CN101908875A - 电容式触摸按键判键方法 - Google Patents

Abstract

本发明揭示了一种电容式触摸按键判键方法，包括：设定一熵系数；扫描按键，得到充放电电容第一充电时间的计数值；利用所述熵系数除以所述第一充电时间的计数值，得到反映触摸按键等效电容的第一相对量；再次扫描按键，得到充放电电容第二充电时间的计数值；利用所述熵系数除以所述第二充电时间的计数值，得到反映触摸按键等效电容的第二相对量；求取所述第二相对量与第一相对量的差值，并利用该差值进行判键。以上判键方法通过求取充放电电容C1的充电时间相对变化量来对按键进行判断的。因此，不同的PCB板PAD上杂散电容值的差异是不会对判键造成影响的。采用这种方法，不仅实现简单，而且大大降低了对PCB板和软件算法处理的要求和难度。

Description

电容式触摸按键判键方法

技术领域

本发明涉及触摸按键制造领域，特别是涉及一种电容式触摸按键判键方法。

背景技术

触摸控制根据其原理不同，可以分为电波式、电阻式、光学式、电容式、电感式和电磁式等多种控制方式。每种控制方式有其各自的优缺点和适用场合。其中电容式触摸按键由于其电路相对简单，只需要一个微处理器和一些外围电路就可实现对按键的触摸检测和控制，因而适用于许多家用电器。

电容式触摸按键的基本原理就是一个不断充电和放电的张弛振荡器。如果不触摸开关，张弛振荡器有一个固定的充放电周期，频率是可以测量的。如果用手指接触开关，就会增加触摸按键上的等效电容，充放电周期就会变长，频率就会相应减少。所以，通过测量充放电周期或频率的变化，就可以侦测触摸动作。

现有的电容式触摸按键系统，为了实现充放电电路，需利用若干个电阻和至少一个充放电电容来实现外围电路，例如，申请号为200810006684.0的中国专利申请便揭露了一种由电阻及充放电电容构成的外围电路。这种外围电路由于采用了较多的元器件，往往会带来温漂大，成本高，调节复杂等问题。

另外，触摸按键的性能优劣的关键评判标准是抗干扰能力和灵敏度。现有的触摸按键系统是对按键等效电容的绝对值进行数据值的转换(例如，电容数字转换，CDC)及处理，并以此作为判键的基准。而实验表明，印刷电路板(PCB)本身的杂散电容和布局会直接影响到等效电容的取值大小，继而影响到判键的灵敏度。因此，采用基于触摸按键等效电容绝对值的判键方法的代价是对PCB板更高的要求和在软件处理上更加复杂的调整算法(例如，基于杂散电容偏置值的调整算法)。

可见，现有的电容式触摸按键系统，外围电路除按键以外，还需要若干电阻和充放电电容，这种外围电路较为复杂，且带来了温漂大，成本高，调节复杂等问题。另外，现有的电容式触摸按键系统采用基于触摸按键等效电容绝对值的判键方法，其对PCB板的要求较高，且在软件处理上需要更加复杂的调整算法，因而对软件资源的要求也较高，故而系统在功能实现上难度大且成本高。

发明内容

本发明的目的在于提供一种电容式触摸按键判键方法，以解决现有的判键方法灵敏度低、抗干扰能力差，或者对PCB板要求高、软、硬件处理较为复杂等技术问题。

为解决以上技术问题，本发明提供一种电容式触摸按键判键方法，其包括：设定一熵系数；扫描按键，得到充放电电容第一充电时间的计数值；利用所述熵系数除以所述第一充电时间的计数值，得到反映触摸按键等效电容的第一相对量；再次扫描按键，得到充放电电容第二充电时间的计数值；利用所述熵系数除以所述第二充电时间的计数值，得到反映触摸按键等效电容的第二相对量；求取所述第二相对量与第一相对量的差值，并利用该差值进行判键。

