，
i2)当所述MaxPeak的值处于所述第二预定阈值电平和所述第一预定阈值电平之间时：继续将所述第一数字音频信号或所述第二数字音频信号中的当前一个传输至所述控制器输出，
i3)当所述MaxPeak的值小于所述第二预定阈值电平时：将所述第一数字音频信号传输至所述控制器输出。
10.根据权利要求1至4中任一项所述的音频信号控制器，用于执行以下步骤：
监控所述第一数字音频信号和所述第二数字音频信号，并检测所述第一数字音频信号和所述第二数字音频信号的各自的零交点，
检测所述第一数字音频信号和所述第二数字音频信号的基本上同时出现的零交点，
在所述第一数字音频信号和所述第二数字音频信号的基本上同时出现的零交点处，从将所述第一数字音频信号传送到所述控制器输出切换到将所述第二数字音频信号传送到所述控制器输出，或反之亦然。
11.根据权利要求1所述的音频信号控制器，用于执行以下步骤：
通过检测所述第一数字音频信号或所述第二数字音频信号的符号变化来检测所述第一数字音频信号或所述第二数字音频信号的零交点。
12.根据权利要求1所述的音频信号控制器，其中，在检测到所述第一数字音频信号或所述第二数字音频信号的零交点之后，将所述第一数字音频信号传送到所述控制器输出和将所述第二数字音频信号传送到所述控制器输出之间的切换在小于1mS的时间内生效，更优选地小于625μS，甚至更优选地小于208μS。
13.根据权利要求1至4中任一项所述的音频信号控制器，其中，在所述第一数字音频信号的样本或所述第二数字音频信号的样本之间的采样时间间隔在20.8μS和62.5μS之间。
14.根据权利要求1至4中任一项所述的音频信号控制器，用于执行以下步骤：
在第一抽选滤波器中，以过采样频率接收所述第一数字音频信号，并将其下采样至最终或尼奎斯特采样频率；
在第二抽选滤波器中，以过采样频率接收所述第二数字音频信号，并将其下采样至最终或尼奎斯特采样频率。
15.根据权利要求1至4中任一项所述的音频信号控制器，用于在估计所述第一数字音频信号或所述第二数字音频信号的信号特征的步骤之前，执行以下步骤：
由第一数字DC阻塞滤波器对所述第一数字音频信号进行滤波；
由第二数字DC阻塞滤波器对所述第二数字音频信号进行滤波。
16.根据权利要求15所述的音频信号控制器，其中，所述第一数字DC阻塞滤波器和所述第二数字DC阻塞滤波器包括具有基本上相同的高通截止频率的相应的数字高通滤波器，所述高通截止频率低于30Hz，优选地低于15Hz。
17.根据权利要求1至4中任一项所述的音频信号控制器，其中，所述第一数字音频信号和所述第二数字音频信号分别从具有第一信号放大倍数和第二信号放大倍数的公共音频输入信号中获得，其中，所述第二信号放大倍数小于所述第一信号放大倍数。
18.根据权利要求17所述的音频信号控制器，用于执行以下步骤：使用预置的或适当的增益系数对所述第一数字音频信号或所述第二数字音频信号进行缩放，以补偿所述第一信号放大倍数和所述第二信号放大倍数之间的放大倍数的差。
19.根据权利要求1至4中任一项所述的音频信号控制器，进一步包括：延迟缓冲器，用于立即存储所述第一数字音频信号的预定数量的样本以及所述第二数字音频信号的预定数量的样本；
所述音频信号控制器用于传送来自所述延迟缓冲器的所述第一数字音频信号或所述第二数字音频信号。
20.根据权利要求1至4中任一项所述的音频信号控制器，用于执行以下步骤：
在所述第一数字音频信号或所述第二数字音频信号的尼奎斯特采样频率下估计所述信号特征。
21.根据权利要求1至4中任一项所述的音频信号控制器，用于执行以下步骤：
在所述第一数字音频信号或所述第二数字音频信号的尼奎斯特采样频率下检测所述第一数字音频信号或所述第二数字音频信号的零交点。
22.根据权利要求1所述的音频信号控制器，包括诸如可编程定点或可编程浮点数字信号处理器的可编程微处理器。
23.一种半导体晶片或芯片，包括根据权利要求1所述的音频信号控制器。
24.一种计算机可读数据载体，包括可编译或可执行的微处理器程序指令，所述程序指令用于在被加载入根据权利要求22所述的可编程微处理器的程序存储器中时使所述微处理器执行权利要求1的步骤。
25.一种选择性地将第一数字音频信号或第二数字音频信号传送至音频信号控制器的控制器输出的方法，所述方法包括以下步骤：
a)分别在第一数据存储位置和第二数据存储位置接收所述第一数字音频信号和所述第二数字音频信号，
b)估计所述第一数字音频信号或所述第二数字音频信号的信号特征，
c)将所估计的信号特征与预定的特征标准进行比较，
d)基于所估计的信号特征与所述预定的特征标准之间的所述比较，在所述第一数字音频信号或所述第二数字音频信号的零交点处从将所述第一数字音频信号传送到所述控制器输出切换为将所述第二数字音频信号传送到所述控制器输出，或反之亦然。
26.一种根据权利要求25选择性地传送第一数字音频信号或第二数字音频信号的方法，进一步包括以下步骤：
e)监控所述第一数字音频信号和所述第二数字音频信号，并检测所述第一数字音频信号和所述第二数字音频信号的各自的零交点，
f)检测所述第一数字音频信号和所述第二数字音频信号的基本上同时出现的零交点，
g)在所述第一数字音频信号和所述第二数字音频信号的基本上同时出现的零交点处从将所述第一数字音频信号传送到所述控制器输出切换到将所述第二数字音频信号传送到所述控制器输出，或反之亦然。
27.一种计算机可读数据载体，包括可编译或可执行的微处理器程序代码或指令，所述程序代码或指令用于在被加载入微处理器的程序存储器中时使所述微处理器执行权利要求25的步骤a)至d)。
28.根据权利要求27所述的计算机可读数据载体，包括附加的可执行的微处理器程序代码或指令，所述程序代码或指令用于在被加载入微处理器的程序存储器中时使所述微处理器执行权利要求26的步骤e)至g)。
29.一种数字信号处理器组件，包括存储可执行程序指令的程序存储器，所述程序指令用于使所述数字信号处理器执行权利要求25的步骤a)至d)。
30.根据权利要求29所述的数字信号处理器组件，包括附加的可执行的程序指令，所述程序指令用于使所述数字信号处理器执行权利要求26的步骤e)至g)。
CN201010204182.6A 2009-06-11 2010-06-11 音频信号控制器 Active CN101924526B (zh)

