CN101911541A - 使用新的测距结构的测距方法 - Google Patents

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Abstract

描述了一种在包括用户设备和基站并使用多载波的宽带无线接入系统中执行测距的方法。一种使用了在时域中对测距序列占用的部分的长度进行扩展的结构的方法包括：使用对测距序列占用的前导码重复两次或更多次的结构的方法、使用在时域中对测距序列占用的前导码的长度进行扩展的结构的方法、以及使用考虑了信道的延时扩展和往返延时而设计时域中循环前缀的长度和/或保护时间的长度的结构的方法。即使在具有扩展半径的小区结构中，也可以准确地估计路程延时。

Description

使用新的测距结构的测距方法
技术领域
本发明涉及宽带无线接入系统，更具体地，涉及一种宽带无线接入系统中的测距方法。
背景技术
无线接入系统中移动站的初始过程期间的入网过程
图1是例示了当在宽带无线接入系统中初始化用户设备(UE)时的入网过程。
(1)当初始开机时，UE搜索下行链路信道并获得与基站(BS)的上行链路/下行链路同步。在该情况下，UE通过接收下行链路MAP(DL-MAP)消息、上行链路MAP(UL-MAP)消息、下行链路信道描述符(DCD)消息、以及上行链路信道描述符(UCD)消息来获得上行链路/下行链路信道参数。
(2)UE执行与BS的测距以调整上行链路传输参数并从BS接收基本管理连接标识符(CID)和主管CID。
(3)UE与BS协商基本能力。
(4)UE实现授权(authorization)。
(5)UE向BS登记其自身。按照网际协议(IP)管理的UE从BS接收副(secondary)管理CID。
(6)UE建立IP连接。
(7)建立当前日期和时间。
(8)从简单文件传输协议(TFTP)服务器下载UE的组成文件。
(9)建立准备好的业务的连接。
宽带无线接入系统的物理层被划分为单载波类型和多载波类型。多载波类型使用正交频分复用(OFDM)，并且引入了正交频分多址接入(OFDMA)作为能够以组合了一部分载波的子信道为单位分配资源的接入方法。
在OFDMA物理层中，将活动载波分离到分组中并且将分离的载波发送到不同的接收端。发送到一个接收端的一组载波称为子信道。构成各个子信道的载波可以彼此相邻或以规律的间隔彼此分开。由于这样以子信道为单位的多址接入是可能的，因此尽管增加了实现的复杂性，但是能够有效地执行频率分集增益、由于功率的集中而引起的增益、以及前向功率控制。
分配给各个用户的隙(slot)由二维时频空间的数据区来定义，并且表示了按突发而分配的连续子信道的集合。在OFDMA中，通过由时间坐标和子信道坐标决定的矩形来表示一个数据区。将这样的数据区分配给特定用户的上行链路，或者在下行链路中，BS可以将这样的数据区发送到特定的用户。为了在二维空间中定义该数据区，应当确定时域中的OFDM符号的数量和从与基准点分开一偏移的位置开始的连续子信道的数量。
宽带无线接入系统的OFDMA物理层的帧结构
图2例示了宽带无线接入系统的OFDMA物理层的帧结构。下行链路子帧以用于物理层中的同步和均衡的前导码开始。整个帧的结构通过对分配给下行链路和上行链路的突发的位置和用途进行限定的广播形式的DL-MAP消息和UL-MAP消息来定义。
DL-MAP消息定义了针对突发模式的物理层中的下行链路间隔而分配给各个突发的用途。UL-MAP消息定义了针对上行链路间隔而分配的突发的用途。构成DL-MAP消息的信息元素借助于下行链路间隔用途码(DIUC：downlink interval usage code)、CID以及突发的位置信息来决定用户级(user stage)的下行链路业务间隔，该位置信息包括子信道偏移、符号偏移、子信道数量及符号数量。构成UL-MAP消息的信息元素根据CID使用上行链路间隔用途码(UIUC：uplink interval usage code)来确定用途并使用‘时长’来定义对应间隔的位置。各个间隔的用途根据在UL-MAP消息中使用的UIUC值来确定，并且各个间隔开始于如下的点，该点相距先前信息元素的起点隔开了在UL-MAP消息的信息元素中定义的‘时长’。
测距
在执行如图1所示的初始网络登记过程的处理中，将UE针对与BS的上行链路通信而调整传输参数(频率偏移、时间偏移、传输功率等)的过程称为初始测距。在网络登记过程完成后，UE执行周期性的测距以继续保持与BS的上行链路通信。此外，测距包括用于对UE执行切换操作时的过程进行简化的切换测距和用于在生成了UE将要发送的数据时请求上行链路带宽的带宽请求测距。
在宽带无线接入系统中，由网络根据各测距类型通过UL-MAP分配用于测距的码分多址接入(CDMA)码集合和用于发送CDMA码的区域。例如，针对切换测距，UE应当通过在用于切换测距的CDMA码中选择特定的码并通过初始测距和切换测距区域将所选择的码发送到网络来请求切换测距。借助于该方法，网络可以通过接收到的CDMA码和CDMA码传输区域来区分测距类型。