进一步的，所述判键过程包括：当所述差值达到或高于一阈值时，判断按键按下；当所述差值低于所述阈值时，判断按键未按下。

进一步的，所述熵系数设定为28位。

与传统的判键方式相比，以上判键方法是根据RC电路中电容的充放电原理，通过求取手指在按键前后，充放电电容C1的充电时间相对变化量来对按键进行判断的。因此，不同的PCB板PAD上杂散电容值的差异是不会对判键造成影响的。采用这种方法，不仅实现简单，而且大大降低了对PCB板和软件算法处理的要求和难度。

附图说明

图1为本发明一实施例所提供的电容式触摸按键系统的微控制单元的结构框图；

图2为本发明一实施例所提供的触摸按键的外围电路的一种接线方式示意图；

图3为本发明一较佳实施例所提供的电容式触摸按键系统的微控制单元的结构框图；

图4，其为本发明一实施例所提供的电容式触摸按键判键方法的流程示意图。

具体实施方式

为使本发明的目的、特征更明显易懂，下面结合附图对本发明的具体实施方式作进一步的说明。

本发明基于电容的充放电原理，在电容式触摸按键系统的微控制单元内集成了三个逻辑控制开关，通过这些逻辑控制开关的开与闭来控制外围电路中的充放电电容的充电与放电，从而无需在外围电路设置电阻，减少了外围电路的复杂度，解决了现有电容式触摸按键系统温漂大，成本高，调节复杂等问题。

具体请参考图1，其为本发明一实施例所提供的电容式触摸按键系统的结构框图。如图所示，该系统的微控制单元(MCU)100包括比较器110、开关电路120和充电时间数据处理模块130。其中开关电路120包括第一逻辑控制开关SW1、第二逻辑控制开关SW2与第三逻辑控制开关SW3，其中第一逻辑控制开关SW1和第二逻辑控制开关SW2以相同频率交替呈现闭合和断开状态，第三逻辑控制开关SW3受控于比较器110的输出信号。比较器的正向输入端耦接一参考信号Vref；其负向输入端耦接一充放电电容端PADC；并通过第一逻辑控制开关SW1与第二逻辑控制开关SW2耦接一电源供应端，通过第三逻辑控制开关SW3耦接一接地端，通过第二逻辑控制开关SW2耦接多个触摸按键端PAD。充电时间数据处理模块130信号连接比较器110的输出端，以处理充放电电容220的充电时间。

以上电容式触摸按键系统基于电容的充放电原理，由微控制单元100内部的第一逻辑控制开关SW1、第二逻辑控制开关SW2和触摸按键等效电容Cxn组成等效电阻Rx，与充放电电容220构成RC充放电电路，由内建比较器110的输出状态控制内部第三逻辑控制开关SW3，实现充放电电容220的放电。其中，在触摸按键功能打开后正常工作的情况下，第三逻辑控制开关SW3的高电平维持时间即为按键前后充放电电容220的充电时间，也是SW3维持断开状态的时间。

请参考图2，其为以上触摸按键的外围电路的一种接线方式实例，其中TK1至TK20代表其外围20个触摸按键，C为外围充放电电容。从图中可以看出，采用以上结构后，外围电路无需再设置电阻，电路成本低，且大大简化了外围电路的布局和设计。而且，微控制单元内部功能电路实现简单，仅需三个逻辑控制开关，一个比较器和充电时间数据处理模块便可以实现。

在上面的描述中已经知道，第一逻辑控制开关SW1和第二逻辑控制开关SW2需以相同频率交替呈现闭合和断开状态。为了准确的实现这种控制，可以在微控制单元100内利用同一个时钟信号fs来实现对第一逻辑控制开关SW1和第二逻辑控制开关SW2的控制。当然，本发明在此不以此为限，也可以利用不同的时钟信号来控制，但利用同一时钟信号具有控制相对简单，实现容易的优点。

另外，需要提及的是，以上比较器110的正向输入端所耦接的参考信号Vref可以设置为多档位可调，这样，有利于提高触摸按键对环境的适应性。例如，参考信号Vref具有1/2VDD，3/5VDD，4/5VDD，9/10VDD四个可调档位，选取1/2VDD档，当前供电电压为5V时，比较器正向端参考电压为2.5V。