Applications Claiming Priority (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US18605609P 2009-06-11 2009-06-11
US61/186,056 2009-06-11
US24322109P 2009-09-17 2009-09-17
US61/243,221 2009-09-17

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN101924526A true CN101924526A (zh) 2010-12-22
CN101924526B CN101924526B (zh) 2015-11-25

Family

ID=43339221

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201010204182.6A Active CN101924526B (zh) 2009-06-11 2010-06-11 音频信号控制器

Country Status (2)

Country Link
US (1) US9071214B2 (zh)
CN (1) CN101924526B (zh)

Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103138695A (zh) * 2011-11-21 2013-06-05 亚德诺半导体股份有限公司 音频放大电路
CN104166533A (zh) * 2014-08-08 2014-11-26 深圳市九洲电器有限公司 一种音频输出方法及系统
CN110120796A (zh) * 2019-05-22 2019-08-13 昆明理工大学津桥学院 语音信号放大滤波电路
CN110392326A (zh) * 2018-04-18 2019-10-29 意法半导体股份有限公司 用于微机电声换能器的接口电子电路及对应的方法
CN112925502A (zh) * 2021-02-10 2021-06-08 歌尔科技有限公司 一种音频通路切换设备、方法、装置及电子设备
CN113454599A (zh) * 2019-03-07 2021-09-28 大陆汽车有限责任公司 多处理器音频系统中的无缝音频切换