在IEEE 802.16(参见IEEE P802.16Rev2/D2，“DRAFT Standard forLocal and Metropolitan Area Networks Part 16：Air Interface for BroadbandWireless Access Systems”，2007年12月)中，测距结构包括初始/切换(HO)测距和周期性/带宽请求(BR)测距，如图3a到图3d所示。为了建立初始的上行链路时间同步，UE使用初始测距。切换测距用于切换。通过周期性测距来更新时间和频率同步，并且通过带宽请求测距来请求资源。这四种类型的测距具有不同的码。使用伪随机噪声(PN)码生成公式1+X1+X4+X7+X15生成测距码。伪随机二进制序列(PRBS)的种子使用{b14...b0＝0，0，1，0，1，0，1，1，s0，s1，s2，s3，s4，s5，s6}，其中s6表示PRBS种子的最低有效位(LSB)，并且s6：s0＝UL_PermBase(其中s6是UL_PermBase的最高有效位(MSB))。使用PN生成公式可以产生一共256个码，并且根据用途来划分这些码。前N个码用于初始测距，随后的M个码用于周期性测距，接下来的L个码用于带宽请求测距，而随后的O个码用于切换测距。
发明内容
技术问题
常规测距结构的问题
常规的测距结构具有以下问题。
(1)可支持的小区大小受限
例如根据802.16m的系统要求[802.16m-07/002r4]，可以支持达100km的小区半径。但是，在常规的测距结构中，可以估计出的往返延时被限制为一个有用符号To(例如，91.43μs)。在图4a中例示了这样的一个示例。完全相同地接收到具有往返延时To的两个信号的码X。因此，当接收到这些信号时，不能估计出往返延时。图4b例示了使用四个符号的测距结构的示例。在上述示例中，由于具有往返延时To的两个信号的码X和码(X+1)准确地重合，因此不能估计出往返延时。此外，由于在前两个符号与后两个符号之间出现了相位不连续，因此很难使用这部分进行检测。
(2)在数据业务和其它测距码中都出现干扰
IEEE 802.16e系统(此后，将其表示为‘802.16e’或‘16e’)中的初始测距结构符合基本的OFDMA结构，而没有考虑传输往返延时。换言之，该测距结构只考虑了最大延时扩展而没有考虑往返延时。超过基本OFDMA结构的循环前缀(CP)长度的往返延时破坏了在符号间隔内子载波之间的正交性。这不仅是测距码的问题，还影响了相邻的数据业务。在不使用相邻子载波的部分使用子信道(PUSC)模式中，正交性问题更加严重。由于PUSC模式中的相邻子载波以四个为单位进行分组，因此需要以四个子载波为单位进行滤波以避免上述影响。当使用144个测距码时，以四个子载波为单位需要总共36个带通滤波器。但是，由于高复杂性和高硬件成本等，这样的滤波并不是所希望的。图5例示了测距码之间的干扰。
(3)相关特性的质量低
在常规的测距结构中，产生了长PN码，并且对所产生的PN码进行截取以用作测距码。截取的PN码在相关特性方面较差。图6a和图6b示出了对从常规的长PN码截取的长度为144的码与长度为139的Zadoff-Chu(ZC)码的自相关和互相关特性的比较。从图6a和图6b可以看出，与ZC码相比，常规(例如，IEEE 802.16e)的测距码具有高旁瓣的自相关特性和高互相关特性。自相关的高旁瓣会增加对定时提前进行估计过程中的误差，而高互相关特性限制了所允许的噪声和干扰的范围。
实际的映射和处理的特性比码的特性更加重要。在802.16e中，码被插入频域中并接着被发送。在该情况下，由于在时域中出现往返延时，因此BS应当在时域中计算相关值。但是，被截取使用并插入频域中的PN码在时域中具有较差的相关值。特别地，在使用类随机子载波而不使用相邻子载波的PUSC模式中，定时偏移估计和检测中的这种劣化是相当大的。图7a和图7b分别例示了在PUSC模式和自适应调制和编码(AMC)模式下准确映射过程期间的相关特性。
致力于解决上述问题的本发明的目的在于提供一种如下的新的测距结构，即使在扩展的小区半径环境中这种新的测距结构也能够估计出往返延时。
本发明的另一个目的是提供一种如下的新的测距结构，其能够通过在频域中插入新的码并改善时域中的相关特性来提高定时偏移估计的性能。
本发明的另一个目的是提供一种如下的新的测距结构，其能够在执行测距的同时获得接收端必需的前导码能量。
技术方案
可以通过对由常规测距结构中的测距序列占用的部分(序列部分或前导码)的时域中的长度进行扩展来实现本发明的目的。
一种使用在时域中对由测距序列占用的部分的长度进行扩展的结构的方法，该方法包括：使用对测距序列占用的前导码重复两次或更多次的结构的方法、使用在时域中对测距序列占用的前导码的长度进行扩展的结构的方法、以及使用考虑了信道的延时扩展和往返延时而设计时域中循环前缀的长度和/或保护时间的长度的结构的方法。
在本发明中，测距区的子载波间隔小于数据区的子载波间隔。在选择子载波间隔时，通过实现整数大小的离散傅里叶变换(DFT)，可以设计用于调整测距结构的采样率和系统的采样率的过采样。在该情况下，考虑UE的最大的残留频率偏移和最大可支持速度，以使多普勒频率的影响减到最小。
在本发明中，可以将为了获得频率分集而由子载波组成的基本单位设计成在频域中彼此不相邻。当使用多个基本单位时，为了向UE通知位置，BS可能具有相当大的开销。因此，期望在BS仅向UE通知了基本单位的一个位置的情况下，按照预定规则选择其它的位置。该基本单位可以是频域中的一个DRU(分布式资源单位)或一个CRU(连续资源)。针对存在大量UE的情况和/或为了减少冲突概率、和/或为了增加机会，可以在频域中分配多个测距隙。
在本发明中，用于测距的序列可以使用常规的16e码或使用CAZAC系列的序列。