在一较佳实施例中，可以在比较器110的输出端增设时钟延时模块，用于将比较器110输出端信号进行延时输出，以确保比较器110在短时脉冲干扰下的有效输出。具体，请参考图3，其为本发明一较佳实施例所提供的电容式触摸按键系统的结构框图。如图所示，该系统内还设置有时钟延时模块140，其连接于比较器110输出端与充电时间数据处理逻辑130之间，且比较器110的输出信号通过该时钟延时模块140后控制第三逻辑控制开关SW3。

下面结合图1与图2来整体描述该触摸按键系统。如图所示，该系统包括微控制单元100和外围电路。其中外围电路包括多个触摸按键210和一个充放电电容220。微控制单元100则具有以上实施例所描述的结构。需要提及的是，在较佳的实施例中，充放电电容220为可调电容，这样，可以方便用户根据环境需要提高判键灵敏度。例如，其可调范围可以为2.2nF至44nF。

下面详细描述以上触摸按键系统的判键原理，即充电时间数据处理模块130的数据处理方法。

实施例一：

将现有的触摸按键判键方法，即基于按键等效电容的绝对值的方法，应用于以上实施例所提供的触摸按键系统中。由于这种判键方法为现有技术，且有不同的数据处理方式(例如，申请号为200810006684.0的中国专利申请便揭露了一种实现方式)，因此，在此仅作简单概述。

如图1与图2所示，Cx为触摸按键等效电容，与逻辑控制开关SW1、SW2组成开关电容电路。其中，逻辑控制开关SW1和SW2在MCU内部可以由同一个时钟控制，且它们以相同频率，固定的时间差交替呈现闭合和断开状态。根据开关电容特性，逻辑控制开关SW1、SW2和触摸按键等效电容Cx可等效为电阻Rx。且满足：

Rx＝1/(fs×Cx)                                            (1)

其中fs为触摸按键系统的开关频率，其可周期性切换逻辑控制开关SW1、SW2。

供电电源VDD通过开关等效电阻Rx对充放电电容220进行周期性充电。按键按下前后，相应按键上的等效电容值发生的变化会引起开关等效电阻Rx变化，从而导致在充放电电容220充电时间上的差异。Rx与充放电电容220充电时间的关系如下式所示：

$t=\mathrm{Ln}\left(\frac{\mathrm{VDD}}{\mathrm{VDD}-\mathrm{Vref}}\right)\×\frac{\mathrm{Cl}}{\mathrm{fs}\×\mathrm{Cx}}---\left(2\right)$

可见，该充电时间的变化便可以作为按键是否按下的判断依据。因而，现有的判键方法需设定一个充放电电容充电时间阈值T。当按键没有按下时，触摸按键有一个基本电容，MCU可以记录对该基本电容充电的充电时间。当按键按下时，人体的电容会和触摸按键的电容发生耦合，使得触摸按键的电容变大，导致其充电时间变成长。同理，MCU检测到充电时间变化到一定阈值时，判断有按键按下。同理，也可以通过放电时间来进行判键，在此不再赘述。

在背景技术中已经提及这种方法的抗干扰能力和灵敏度不是特别理想。因为，其是对按键等效电容绝对值进行数据值的转换及处理，并以此作为判键的基准。而试验证明，PCB板本身的杂散电容和布局会直接影响到等效电容的取值大小，继而影响到判键的灵敏度。因此，采用基于触摸按键等效电容绝对值的判键方法代价是对PCB板更高的要求和在软件处理上增加复杂的基于杂散电容offset值的调整算法。系统在功能上实现难度大且成本高。