Families Citing this family (58)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CA2581810C (en) * 2004-10-26 2013-12-17 Dolby Laboratories Licensing Corporation Calculating and adjusting the perceived loudness and/or the perceived spectral balance of an audio signal
US8625809B2 (en) * 2009-05-20 2014-01-07 Invensense, Inc. Switchable attenuation circuit for MEMS microphone systems
US8270635B2 (en) * 2009-07-28 2012-09-18 Fortemedia, Inc. Microphone circuit and method for preventing microphone circuit from generating noise when reset
JP2011130341A (ja) * 2009-12-21 2011-06-30 Oki Semiconductor Co Ltd 信号処理装置及び信号処理方法
ITTO20120987A1 (it) 2012-11-14 2014-05-15 St Microelectronics Srl Circuito elettronico digitale di interfaccia per un trasduttore acustico, e relativo sistema di trasduzione acustico
EP2477418B1 (en) * 2011-01-12 2014-06-04 Nxp B.V. Signal processing method
US20120288130A1 (en) * 2011-05-11 2012-11-15 Infineon Technologies Ag Microphone Arrangement
US9172982B1 (en) * 2011-06-06 2015-10-27 Vuemix, Inc. Audio selection from a multi-video environment
US9640193B2 (en) * 2011-11-04 2017-05-02 Northeastern University Systems and methods for enhancing place-of-articulation features in frequency-lowered speech
US9379688B2 (en) * 2013-04-12 2016-06-28 Garmin International, Inc. Aircraft radio with improved standby performance
CN105379308B (zh) 2013-05-23 2019-06-25 美商楼氏电子有限公司 麦克风、麦克风系统及操作麦克风的方法
US10020008B2 (en) 2013-05-23 2018-07-10 Knowles Electronics, Llc Microphone and corresponding digital interface
US9711166B2 (en) * 2013-05-23 2017-07-18 Knowles Electronics, Llc Decimation synchronization in a microphone
US9831843B1 (en) 2013-09-05 2017-11-28 Cirrus Logic, Inc. Opportunistic playback state changes for audio devices
US9502028B2 (en) 2013-10-18 2016-11-22 Knowles Electronics, Llc Acoustic activity detection apparatus and method
US9147397B2 (en) 2013-10-29 2015-09-29 Knowles Electronics, Llc VAD detection apparatus and method of operating the same
US9609410B2 (en) 2014-02-20 2017-03-28 Stmicroelectronics S.R.L. Processing circuit for a multiple sensing structure digital microelectromechanical sensor having a broad dynamic range and sensor comprising the processing circuit
US9774342B1 (en) 2014-03-05 2017-09-26 Cirrus Logic, Inc. Multi-path analog front end and analog-to-digital converter for a signal processing system
US10284217B1 (en) 2014-03-05 2019-05-07 Cirrus Logic, Inc. Multi-path analog front end and analog-to-digital converter for a signal processing system
US9461606B2 (en) 2014-03-17 2016-10-04 Adaptive Sound Technologies, Inc. Systems and methods for automatic signal attenuation
US10785568B2 (en) 2014-06-26 2020-09-22 Cirrus Logic, Inc. Reducing audio artifacts in a system for enhancing dynamic range of audio signal path
US9596537B2 (en) 2014-09-11 2017-03-14 Cirrus Logic, Inc. Systems and methods for reduction of audio artifacts in an audio system with dynamic range enhancement
US9503027B2 (en) 2014-10-27 2016-11-22 Cirrus Logic, Inc. Systems and methods for dynamic range enhancement using an open-loop modulator in parallel with a closed-loop modulator
US20160171987A1 (en) * 2014-12-16 2016-06-16 Psyx Research, Inc. System and method for compressed audio enhancement
WO2016118480A1 (en) 2015-01-21 2016-07-28 Knowles Electronics, Llc Low power voice trigger for acoustic apparatus and method
US9916835B2 (en) * 2015-01-22 2018-03-13 Sennheiser Electronic Gmbh & Co. Kg Digital wireless audio transmission system
US10121472B2 (en) 2015-02-13 2018-11-06 Knowles Electronics, Llc Audio buffer catch-up apparatus and method with two microphones
EP3259845B1 (en) 2015-02-16 2019-09-18 Sound Devices, LLC High dynamic range analog-to-digital conversion with selective regression based data repair