在本发明的一个方面中，提供了一种在使用多载波的宽带无线接入系统中执行测距的方法，该方法包括以下步骤：在用户设备处选择测距码和时频隙；以及以所选择的时频隙发送所选择的测距码，其中，具有所述测距码的测距结构包括测距循环前缀和保护时间二者中的至少一个以及具有所述测距码的前导码，并且在时域中所述测距结构的长度大于两个预定的连续OFDMA符号时段。
在本发明的另一个方面中，提供了一种在使用多载波的宽带无线接入系统中执行测距的方法。该方法包括以下步骤：通过基站接收测距码；以及使用接收到的测距码执行测距处理，其中，具有所述测距码的测距结构包括循环前缀和保护时间二者中的至少一个以及具有所述测距码的前导码，并且在时域中所述测距结构的长度大于两个预定的连续OFDMA符号时段。
有益效果
根据本发明，可以扩大小区覆盖范围。由于使用了针对每个基本单位的局部测距，因此可以获得频率分集，并且可以在宽的带宽上估计信道。
附图说明
附图被包括在本说明书中以提供对本发明的进一步理解，附图示出了本发明的实施方式，且与说明书一起用于解释本发明的原理。
在附图中：
图1是例示了宽带无线接入系统中在UE初始化期间入网过程的流程图；
图2例示了宽带无线接入系统的OFDMA物理层的帧结构；
图3a到图3d和图4a到图4b例示了根据现有技术的用于测距传输的测距结构；
图5例示了测距码之间的干扰；
图6a和图6b例示了测距码的相关特性；
图7a和图7b例示了在测距码的准确映射期间的相关特性；
图8a和图8b例示了根据本发明的一个示例性实施方式的对测距码进行重复的测距结构；
图9a到图9c例示了根据本发明的一个示例性实施方式的在时域中对测距码的长度进行扩展的测距结构；
图10a到图10c例示了根据本发明的一个示例性实施方式的测距结构，在该测距结构中，时域中的循环前缀(CP)或保护时间(GT)的长度对应于延时扩展、往返延时、以及延时扩展与延时二者之和中的至少一种；
图11a和图11b例示了根据本发明的一个示例性实施方式的小区半径的CP、序列部分以及GT的长度；
图12a和图12b例示了根据本发明的一个示例性实施方式的具有局部子载波分配的专用测距结构；
图13a和图13b例示了根据本发明的一个示例性实施方式的具有每基本单位的局部子载波分配的专用测距结构；
图14a和图14b例示了根据本发明的一个示例性实施方式的具有每预定基本单位的局部子载波分配的专用测距结构；
图15a和图15b例示了根据本发明的一个示例性实施方式的多个测距隙的结构；
图16a和图16b例示了根据本发明的一个示例性实施方式的在局部测距中对前导码进行重复的结构；
图17a和图17b例示了每基本单位在进行局部测距时对前导码进行重复的结构；以及
图18a和图18b例示了根据本发明的一个示例性实施方式的对CP和前导码都进行重复的结构。
具体实施方式
通过本发明的示例性实施方式，可以容易地理解本发明的结构、操作、及其它特征，参照附图对本发明示例性实施方式的示例进行描述。在稍后描述的示例性实施方式中，本发明的技术特征适用于作为示例的宽带无线接入系统，并可以参考提供了宽带无线接入系统中的测距方法的总体描述的IEEE Std 802.16eTM，“IEEE Standard for Local andMetropolitan Area Networks，Part 16：Air Interface for Fixed and MobileBroadband W1reless Access Systems”。
本发明提出了一种多载波系统中的新的测距结构来解决常规测距的问题。使用序列部分或前导码来表示由实际产生的序列占用的部分。但是，本发明并不受到这些术语的限制。序列可以由时域检测器或频域检测器来检测。但是，为了使检测部的实现更加简单，可以支持频率检测器处理。在本发明中，将在频域检测器方面进行说明。
在本发明的示例性实施方式中，介质访问控制(MAC)可以定义上行链路上由一对或更多对相邻子载波组成的单个测距信道。在测距信道上可能出现传输冲突。UE可以在针对初始测距、周期性测距、以及带宽请求测距而定义的适当集合中随机地选择一个CDMA测距码。该CDMA测距码可以用ZC序列来代替。
期望与系统信道进行初始同步的任何UE可以执行初始测距传输。初始测距传输可以在多个连续的OFDMA符号时段期间执行。在两个符号期间，可以在测距信道上发送相同的CDMA测距码。两个相邻符号之间的相位是连续的。周期性测距传输和带宽请求测距传输可以仅由已经与系统UL同步的UE来执行。
UE从例如802.16e的诸如DL-MAP、UL-MAP、DCD和UCD的下行链路控制帧获得下行链路同步参数和上行链路传输参数，接着(a)随机地选择测距隙作为执行测距的时间并且(b)选择测距码以在所选择的测距隙向BS发送该测距码。如果其它的MS尚未在相同的测距隙发送相同的码，则BS可以成功地接收到该测距码。由于BS不能知道哪一个UE已发送了CDMA测距请求，因此已经成功接收了CDMA测距码的BS可以广播测距响应消息(CDMA_Allocation_IE)以通知接收到的测距码以及接收到该CDMA测距码的测距隙。该消息使得已经成功地发送了测距码的UE能够表明自己的身份。测距响应消息可以包括UE进行测距所必需的传输控制参数(例如，时间、功率、以及频率控制)和状态通知(例如，成功和失败)。
图8a和图8b例示了根据本发明的一个示例性实施方式的用于测距处理的测距结构。为了在具有很大延时的小区中进行定时估计，可以使用重复的结构。如图8a所示，可以对码X部分进行重复。BS可以在各个码X部分中执行相关。在图8a中，码X占用了三个部分。如果在BS执行了相关的第一和第二部分中检测到峰，则延迟时间小于一个OFDMA符号时段。如果没有在第一部分而在第二和第三部分中检测到峰，则延迟时间大于一个OFDMA符号时段。图8b例示了用于在出现大于两个OFDMA符号时段的延时的小区中进行定时估计的结构。根据最大可支持小区半径，可以使用将测距码重复若干次的上述结构。
图9a到图9c例示了根据本发明的另一个示例性实施方式的用于测距处理的测距结构。根据小区大小，可以在时域中扩展用于测距处理的常规的基本测距结构。未加改变地使用该基本结构的时间形式，并且将时域扩展到由比两个基本OFDMA符号更多的ODFMA符号占用的间隔。测距循环前缀(CP)的长度和保护间隔的长度可以是固定的或者是扩展的。由于码X占用的时域不同，因此由码X占用的子载波间隔也变得不同。因此，在各个结构中可以使用不同的序列。当使用从16e中的长PN码截取到必要的长度(例如，144)的码时，可以将该序列截取为各个结构需要的长度。另选地，在各个结构中可以使用不同长度的序列。
在确定测距CP和保护时间(GT)的长度时，考虑往返延时和单程延时。但是，如果根据最大可支持小区半径将测距结构设计成一个结构，则在较小的小区中产生了不必要的开销。因此，希望根据可支持的小区半径来设计各种结构。
图10a到图10c例示了根据本发明的另一示例性实施方式的用于测距处理的测距结构。该测距结构可以使用以下三种类型。
首先，该测距结构可以具有长测距CP+序列部分+GT的构成，如图10a所示。考虑到信道的延时扩展和路程延时而设计了长测距CP。延时扩展表示在无线电电磁波的多路径环境中首先接收到的电磁波与接下来通过不同路径反射的所接收的电磁波之间的延迟时间。路程延时表示将消息从远处发送到目的地所使用的时间。路程延时可以考虑往返延时或单程延时。长测距CP造成延时扩展，并且路程延时对序列部分没有影响。由于在下一个符号的数据CP中包括了信道的延时扩展，因此GT的设计只考虑路程延时。
第二，该测距结构可以具有短测距CP+序列部分+GT的构成，如图10b所示。考虑到信道的延时扩展而设计了短测距CP。路程延时的出现会影响序列部分的正交性。但是，如果需要，接收端的重叠和增加方法可以保持正交性。
第三，该测距结构可以具有序列部分+GT的构成，如图10c所示。该结构不考虑测距CP。信道的延时扩展与路程延时的出现会影响序列部分的正交性。但是，如果需要，接收端的重叠和增加方法可以保持正交性。
在本发明中，长测距CP与短测距CP被等同地表示。本发明不受到测距CP的长度的限制。
图11a和图11b例示了根据本发明的一个示例性实施方式的测距CP、序列部分、以及GT的长度。图12a和图12b例示了根据本发明的一个示例性实施方式的具有局部子载波分配的专用测距结构。当使用测距码传输技术在多个符号上保持相位的连续性时，能够把可支持的定时偏移估计调整到要求水平。因此，可以增加特定带宽内的多个基本的OFDMA符号以使用一个长符号执行测距。在图12a和图12b中，示出了使用连续的物理层子载波的专用测距区。通过局部地将整个系统带宽的一部分分配用于测距，通过多个符号构造了一个测距符号。
针对简单的构造、小区之间的最小干扰、以及最大可支持小区半径内的简单定时提前估计而言，期望不管小区半径如何而使用序列部分的相同的序列长度和传输时间长度。例如，在最大可支持小区半径为50km的情况下往返延时是333.3556μs。当考虑数据部分的1/8的CP作为延时扩展时，序列时间长度应当是344.7856μs。因此，需要比3个OFDMA符号更大的符号作为序列部分。由于子信道(其是16e的资源分配单位)是3个OFDMA符号，因此基本测距结构的时间长度有利地是6个OFDMA符号。例如，使用6个OFDMA符号(具有85.72μs的CP、457.14μs的序列部分、以及74.30μs的GT)的基本测距结构可以支持最大11.1km的小区半径。根据IEEE 802.16m系统(此后称为‘16m’)的资源分配基本单位(即，子信道或资源块(RB))，可以改变这样的基本测距结构的时间长度。
在该示例性实施方式中，一个测距符号由6个OFDMA符号组成。在除了测距区以外的区域中可以使用利用彼此了不相邻子载波(例如，PUSC排列)的分配方法和利用了相邻子载波(例如，AMC排列)的分配方法。可以同时使用以上两种方法。在该情况下，测距区的子载波间距被改变为1/Tseq。可以如下地选择子载波间距。首先，可以通过整数大小的DFT来处理用于对测距结构的采样率和系统的采样率进行控制的过采样。此外，DFT的大小可以是多个素数的相乘，以便执行快速DFT处理。作为这种示例，可以使用在下表1中列出的子载波间距。在表1中，To表示对序列进行发送的时间长度。
【表1】
 To＝714.2857142857[μs]  子载波间距＝1.4000[kHz]  DFT＝8000[点]To＝640.0000000000[μs]  子载波间距＝1.5625[kHz]  DFT＝7168[点]To＝625.0000000000[μs]  子载波间距＝1.6000[kHz]  DFT＝7000[点]To＝571.4285714286[μs]  子载波间距＝1.7500[kHz]  DFT＝6400[点]To＝558.0357142857[μs]  子载波间距＝1.7920[kHz]  DFT＝6250[点]To＝500.0000000000[μs]  子载波间距＝2.0000[kHz]  DFT＝5600[点]To＝457.1428571429[μs]  子载波间距＝2.1875[kHz]  DFT＝5120[点]To＝446.4285714286[μs]  子载波间距＝2.2400[kHz]  DFT＝5000[点]To＝400.0000000000[μs]  子载波间距＝2.5000[kHz]  DFT＝4480[点]
其次，可以将子载波间距设计成使得多普勒频率的影响最小化。如果多普勒频率的影响超过子载波间距的一半，则接收端的相关峰的位置可能改变。因此，可以考虑系统中可能产生的最大残留频率偏移和UE的最大可支持速度来设计子载波间距。例如，假设最大残留频率偏移是数据子载波间距的2％且UE的最大可支持速度是350km/h。当设想2.5GHz的中心频率时，可以产生最大1.0289kHz的多普勒频率。因此，子载波间距可能超过2.0578kHz左右，这对应于两倍多普勒频率。如果使用这样的构造来设计子载波，则如第三代合作伙伴计划(3GPP)长期演进(LTE)中针对高速受限组之类的另一种特定结构不是必要的。作为这种示例，可以使用下面的子载波间距。下面的表2示出了考虑到多普勒频率的子载波间距。在表2中，To表示对序列进行发送的时间长度。
【表2】
 To＝500.0000000000[μs]  子载波间距＝2.0000[kHz]  DFT＝5600[点]To＝457.1428571429[μs]  子载波间距＝2.1875[kHz]  DFT＝5120[点]To＝446.4285714286[μs]  子载波间距＝2.2400[kHz]  DFT＝5000[点]To＝400.0000000000[μs]  子载波间距＝2.5000[kHz]  DFT＝4480[点]
如果使用2.1875kHz的测距子载波间距，则使用由85.70μs的CP、457.14μs的序列部分以及74.31μs的GT构成的6个OFDMA符号的基本测距结构可以支持达11.1km的小区半径。根据资源分配单位(即，16m的子信道或RB)，可以改变基本测距结构的时间长度。
按照WiMax配置(WiMax profile)，上行链路符号定时准确度应当小于(Tb/32)/4。Tb表示不包括CP的OFDMA符号的时长。假设16e中的OFDMA符号时长是91.4μs，则应当通过在频域中大于1.4MHz的频率区来发送测距。例如，应当在测距子载波间隔为2.1875kHz的15.75MHz的频率带宽上通过720个子载波来执行测距。在该情况下，可以选择长度接近720的码。
可以使用在转让给本发明的同一受让人的韩国专利申请No.10-2007-0121465中公开的方法(此后，将其称为‘10-2007-0121465发明’)。10-2007-0121465发明提供了用于在无线通信系统中不考虑GT的长度而根据BS的小区半径来构造随机接入信道(RACH)的前导码的方法。这种用于构造RACH的前导码的方法包括以下步骤：根据BS的小区半径获取CP时间长度信息；获取一个序列或重复序列的序列时间长度信息；以及在不考虑GT的时间长度的情况下使用CP时间长度信息和序列时间长度信息来构造前导码。尽管10-2007-0121465发明具有100km的最大可支持小区半径，但是可以将前导码构造设计成适于16m中的50km的最大可支持小区半径。
图11a例示了针对457.14μs序列部分的根据小区半径的CP、序列部分、GT、以及整个测距长度。图11b例示了当重复地使用基本序列部分时的CP、序列部分、GT、以及整个测距长度。使用10-2007-0121465发明，可能能够使用下面的配置组。基本结构包由85.70μs的CP、457.14μs的序列部分、以及74.31μs的GT构成的6个符号。由于GT不具有实际发送的部分，因此没有指定GT。不管序列是否被重复，都以信号通知支持50km的最大可支持小区半径的CP。这样的CP在时间上对应于344.79μs。以信号发送了是否重复序列。序列重复的结构在50km中使用18个OFDMA符号。另外用信号通知能够使用12个OFDMA符号的短CP。因此，可以借助于2个比特来构造表示三种CP长度并表示序列是否被重复以及没有重复的序列的四种情形。在下面的表3中，格式0表示占用6个OFDMA符号的基本结构。格式1占用12或18个OFDMA符号并且可以支持达50km的小区半径。格式2表示具有重复的码部分并占用18个OFDMA符号的结构，并且可以支持达50km的小区半径。格式3表示利用重复的码部分可以使用更少的资源并且占用12个OFDMA符号的结构。
【表3】
  格式   TCP   TPRE   TGT   TRA   最大可支持小区半径
  0   85.70μs   457.14μs   74.31μs   617.16μs   11.1km
  1   344.79μs   457.14μs   432.39μs   1234.32μs或1851.48μs   50km
  2   344.79μs   2×457.14μs   592.41μs   1851.48μs   50km
  3   165.71μs   2×457.14μs   154.33μs   1234.32μs   23.14km
在表3中，没有示出不需要用信号通知并指定的GT。无需用信号通知并指定TRA。
可用序列的最大长度变为BW测距/(1/Tseq)，可以使用与BW测距/(1/Tseq)相等或更短的序列。另选地，可以生成比BW测距/(1/Tseq)长的序列以通过对该序列进行截取来适用于需要的长度。为了避免在专用区域的频率的两端对相邻频段的干扰，可以使用带有保护子载波的短序列。
对于仅为了支持各种系统带宽而言和/或由于硬件问题，CP的时间长度可以不同。但是，CP的时间长度的变化在某种程度上不会影响本发明的精神。
例如，可以借助于采样频率的关系来调整CP的时间长度。系统的采样频率可以改变。即，考虑以下这样的情况，以5.6MHz、11.2MHz以及22.4MHz的系统采样频率来执行操作。这些采样频率的关系是，一个采样频率是另一个采样频率的倍数。5.6MHz的四倍是22.4MHz，11.2MHz的两倍是22.5MHz，并且5.6MHz的两倍是11.2MHz。与各种工作带宽内的采样频率的倍数关系相同，CP的采样数量可以是二或四的倍数。在表4中示出了这样的示例。在表4中，括号中的数字表示在20MHz的系统带宽中的采样数量。通过将系统采样频率的倒数乘以采样的数量，可以计算出时间长度。
【表4】
  格式   TCP   TPRE   TGT   TRA
0   85.71μs(1920个采样)   457.14μs(10239个采样) 74.30μs 617.16μs
1   344.82μs(7724个采样)   457.14μs(10239个采样)   432.36μs或1049.5μs   1234.32μs或1851.48μs
2   344.82μs(7724个采样)   2×457.14μs(2×10239个采样) 592.38μs 1851.48μs
3   166.07μs(3720个采样)   2×457.14μs(2×10239个采样) 153.97μs 1234.32μs
除了上述实施方式以外，作为本发明的另一个实施方式，可以考虑与RACH序列的采样频率(例如，fIFT)的关系来修改CT的时间长度。可以通过执行小型的离散傅里叶逆变换(IDFT)、对系统带宽执行上采样、以及执行时域中要求的到中心频率的变频(通过生成混合的频/时域)来产生RACH序列。假设在RACH中使用的子载波间距是2.1875kHz，并且第一快速傅里叶逆变换(IFFT)的大小是1024，采样频率fIFT是2.24Msps。当应用上述推理时，CP的采样数量应当是10的倍数。为了同时满足两个倍数条件，CP的采样数量应当是40的倍数。因此，可以通过采样频率和RACH序列的采样频率来调整CP的长度。在下面的表5和表6中例示了这样的示例。
【表5】
  格式   TCP   TPRE   TGT   TRA
0   85.71μs(1920个采样)   457.14μs(10239个采样) 74.30μs 617.16μs
1   344.64μs(7720个采样)   457.14μs(10239个采样)   432.54μs或1049.7μs   1234.32μs或1851.48μs
2   344.64μs(7720个采样)   2×457.14μs(2×10239个采样) 592.56μs 1851.48μs
3   166.07μs(3720个采样)   2×457.14μs(2×10239个采样) 15397μs 1234.32μs
【表6】
  格式   TCP   TPRE   TGT   TRA
0   85.71μs(1920个采样)   457.14μs(10239个采样) 74.30μs 617.16μs
1   346.42μs(7760个采样)   457.14μs(10239个采样)   430.76μs或1047.9μs   1234.32μs或1851.48μs
2   346.42μs(7760个采样)   2×457.14μs(2×10239个采样) 590.78μs 1851.48μs
3   166.07μs(3720个采样)   2×457.14μ.s(2×10239个采样) 153.97μs 1234.32μs
图13a和图13b例示了根据本发明的一个示例性实施方式的、具有每基本单位的局部子载波分配的专用测距结构。先前描述的使用具有局部子载波分配的专用测距结构的方法利用了密集的频域，因此不能获得频率分集。为了获得频率分集，要求在频域中广泛扩展的结构。目前使用的结构只是以四个子载波为单位连续，并且在相邻的信道中可能出现干扰。此外，由于需要可观的硬件成本，因此不希望以四个子载波为单位的滤波。因此，为了节省滤波成本并减少相邻信道间的干扰，可以使用一种利用了特定基本单位的相邻子载波并利用了在基本单位之间彼此不相邻的子载波的方法。该基本单位可以是资源分配的基本单位的倍数。频域中的基本单位可以是16e的‘子信道(＝18个数据子载波)’或LTE的‘RB(＝12个数据子载波)’或16e/16m的‘UL块(tile)(＝4或6个数据子载波)’或16m的‘DRU(分布式资源单位)(＝6个数据子载波)或CRU(连续资源单位)(＝18个数据子载波)’。在16e的PUSC模式中，一个子信道可以邻近地使用4个子载波×6个块相乘得到的24个子载波。在AMC模式中，一个子信道可以邻近地使用9个子载波×2个条(bin)相乘得到的18个子载波。子载波的数量表示基本结构中的子载波的数量。即使在长的时间区域上的传输期间使用了相同的频率区域，子载波的数量也可以不同。在频域中使用一个子信道内的相邻的子载波，并且可以将各个子载波构造为在频域中彼此不相邻。由于可以通过这样的构造在宽的带宽上发送测距信号，因此可以获得频率分集，并且BS可以执行信道估计以进行调度。此外，由于测距信道不要求跳频，因此可以减少信令开销，而且在切换期间不需要知道相邻小区的跳变位置。
将测距区的子载波间距改变为1/Tseq。可用的序列的长度是BW测距/(1/Tseq)，可以使用与BW测距/(1/Tseq)相等或更短的序列。另选地，可以生成比BW测距/(1/Tseq)长的序列以通过对该序列进行截取来适用于需要的长度。为了避免在局部区域的频率的两端对相邻频段的干扰，可以使用带有保护子载波的短序列。
图14a和图14b例示了根据本发明的一个示例性实施方式的、具有每预定基本单位的局部子载波分配的专用测距结构。该实施方式在具有每基本单位的局部子载波分配的上述专用测距结构中使用相等的间距或预定义的位置。在具有每基本单位的局部子载波分配的专用测距结构中使用了多个基本单位，在BS向UE通知多个位置时可能产生大量的开销。因此，期望的是，如果BS通过简单的指示向UE仅通知一个位置，则按照预定的规则来选择其它位置。作为这样的规则，可以将基本单位(例如，子载波)之间的间距均匀地分开。该间距可以是均匀的而与系统带宽无关。例如，可以将间距确定为最小可支持系统带宽下测距子信道的数量和子信道的总数的函数。该最小可支持系统带宽是指系统中支持的不同带宽中的最小带宽。例如，由于IEEE 802.16m支持5MHz到20MHz的系统带宽，因此最小可支持带宽是5MHz。在该情况下，当前支持的系统带宽的整个带宽上的区域被分配用于测距。在大于上述带宽的带宽中，可以执行用于频率分集的跳频。
另选地，可以与系统带宽成比例地增加间距。例如，可以将间距确定为当前系统带宽下测距子信道的数量和子信道的总数的函数。在该实施方式中，系统带宽的整个带宽上的区域被分配用于测距。
可以使用已知信息而不是相等的间距来检测特定的位置。
可以使用连续的逻辑子信道减少信令开销。
根据本发明的另一个示例性实施方式，如果MS的数量很大和/或为了降低冲突概率、和/或为了增加机会，可以在频域中分配多个测距隙。相反，可以与相邻扇区/小区之间的不同的码集一起使用占用同一个资源的测距隙。图15例示了使用多个测距隙的示例。
在本发明的另一个示例性实施方式中，使用了重复地发送前导码的结构。在特定的环境中，接收端不能接收足够的前导码能量来检测前导码。即，在信道环境不好的小区中或在具有很大传播损失的UE或小区中，仅凭借基本结构可能获得不了接收端所必需的前导码能量。又例如，如果UE进行数据通信的最小接收能量小于在相同环境中测距所需的接收能量，则该UE可能不接入该小区。为了解决这样的问题，需要使用将前导码重复一次或更多次的技术。如图16a到图17b所示，可以重复地发送前导码以增加接收能量。
在图16a到图17b中，仅重复了前导码。当使用考虑到了路程延时的长测距CP时，不需要对测距CP进行重复。但是，当使用没有考虑到路程延时的短测距CP时，可以重复测距CP，如图18a和图18b所示。
在图18a和图18b中，循环前缀和前导码均被重复。移动站将测距信号发送为‘CP+前导码+CP+前导码’。两个重复的前导码可以用于通过在基站进行合并来增大接收到的前导码能量。两个重复的CP可以用于避免延时扩展的影响。如果各个CP的长度都大于路程延时，则可以用来避免传播延时的影响(其中根据小区大大小，路程延时可以是往返延时或单程延时)。
根据本发明的一个实施方式，可以按照以下步骤来发送具有图18a或图18b的结构的测距信号。首先，使用多载波的宽带无线接入系统的移动站可以选择测距码，以及时隙和频隙(frequency slot)二者中的至少一个。接着，该移动站可以使用所选择的测距码来生成第一前导码1802和第二前导码1804。最后，该移动站可以在所选择的时隙或频隙发送包括第一循环前缀1801和第二循环前缀1803、以及第一前导码1802和第二前导码1804的测距信号。第一循环前缀1801可以与第一前导码1802的一部分或与第二前导码1804的一部分相同。这样，第二循环前缀1803可以与第一前导码1802的一部分或与第二前导码1804的一部分相同。这意味着，各个第一循环前缀1801和第二循环前缀1803均可以是第一前导码1802的一部分的副本或第二前导码1804的一部分的副本。各个第一循环前缀1801和第二循环前缀1803均可以是前导码1802和1804的相同的任一部分，例如是前导码1802和1804的前端或后端。此外，第一循环前缀1801的波形可以与第二循环前缀1803的波形相同。应当注意，可以是根据与用于生成第一前导码1802的测距码不同的测距码生成第二前导码1804。测距信号可以是随机接入信号。
可以使用至少包括传输/接收天线和与该天线电连接的通用电子设备和/或专用电子设备的设备来实现上述实施方式。例如，可以在如中央处理单元(CPU)的通用电子设备或如专用集成电路(ASIC)的专用电子设备处执行根据本发明的一个实施方式的对测距码，以及时隙和频隙二者中的至少一个进行的选择。该同一思想适用于第一和第二前导码的生成和测距信号的传输。该传输可以通过该设备中配备的天线来进行。可以使用软件、硬件或固件来实现用于完成本发明的各个处理。用于实现本发明的各个处理或步骤的逻辑模块既可以分布在若干个独立的电子设备上也可以驻留在单个电子设备上。
在以上实施方式中，常规的16e码和CAZAC系列序列(ZC序列或通用啁啾类(GCL：generalized chirp-like)序列)可以用作用于测距的序列。
当在既存在16e又存在16m的环境中实现以上实施方式时，即当先前的原有系统应当得到支持时，小区的覆盖范围被限制为16e的系统结构。因此，16e的UE和16m的UE都可以使用常规的16e测距结构。另选地，16e的UE可以使用16e测距结构，而16m的UE可以使用16m测距结构。在该情况下，16m的UE可以仅使用16m测距结构，或者在某些情况下，16m的UE可以选择性地使用16e测距结构或16m测距结构。由于这些条件，可以使用来自BS的概率值广播(probability valuebroadcast)。16e的UE仅使用16e测距结构，而16m的UE可以根据概率值选择性地使用16e或16m的测距结构。
以上描述的示例性实施方式是本发明的要素与特征的组合。除非另有说明，否则可以将这些要素或特征视为选择性的。无需与其它要素或特征组合就可以实施各个要素或特征。此外，可以通过组合这些要素和/或特征的部分来构造本发明的实施方式。可以重新安排本发明的实施方式中描述的操作顺序。任一个实施方式的某些构造可以被包括在另一个实施方式中，并且可以由另一个实施方式的对应构造来替代。可以由所附权利要求中没有明确引用关系的权利要求的组合来构造实施方式，或者可以通过申请后的修改来包括新的权利要求。
在本发明的示例性实施方式中，已经对基站与用户设备之间的数据发送和接收关系进行了描述。这里，基站是指网络中直接与用户设备通信的终端节点。在某些情况下，被描述为由基站执行的特定操作可以由基站的上级节点来执行。即，明显的是，在由包括基站在内的多个网络节点组成的网络中，被执行用来与用户设备通信的各种操作可以由基站、或除了基站以外的网络节点来执行。术语“基站”可以由固定站、节点B、eNodeB(eNB)、接入点等术语替代。术语“用户设备”可以由移动站、移动用户站(MSS)、测距用户站(RSS)等术语来替代。
本发明的实施方式可以通过各种方式来实现，例如硬件、固件、软件或它们的组合。在硬件配置中，本发明的实施方式可以由一个或更多个专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、数字信道处理设备(DSPD)、可编程逻辑器件、现场可编程门阵列(FPGA)、处理器、控制器、微控制器、微处理器等实现。
在固件或软件配置中，本发明的实施方式可以由执行上述功能或操作的模块、过程、函数等来实现。软件代码可以存储在存储器单元中并且由处理器驱动。存储器单元位于处理器的内部或外部，并且可以通过各种已知方式向处理器发送数据和从处理器接收数据。
对于本领域中技术人员而言很明显，在不脱离本发明的精神或范围的情况下可以在本发明中做出各种修改和变型。因而，本发明的实施方式旨在涵盖落入所附权利要求书及其等同物的范围内的本发明的修改和变型。
工业实用性
本发明可以应用于诸如移动通信系统和无线因特网系统的无线通信系统，特别是LTE系统和IEEE 802.16m系统。

Claims (14)

1.一种在使用多载波的宽带无线接入系统中执行测距的方法，该方法包括以下步骤：
选择测距码，以及时隙和频隙二者中的至少一个；
使用所述测距码生成第一前导码和第二前导码；以及
以所选择的时隙或频隙发送测距信号，
其中，所述测距信号包括第一循环前缀、所述第一前导码、第二循环前缀、以及所述第二前导码。
2.根据权利要求1所述的方法，其中，所述测距信号是随机接入信号。
3.一种在使用多载波的宽带无线接入系统中执行测距的方法，该方法包括以下步骤：
在用户设备处选择测距码和时频隙；以及
以所选择的时频隙发送所选择的测距码，
其中，具有所述测距码的测距信号包括测距循环前缀和保护时间二者中的至少一个以及具有所述测距码的测距前导码，并且
所述测距信号的时间长度大于两个预定的连续正交频分多址接入(OFDMA)符号时段。
4.根据要求3所述的方法，其中，所述循环前缀的时长与所述保护时间的时长之和大于信道的延时扩展与路程延时之和。
5.根据权利要求3所述的方法，其中，具有所述测距码的前导码将该相同的测距码重复两次或更多次。
6.根据权利要求3所述的方法，其中，根据所述测距信号的符号长度以预定的采样率执行过采样。
7.根据权利要求6所述的方法，其中，所述测距信号的测距信道由多个基本单位组成，所述多个基本单位中的两个或更多个基本单位按照预定规则在频率区域内彼此不相邻。
8.根据权利要求7所述的方法，其中，构成由移动终端发送的一个测距信号的所述基本单位沿频率轴彼此分开相同的距离。
9.根据权利要求6到8中任一项所述的方法，其中，所述前导码的长度是457.14μs，根据所述过采样的离散傅里叶变换(DFT)的大小是5120点，并且根据所述过采样的子载波间距是2.1875kHz。
10.根据权利要求3到8中任一项所述的方法，其中，所述测距信号是随机接入信号。
11.一种在使用多载波的宽带无线接入系统中执行测距的方法，该方法包括以下步骤：
在基站处接收测距码；以及
在所述基站处使用接收到的测距码执行测距处理，
其中，具有所述测距码的测距信号包括循环前缀和保护时间二者中的至少一个以及具有所述测距码的前导码，并且
所述测距信号的时间长度大于两个预定的连续正交频分多址接入(OFDMA)符号时段。
12.一种在使用多载波的宽带无线接入系统中执行测距的方法，该方法包括以下步骤：
选择测距码和时隙；以及
以所选择的时隙发送所选择的测距码，
其中，具有所述测距码的测距信号包括第一循环前缀和保护时间二者中的至少一个以及具有所述测距码的前导码，并且
所述前导码包括第二循环前缀、所述测距码以及所述测距码的副本。
13.根据要求12所述的方法，其中，所述第二循环前缀设置在所述测距码与所述测距码的副本之间。
14.根据权利要求12或13所述的方法，其中，所述测距信号是随机接入信号。
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