为此，在以下实施例提供了一种基于按键等效电容相对值的判键方法，以提供判键的灵敏度，提高触摸按键系统的抗干扰能力，同时降低其实现难度与成本。具体如下：

实施例二：

同样，如图1与图2所示，Cx为触摸按键等效电容，与逻辑控制开关SW1、SW2组成开关电容电路。其中，逻辑控制开关SW1和SW2在MCU内部可以由同一个时钟控制，且它们以相同频率，固定的时间差交替呈现闭合和断开状态。根据开关电容特性，逻辑控制开关SW1、SW2和触摸按键等效电容Cx可等效为电阻Rx。且满足：

Rx＝1/(fs×Cx)                                            (1)

其中fs为触摸按键系统的开关频率，其可周期性切换逻辑控制开关SW1、SW2。

供电电源VDD通过开关等效电阻Rx对充放电电容220进行周期性充放电。按键按下前后，相应按键上的等效电容值发生的变化会引起开关等效电阻Rx变化，从而导致在充放电电容220充电时间上的差异。Rx与充放电电容220充电时间的关系如下式所示：

$t=\mathrm{Ln}\left(\frac{\mathrm{VDD}}{\mathrm{VDD}-\mathrm{Vref}}\right)\×\frac{\mathrm{Cl}}{\mathrm{fs}\×\mathrm{Cx}}---\left(2\right)$

其中Vref为比较器正端参考输入电压。

初始状态时，内建的比较器110正向输入端参考电压Vref高于负向输入端，故输出高电平。当充放电电容220充电至负向输入端电压高于正向输入端参考电压Vref时，比较器输出低电平。对应比较器110的输出，系统通过逻辑控制开关SW3控制充放电电容220端电压的放电。比较器输出高电平的维持时间即为充放电电容220的充电时间，也是SW3维持断开状态的时间。

在本实施方案中，MCU内部有对逻辑控制开关SW3进行计数，通过计数值(CLK数，即充电时间有多少个时钟周期)来反映充放电电容220的充电时间。计数时钟信号与RC充放电电路的逻辑开关SW1、SW2时钟信号可以由同1个时钟源提供，例如系统时钟，以提高系统的稳定性。其中，计数时钟信号往往为时钟源信号，逻辑开关SW1、SW2时钟信号(开关频率fs)则由时钟源信号经过分频得到，例如4分频、8分频等。

需要提及的是，图2中的比较器输出端的时钟延时模块140用于将比较器110输出端信号进行可调的延时输出，以确保系统中比较器110在短时脉冲干扰下的有效输出。延迟时间可调方便用户在不同的工作频率下，针对不同性质的干扰脉冲进行选择。通过该方式可以提高系统的抗干扰能力。

在本系统中，当初始状态充电电压为0V时，按键前后对应的充放电电容220充电时间与电容的变化量ΔCx存在如下关系：

$\mathrm{\ΔCx}=\mathrm{Ln}\left(\frac{\mathrm{VDD}}{\mathrm{VDD}-\mathrm{Vref}}\right)\×\frac{\mathrm{Cl}}{\mathrm{fs}}(\frac{1}{t1}-\frac{1}{t2})---\left(3\right)$

其中t1，t2为分别为按键前后对应的充电时间，上式可进一步简化为：

$\mathrm{\ΔCx}=K(\frac{1}{t1}-\frac{1}{t2})---\left(4\right)$

根据(3)和(4)式可得：

$K=\mathrm{Ln}\left(\frac{\mathrm{VDD}}{\mathrm{VDD}-\mathrm{Vref}}\right)\×\frac{\mathrm{Cl}}{\mathrm{fs}}---\left(5\right)$

这个K相当于一个熵系数，反应了按键前后触摸按键等效电容的变化与其所导致的充电时间差异之间的关系。

K的真实值很复杂，但实际应用中，并不需要通过真实值来反映在按键前后触摸按键等效电容的变化所导致的充电时间差异。因此考虑以下改进方案：

由用户根据需要自行设定K值，在每次扫描按键后均由硬件将该值K除以充放电电容220充电时间(即逻辑控制开关SW3保持断开状态时间的计数值)，即可得到反映触摸按键等效电容的相对量(采集值)。比较按键前后相对量(采集值)的差值就可以进行后续判键处理。具体，请参考图4，其为本发明一实施例所提供的电容式触摸按键判键方法的流程示意图。如图所示，包括如下步骤：