US9959856B2 (en) 2015-06-15 2018-05-01 Cirrus Logic, Inc. Systems and methods for reducing artifacts and improving performance of a multi-path analog-to-digital converter
US9478234B1 (en) 2015-07-13 2016-10-25 Knowles Electronics, Llc Microphone apparatus and method with catch-up buffer
US9673768B2 (en) 2015-07-29 2017-06-06 Invensense, Inc. Multipath digital microphones
US9955254B2 (en) 2015-11-25 2018-04-24 Cirrus Logic, Inc. Systems and methods for preventing distortion due to supply-based modulation index changes in an audio playback system
US9543975B1 (en) 2015-12-29 2017-01-10 Cirrus Logic, Inc. Multi-path analog front end and analog-to-digital converter for a signal processing system with low-pass filter between paths
US9880802B2 (en) 2016-01-21 2018-01-30 Cirrus Logic, Inc. Systems and methods for reducing audio artifacts from switching between paths of a multi-path signal processing system
US9998826B2 (en) 2016-06-28 2018-06-12 Cirrus Logic, Inc. Optimization of performance and power in audio system
US10545561B2 (en) 2016-08-10 2020-01-28 Cirrus Logic, Inc. Multi-path digitation based on input signal fidelity and output requirements
US10263630B2 (en) 2016-08-11 2019-04-16 Cirrus Logic, Inc. Multi-path analog front end with adaptive path
US9813814B1 (en) 2016-08-23 2017-11-07 Cirrus Logic, Inc. Enhancing dynamic range based on spectral content of signal
FR3055705B1 (fr) * 2016-09-06 2018-09-28 Commissariat A L'energie Atomique Et Aux Energies Alternatives Dispositif d'amplification electronique, appareil de mesure et procede de mesure associes
US9780800B1 (en) 2016-09-19 2017-10-03 Cirrus Logic, Inc. Matching paths in a multiple path analog-to-digital converter
US9762255B1 (en) 2016-09-19 2017-09-12 Cirrus Logic, Inc. Reconfiguring paths in a multiple path analog-to-digital converter
US9929703B1 (en) 2016-09-27 2018-03-27 Cirrus Logic, Inc. Amplifier with configurable final output stage
US9967665B2 (en) 2016-10-05 2018-05-08 Cirrus Logic, Inc. Adaptation of dynamic range enhancement based on noise floor of signal
CN106773910B (zh) * 2016-11-22 2019-05-21 天津航空机电有限公司 一种高线性度差分隔离采样电路
US10509624B2 (en) * 2017-01-30 2019-12-17 Cirrus Logic, Inc. Single-bit volume control
US10321230B2 (en) 2017-04-07 2019-06-11 Cirrus Logic, Inc. Switching in an audio system with multiple playback paths
US10008992B1 (en) 2017-04-14 2018-06-26 Cirrus Logic, Inc. Switching in amplifier with configurable final output stage
US9917557B1 (en) 2017-04-17 2018-03-13 Cirrus Logic, Inc. Calibration for amplifier with configurable final output stage
CN107635063B (zh) * 2017-08-28 2020-01-03 深圳市金立通信设备有限公司 一种音频输出装置和终端
US10321251B1 (en) * 2018-06-18 2019-06-11 Republic Wireless, Inc. Techniques of performing microphone switching for a multi-microphone equipped device
US10727798B2 (en) 2018-08-17 2020-07-28 Invensense, Inc. Method for improving die area and power efficiency in high dynamic range digital microphones
US10855308B2 (en) 2018-11-19 2020-12-01 Invensense, Inc. Adaptive analog to digital converter (ADC) multipath digital microphones
DE102019130691A1 (de) * 2019-11-14 2021-05-20 Sennheiser Electronic Gmbh & Co. Kg Verstärkeranordnung
US10904690B1 (en) 2019-12-15 2021-01-26 Nuvoton Technology Corporation Energy and phase correlated audio channels mixer
US11032642B1 (en) * 2020-03-10 2021-06-08 Nuvoton Technology Corporation Combined frequency response and dynamic range correction for loudspeakers
US12069430B2 (en) 2021-03-03 2024-08-20 Invensense, Inc. Microphone with flexible performance
US11888455B2 (en) 2021-09-13 2024-01-30 Invensense, Inc. Machine learning glitch prediction
CN114567837B (zh) * 2022-02-28 2024-04-26 歌尔微电子股份有限公司 传感器麦克风输出保护电路及传感器麦克风