步骤S1：设定一熵系数；

步骤S2：扫描按键，得到充放电电容第一充电时间的计数值；

步骤S3：利用熵系数除以第一充电时间的计数值，得到反映触摸按键等效电容的第一相对量；

步骤S4：再次扫描按键，得到充放电电容第二充电时间的计数值；

步骤S5：利用熵系数除以第二充电时间的计数值，得到反映触摸按键等效电容的第二相对量；

步骤S6：求取第二相对量与第一相对量的差值，并利用该差值进行判键。

可见，以上判键方法通过求取按键前后充放电电容的充电时间相对变化量来对按键进行判断，因此，不同的PCB板按键上的杂散电容值的差异不会对判键造成影响。采用这种方法，不仅实现简单，而且大大降低了对PCB板和软件算法处理的要求和难度。仅需通过硬件实现高位除法运算，即可将充电时间转换为触摸按键等效采集值的数据处理，操作简单，快速。

在以上步骤S6中，判键的处理过程，同样可以采取阈值判断的方式。即，设定一个阈值，当第二相对量与第一相对量的差值达到或高于这一阈值时，判断按键按下；当所述差值低于这一阈值时，判断按键未按下。

下面以Vdd＝5V，Vref＝1/2Vdd＝2.5V，系统采样频率为时钟源信号(频率8MHz)，C1＝6.8nF为例来加以说明。如表1所示，其为实验测得的fs为时钟源信号的2分频、4分频和8分频时对应的充电时间计数值(CLK数)以及求得的触摸按键等效电容的相对量(采集值)，其中t1和t2分别代表按键前后充电时间计数值，Δt则代表计数值差值；Cxa和Cxb分别代理按键前后触摸按键等效电容的相对量，ΔCx则代表相对量差值。

表1

这里需要说明的是，Cxa、Cxb与ΔCx的实际测量值如括号外所示，理论计算所得的值如括号内所示，可以看出实测值与理论值相差很小。

如表所示，当fs＝4MHz时，按键前测得的充电时间计数值为877，按键后测得的充电时间计数值为805。在本实施例中设定K为69C79CH(十六进制)，相应的十进制数值为6932380。利用K除以t1，便可以得到按键前触摸按键等效电容的相对量Cxa＝7904；同样利用K除以t2，便可以得到按键后触摸按键等效电容的相对量Cxb＝8611。如此，便可以计算出按键前后的相对量差值ΔCx＝707。在本实施例中，设定阈值为150H(十六进制)，相应的十进制数值为336。显然，此时，ΔCx的值大于阈值150H，故判断按键按下。同理，可以对fs＝2MHz和fs＝1MHz的情况做出判断，在此，不再赘述。需要说明的是，需要说明的是，以上阈值的选取不是绝对的，它与按键采集值有关，而按键采集值会因外界环境(例如不同人的手指及触摸按键上覆盖物的材质、厚度等差异)不同而各异。举例而言，当触摸按键上覆盖晶硅板时，对应材质的介电常数较大，板子厚度较薄，则判键阈值可以取至200H左右，而这个阈值对其他材质不一定适用。故，本发明在此对阈值设定不做任何限制，本领域技术人员可以根据客户PCB板的具体环境进行内部设置。

需要提及的是，由于Cx和t呈反比关系，同样ΔCx与Δt也成反比关系，因此当按键前后充电时间差(Δt＝t2-t1)较小时，容易导致较大的量化误差。因此，较佳的，将K设计成可调，用户即可根据不同的Δt调整被除数达到减小量化误差的目的，以增强环境的适应性。

为便于用户根据需要调节，将采样频率划分为多档可选，例如2分频、4分频、8分频、16分频、32分频等全部或部分。

另外，由上表可知，fs所取的分频越大时，对应的CLK数越大。在这种情况下，按采集值取16位来算，设置的K值至少需达到24位。为保留一定的取值余量，提高采集值的分辨率，需将实际的采集值进行放大，因此，在本实施例中，系统为用户提供的可设置的K值定位28位。以上方法，即通过内部硬件(充电时间数据处理模块130)完成28位除法，即可得到精确的采集值以提供后续数据处理。

可见，利用以上方法可以避免软件中相关的乘除法及浮点运算。这样可以大大减少程序存储区的占用空间和软件算法的复杂度，同时提高了系统进行数据处理的运算速度。该方式还有利于增加每轮的判键数或开辟更复杂的组合判键功能。

以上实施例所提供的判键方法不仅可以用于以上实施例所提供的按键系统，也可以用于其他的按键系统，本发明在此不以此为限，本领域技术人员可根据以上提示，设计按键系统的充电时间数据处理模块，利用以上判键方式对按键的状态进行判断。

下面将以上按键系统的特点与优势与传统系统作比较，陈述如下：

1、外围电路：传统的电容式触摸按键外围电路包含若干个电阻和1个充放电电容，实现充放电电路，温漂大，成本高，调节复杂。

而本发明的按键系统与传统的按键系统相比，外围电路简单，无需利用电阻即可实现，温漂小，调节简单，成本低。

2、用户只需调整外部充电电容，即可根据环境要求调整按键灵敏度，且调整范围宽裕。(2.2nF～44nF范围可调，在10MHz的振荡器工作频率下，采用该系统能保证分辨出充电时间1us的变化)。

下面将以上判键方法的特点与优势与传统的判键方法作比较，陈述如下：

1、性能上的改进

传统方案：触摸按键的性能优劣最关键的评判标准是抗干扰能力和灵敏度。传统的触摸按键系统是对按键等效电容绝对值进行数据值的转换及处理，并以此作为判键的基准。而试验证明，PCB板本身的杂散电容和布局会直接影响到等效电容的取值大小，继而影响到判键的灵敏度。因此，采用基于触摸按键等效电容绝对值的判键方法代价是对PCB板更高的要求和在软件处理上增加复杂的基于杂散电容offset值的调整算法。系统在功能上实现难度大且成本高。

本发明：与传统的判键方式相比，本判键方法是根据RC电路中电容的充放电原理，通过求取手指在按键前后，充放电电容C1的充电时间相对变化量来对按键进行判断的。因此，不同的PCB板PAD上杂散电容值的差异是不会对判键造成影响的。采用这种方法，不仅实现简单，而且大大降低了对PCB板和软件算法处理的要求和难度。

2、在硬件处理上的改进

传统方案：触摸按键的处理速度受到每轮判键的通道数和软件算法的限制，传统方案受到复杂的软件处理算法的限制，判键个数有限。

本发明：MCU内部数据处理通过硬件实现，判键前只需用户设置K值，高位的除法运算即可得到需要的判键比较值。避免了软件中相关的乘除法及浮点运算。这样可以大大减少程序存储区的占用空间和软件算法的复杂度，同时提高了系统进行数据处理的运算速度。该方式还有利于增加每轮的判键数或开辟更复杂的组合判键功能。

Claims (3)

1.一种电容式触摸按键判键方法，其特征是，包括：

设定一熵系数；

扫描按键，得到充放电电容第一充电时间的计数值；

利用所述熵系数除以所述第一充电时间的计数值，得到反映触摸按键等效电容的第一相对量；

再次扫描按键，得到充放电电容第二充电时间的计数值；

利用所述熵系数除以所述第二充电时间的计数值，得到反映触摸按键等效电容的第二相对量；

求取所述第二相对量与第一相对量的差值，并利用该差值进行判键。

2.根据权利要求1所述的电容式触摸按键判键方法，其特征是，所述判键过程包括：

当所述差值达到或高于一阈值时，判断按键按下；

当所述差值低于所述阈值时，判断按键未按下。

3.根据权利要求1所述的电容式触摸按键判键方法，其特征是，所述熵系数设定为28位。

Images