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6271780B1 (en) * 1998-10-08 2001-08-07 Cirrus Logic, Inc. Gain ranging analog-to-digital converter with error correction
US20070103355A1 (en) * 2005-11-08 2007-05-10 Sony Corporation Digital recording device, digital recording method, program, and storage medium
CN101282111A (zh) * 2008-06-02 2008-10-08 北京海尔集成电路设计有限公司 一种音量调整控制方法及系统

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0701745B1 (en) * 1993-06-04 1999-09-15 Rca Thomson Licensing Corporation Direct conversion tuner
US6556685B1 (en) * 1998-11-06 2003-04-29 Harman Music Group Companding noise reduction system with simultaneous encode and decode
US20020137505A1 (en) * 2000-02-18 2002-09-26 Eiche Steven A. Audio detection for hands-free wireless
US7221766B2 (en) * 2002-04-15 2007-05-22 Knowles Electronics, Llc Microphone input buffer biasing circuit
US8233637B2 (en) * 2009-01-20 2012-07-31 Nokia Corporation Multi-membrane microphone for high-amplitude audio capture

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6271780B1 (en) * 1998-10-08 2001-08-07 Cirrus Logic, Inc. Gain ranging analog-to-digital converter with error correction
US20070103355A1 (en) * 2005-11-08 2007-05-10 Sony Corporation Digital recording device, digital recording method, program, and storage medium
CN101282111A (zh) * 2008-06-02 2008-10-08 北京海尔集成电路设计有限公司 一种音量调整控制方法及系统

Cited By (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103138695A (zh) * 2011-11-21 2013-06-05 亚德诺半导体股份有限公司 音频放大电路
CN104166533A (zh) * 2014-08-08 2014-11-26 深圳市九洲电器有限公司 一种音频输出方法及系统
CN110392326A (zh) * 2018-04-18 2019-10-29 意法半导体股份有限公司 用于微机电声换能器的接口电子电路及对应的方法
CN110392326B (zh) * 2018-04-18 2022-02-08 意法半导体股份有限公司 用于微机电声换能器的接口电子电路及对应的方法
CN113454599A (zh) * 2019-03-07 2021-09-28 大陆汽车有限责任公司 多处理器音频系统中的无缝音频切换
US12047759B2 (en) 2019-03-07 2024-07-23 Continental Automotive Gmbh Seamless audio transfer in a multi-processor audio system
CN110120796A (zh) * 2019-05-22 2019-08-13 昆明理工大学津桥学院 语音信号放大滤波电路
CN112925502A (zh) * 2021-02-10 2021-06-08 歌尔科技有限公司 一种音频通路切换设备、方法、装置及电子设备
CN112925502B (zh) * 2021-02-10 2022-07-08 歌尔科技有限公司 一种音频通路切换设备、方法、装置及电子设备

Also Published As

Publication number Publication date
CN101924526B (zh) 2015-11-25
US9071214B2 (en) 2015-06-30
US20110029109A1 (en) 2011-02-03

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN101924526B (zh) 音频信号控制器
CN101924525B (zh) 高性能音频放大电路
US9083288B2 (en) High level capable audio amplification circuit
CN103138695A (zh) 音频放大电路
US9071267B1 (en) Multi-path analog front end and analog-to-digital converter for a signal processing system
CN105519133B (zh) 用于mems电容式换能器的信号处理
TWI486067B (zh) 輸入信號不匹配之補償系統
US9880802B2 (en) Systems and methods for reducing audio artifacts from switching between paths of a multi-path signal processing system
US9762255B1 (en) Reconfiguring paths in a multiple path analog-to-digital converter
CN101933226B (zh) 可抑制干扰信号的信号调理器
US20170188149A1 (en) Multi-path analog front end and analog-to-digital converter for a signal processing system with low-pass filter between paths
US9270238B2 (en) Digital condenser microphone having preamplifier with variable input impedance and method of controlling variable input impedance of preamplifier
US20070297623A1 (en) Apparatus and method to provide advanced microphone bias
US20060256977A1 (en) Automatic audio distortion control method and apparatus
US10263630B2 (en) Multi-path analog front end with adaptive path
KR20090035574A (ko) 확장 범위 ｒｍｓ-ｄｃ 변환기
CN103138687A (zh) 能处理高电平的音频放大电路中的失真抑制
EP3497789A1 (en) Multi-path digitation based on input signal fidelity and output requirements
CN103166587A (zh) 音频处理电路
JP2004129038A (ja) マイクロホンのレベル調整方法及びマイクロホンのレベル調整装置及び電子機器
US10141946B1 (en) Multi-path analog system with multi-mode high-pass filter
US10069483B1 (en) Multi-path analog system with multi-mode high-pass filter
CN116055955B (zh) 一种消音电路及芯片
WO2015019190A2 (en) Systems and methods for noise reduction
EP1675258A1 (en) Three-channel state-variable compressor circuit

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C53 Correction of patent of invention or patent application
CB02 Change of applicant information

Address after: Dane, Denmark

Applicant after: Analog Devices Global

Address before: Dane Alea Rod

Applicant before: Analog Devices Global

Address after: Dane Alea Rod

Applicant after: Analog Devices Global

Address before: Dane Alea Rod

Applicant before: AUDIOASICS A/S

COR Change of bibliographic data

Free format text: CORRECT: APPLICANT; FROM: AUDIOASICS AS TO: ANALOG DEVICES LTD.

ASS Succession or assignment of patent right

Owner name: INVENSENSE INC.

Free format text: FORMER OWNER: ANALOG DEVICES LTD.

Effective date: 20140128

TA01 Transfer of patent application right

Effective date of registration: 20140128

Address after: California, USA

Applicant after: INVENSENSE, Inc.

Address before: Dane, Denmark

Applicant before: Analog Devices Global

TA01 Transfer of patent application right
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant