CN101900822B - 中短波扩跳频无线电导航系统伪距观测量提取方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供的是一种中短波扩跳频无线电导航系统伪距观测量提取方法。(1)跳频码测距观测量的提取；(2)直扩码测距观测量的提取：先提取直扩码测距观测量的小数部分，即先从直扩捕获模块中提取半个直扩码片长度量级的伪距观测量，再从直扩跟踪模块中提取小于半个直扩码片长度的伪距观测量；(3)载波相位观测量的提取：先从载波跟踪模块中提取不足整周期的载波相位观测量，再计算载波相位整周模糊度。本发明能够实现载波整周模糊度的实时解算和高精度伪距观测量的快速提取。本观测量提取方法可以有效提高中短波扩跳频无线电导航系统的整体效能。

Description

中短波扩跳频无线电导航系统伪距观测量提取方法

技术领域

本发明涉及的是扩跳频无线电导航领域，具体涉及一种中短波扩跳频无线电导航系统伪距观测量的提取方法。

背景技术

扩跳频技术，又称FH/DS混合扩频技术。它综合了直扩技术和跳频技术的优点，相比单纯的直扩技术，跳扩频技术能显著提高系统的处理增益，有效地克服“远近效应”，可以大大提高无线电导航系统的抗干扰、抗截获和抗摧毁的能力。因此将扩跳频技术应用于无线电导航系统具有广阔的应用前景和重要的战略意义。

扩频无线电导航系统接收机实现高精度动态定位的关键在于实时解算载波相位的整周模糊度，获得载波相位测距观测量。在直接序列扩频无线电导航领域，现有专利文件《中短波扩频无线电导航系统距离差观测量提取方法》(申请号：200810063839.4)中，提出了一种适用于单频直扩无线电导航系统的距离差观测量提取方法，分别提取直扩码测距观测量和不满整周期的载波相位观测量，利用直扩码测距观测量解算载波相位整周模糊度，得到准确的载波相位测距观测量。该方法能够实时解算整周模糊度，满足高精度动态定位要求。

但是，扩跳频系统中载波频率不断跳变，带来了载波相位不连续、载波多普勒频移跳变等问题，使得扩跳频无线电导航系统提取载波相位观测量的难度大大增加。包括上述方法在内的现有观测量提取方法都不能克服这些问题，无法推广到扩跳频无线电导航领域。目前尚未有针对扩跳频体制无线电导航伪距观测量提取方法的研究成果。

所以，研究中短波扩跳频无线电导航系统观测量提取方法的首要任务是消除载波频率跳变对伪距观测量提取的影响；其次任务是实现载波相位整周模糊度的实时解算和高精度伪距观测量的快速提取，以满足动态定位的要求。

发明内容

本发明的目的在于提供一种能消除载波频率跳变对观测量提取的影响，实时解算载波整周模糊度，快速提取高精度的伪距观测量，实现高精度动态定位的中短波扩跳频无线电导航系统伪距观测量提取方法。

本发明的目的是这样实现的：

1、跳频码测距观测量的提取：从跳频捕获模块中提取半个跳频码片长度量级的伪距观测量，再从跳频跟踪模块中提取小于半个跳频码片长度大于半个直扩码片长度的伪距观测量。

跳频捕获模块采用能量检测法检测信号所在频点，再采用滑动相关法捕获跳频码。本地产生的跳频码进行每次半个码片的滑动，再与接收到的跳频码做相关运算，若经过k次滑动，相关结果超过了判决门限值，这说明此时本地跳频码与接收到的跳频码大致对齐；由k的值，结合跳频码片长度、接收机处理速度等参数，即可计算出跳频捕获模块提供的伪距观测量d_{fh_acquisition}。

完成了半个跳频码片量级的伪距观测量的提取后，再从跳频跟踪模块中提取小于半个跳频码片量级的伪距观测量；跳频跟踪模块采用延迟锁定环结构，由环路滤波器的输出，再结合跳频码片长度、接收机处理速度等参数就可以计算出跳频跟踪模块提供的伪距观测量d_{fh_trace}。

将跳频跟踪模块提取的伪距观测量与跳频捕获模块提取的半个码片量级的伪距观测量相加就得到了跳频码相位测量的伪距观测量d_fh：

d_fh＝d_{fh_acquisition}+d_{fh_trace}

2、直扩码测距观测量的提取：先提取直扩码测距观测量的小数部分，即先从直扩捕获模块中提取半个直扩码片长度量级的伪距观测量，再从直扩跟踪模块中提取小于半个直扩码片长度的伪距观测量。

为加快直扩码测距观测量提取速度，利用跳频码测距观测量d_fh进行直扩捕获预测：本地跳频码作一定移位后才能实现跳频码捕获，则本地直扩码要作同样的移位也能实现直扩码捕获；但是跳频码测距有较大误差，所以直扩码滑动同样的距离后的位置就是预测的捕获位置，预测的误差就是跳频码测距的测距误差；利用直扩码的周期性，可以简化这一滑动过程，跳频码测距观测量为d_fh，则预测的直扩码位移量m_prediction为：

$m_{\mathrm{prediction}}=\frac{d_{\mathrm{fh}}}{T_{\mathrm{ds}}\·c}\·T_{\mathrm{ds}}/T_{c\_\mathrm{ds}}$

式中：c为光速；T_ds为直扩码周期；T_{c_ds}为直扩码片长度。

在直扩码捕获模块中，本地直扩码滑动m_prediction个码片后达到预测位置；达到预测位置后，不一定能立即实现捕获，因为跳频码测距存在误差，导致预测位置与真实捕获位置之间存在误差，真实捕获位置在以预测位置为中心，左右最大半径为1/4跳频码片长度的范围内；设置两条直扩码并行滑动捕获支路，在计算得到预测位置后，两并行滑动捕获支路从预测位置开始，分别向左右两方向同时进行滑动搜索，每个滑动搜索支路最多需要搜索1/4个跳频码片长度的范围；相比于传统的在全部直扩码周期范围内进行搜索的方法，明显缩短了提取直扩码测距观测量的时间。利用m_prediction再结合直扩码滑动次数和直扩码片长度等参数就可以计算出直扩码捕获模块提供的伪距观测量d_{ds_acquisition}。

直扩跟踪模块采用了双相干值组合并行直扩序列跟踪结构；根据直扩码跟踪模块的回路滤波器的输出，结合接收机信号处理时钟频率和直扩码片长度等参数，可以计算出从直扩跟踪模块中提取小于半个直扩码片量级的伪距观测量d_{ds_trace}。

将直扩跟踪模块提取的伪距观测量与直扩捕获模块提取的半个码片量级的伪距观测量相加就得到了直扩码测距观测量d_ds：

d_ds＝d_{ds_acquisition}+d_{ds_trace}

3、载波相位观测量的提取：先从载波跟踪模块中提取不足整周期的载波相位观测量，再计算载波相位整周模糊度。

载波跟踪模块采用科斯塔斯环路来实现对载波的跟踪；科斯塔斯环路中的环路滤波器的输出表示本地载波与接收到的载波间的相位差。利用环路滤波器的输出，结合实时的载波周期T_carrier和接收机处理速度等参数可以计算出载波相位观测量的小数部分d_{carrier_fraction}。

然后计算载波相位测距观测量的整周模糊度部分。先对直扩码测距观测量d_ds进行平均处理，减少直扩跟踪环路输出抖动的影响，然后利用平均后的直扩码测距观测量来计算载波相位整周模糊度的估计值n_carrier；因为直扩码测距的精度较低，所以n_carrier不是准确的整周模糊度。由于中短波的波长较长，加上本发明中采用的双相干值组合并行直扩码跟踪结构的跟踪精度比传统结构更高，可以确保直扩码测距的误差在半个载波周期以内，所以直扩序列的整周模糊度存在n_carrier-1、n_carrier、n_carrier+1三种可能值，所以对应的载波相位测距观测量d_carrier也存在三种可能值：

$d_{\mathrm{carrier}}=\left\{\begin{array}{c}(n_{\mathrm{carrier}}-1)\·T_{\mathrm{carrier}}\·c+d_{\mathrm{carrier}\_\mathrm{fraction}}\\ n_{\mathrm{carrier}}\·T_{\mathrm{carrier}}\·c+d_{\mathrm{carrier}\_\mathrm{fraction}}\\ (n_{\mathrm{carrier}}+1)\·T_{\mathrm{carrier}}\·c+d_{\mathrm{carrier}\_\mathrm{fraction}}\end{array}\right.$

将这三组可能的观测值与直扩码测距观测量d_ds进行比较，这三个可能值中与d_ds最为接近的一个d_carrier就是准确的载波相位测距观测量。

本发明的特点主要体现在：

首先，最大化消除载波频率跳变对伪距观测量提取的影响。载波频率跳变对伪距观测量提取的影响主要表现在载波相位不连续和多普勒频移跳变等问题上，克服这些问题的措施有：

为保证载波相位连续性，在设计各个跳频频点频率时采取优化的设计方式：设跳频码码片长度为T_{c_fh}，即跳频时隙为T_{c_fh}，则跳频频率f_fh＝1/T_{c_fh}，只要各个频点的频率为f_fh的整数倍，则各个频点上的载波周期个数为整数个，同时规定跳频频率合成器产生各频点载波时，都从同一相位起始，如都从零相位起始，就可以保证即使载波频率在各个频点间跳变，载波相位也是连续的；设计跳频频率时，先根据带宽、抗干扰和抗破解等各方面要求，确定各个跳频频点的频率概略值，再利用上述设计对频率概略值进行优化微调，即在概略值附近选取能满足频率为f_fh整数倍的要求的跳频频率值。

为消除多普勒频移随载波跳变而跳变的影响，采取对多普勒频移进行预测的方法：在载波跟踪模块跟踪当前频点的载波时，可以得到当前频点上的的多普勒频移，结合各个跳频频点频率，可以对下一个频点载波的多普勒频移作预测；设当前频点上的载波频率为f_n，多普勒频移为f_{dopple_n}，可以预测下一个频点f_n+1上的多普勒频移为f_{doppler_n+1}＝f_{doppler_n}·f_n+1/f_n；当载波频率跳变时，载波跟踪模块立即用预测的多普勒频移来修正新频点的载波频率；多普勒频移的预测误差为载体在一个跳频时隙内的速度变化导致的误差，在一个跳频时隙这么短时间内，载体的动态变化很有限，所以预测的多普勒频移的误差很小，并可以很快地被载波捕获模块消除。

采取实时提取载波频率的方法保证提取载波相位观测量时的载波周期精确已知：从载波跟踪模块提取载波相位观测量的不满整周期部分时，需要已知准确的载波周期，虽然载波周期受载波频率跳变和多普勒频移的影响不断变化，但在每次进行载波相位观测量提取运算时，都从载波跟踪模块的数字载波频率合成器中提取当前时刻的频率控制字，换算出实时的载波周期。

为了克服同等带宽条件下的扩跳频系统中的直扩码片码片长度比直扩系统的码片长度更长的缺陷，达到同等的直扩码跟踪性能，本发明中直扩跟踪模块采用了双相干值组合并行直扩序列跟踪结构的设计；它包含两个可以独立工作的直扩码跟踪回路，两个回路各自的鉴相函数相干值不一样，一个是1/2，另一个是1/8；两个回路都包含各自的IQ正交支路，可以独立工作，互不干扰；回路输出选通模块根据两回路输出的稳定情况，选通稳定的输出，当两回路输出都稳定时，选通相干值小的回路的输出；相干值大的回路可以在更大的动态范围内保持稳定跟踪，相干值小的回路的跟踪精度更高，它们并行工作实现互补；当载体动态平稳时，回路选择模块选通相干值小的回路，得到高精度的跟踪观测量；当载体动态变化剧烈时，回路选择模块选通相干值大的回路，仍可以保持稳定跟踪。

本发明中的中短波扩跳频无线电导航系统采用慢跳频模式，跳频码片长度远大于直扩码片长度，直扩码片长度远大于载波周期。因此，利用跳频码测距精度最低，但捕获时间最短；利用直扩码测距精度中等，捕获时间较长；利用载波相位测距精度最高，但其整周模糊数难以确定。所以采用从跳频同步环路中提取跳频码测距观测量，再结合从直扩同步环路中提取的较高精度的直扩码测距观测量，再结合从载波跟踪模块中提取的最高精度的载波相位观测量，来计算最终伪距观测量，可以综合三者优点，缩短观测量提取时间，解算载波相位整周模糊度，实现高精度测量。

本发明针对中短波扩跳频无线电导航系统提出了一种伪距观测量提取方法，采用跳频频率优化设计的方法在确保系统的带宽、抗干扰和抗破解等各方面性能要求的同时，保证跳频载波相位的连续性；采用预测多普勒频移跳变的方法消除多普勒频移随载波跳变而跳变对伪距观测量提取的影响；采用实时换算载波频率的方法保证提取载波相位测距观测量时的载波周期精确已知；利用跳频测距观测量预测直扩码捕获位置，缩短了直扩码测距观测量的提取时间，也缩短了总体的伪距观测量的提取时间；采取双相干值组合直扩跟踪结构的设计，提高了直扩跟踪精度，确保载波相位整周模糊度解算的准确；采用由直扩码测距观测量解算载波相位整周模糊度设计，确保了整周模糊度的实时解算。本发明通过上述设计消除了载波跳变对伪距观测量提取的影响，实现了载波整周模糊度的实时解算和高精度伪距观测量的快速提取。本观测量提取方法可以有效提高中短波扩跳频无线电导航系统的整体效能。

附图说明

图1为扩跳频信号载波相位连续性的示意图。

图2为中短波扩跳频无线电导航系统伪距观测量组成示意图。

图3为扩跳频体制无线电导航系统伪距观测量提取结构示意图。

图4为双相干值组合并行直扩码跟踪结构示意图。

具体实施方式

下面结合附图举例对本发明做更详细地描述：

实施方式一：结合图1和图4说明本具体实施方式，本具体实施方式中，消除载波频率跳变对伪距观测量提取的影响的措施如下：

扩跳频体制中载波是不断随时间跳变的，这带来了载波相位不连续和多普勒频移跳变等问题；这些问题对伪距观测量的提取有严重的不良影响，如干扰载波跟踪模块的正常工作，导致跟踪速度慢、频繁失锁或周跳，导致提取速度慢甚至提取错误的载波相位观测量；为了消除这些问题的影响，采取如下措施；

1、在设计各个跳频频率时采取优化的设计方式：设跳频码码片长度为T_{c_fh}，即跳频时隙为T_{c_fh}，则跳频频率f_fh＝1/T_{c_fh}，只要各个频点的频率为f_fh的整数倍，则各个频点上的载波周期个数为整数个，同时规定跳频频率合成器产生各频点载波时，都从同一相位起始，如都从零相位起始，就可以保证即使载波频率在各个频点间跳变，载波相位也是连续的；设计跳频频率时，先根据带宽、抗干扰和抗破解等各方面要求，确定各个跳频频点的频率概略值，再利用上述设计对频率概略值进行优化微调，即在概略值附近选取能满足频率为f_fh整数倍的要求的跳频频率值；

2、采取对多普勒频移进行预测的方法：在载波跟踪模块跟踪当前频点的载波时，可以得到当前频点上的的多普勒频移，结合各个跳频频点频率，可以对下一个频点载波的多普勒频移作预测；设当前频点上的载波频率为f_n，多普勒频移为f_{doppler_n}，可以预测下一个频点f_n+1上的多普勒频移为f_{doppler_n+1}＝f_{doppler_n}·f_n+1/f_n；当载波频率跳变时，载波跟踪模块立即用预测的多普勒频移来修正新频点的载波频率；多普勒频移的预测误差为载体在一个跳频时隙内的速度变化导致的误差，在一个跳频时隙这么短时间内，载体的动态变化很有限，所以预测的多普勒频移的误差很小，并且可以很快地被载波捕获模块消除；

3、采取实时提取载波频率的方法：从载波跟踪模块提取载波相位观测量的不满整周期部分时，需要已知准确的载波周期，虽然载波周期受载波频率跳变和多普勒频移的影响不断变化，但在每次进行载波相位观测量提取运算时，都从载波跟踪模块的数字载波频率合成器中提取当前时刻的频率控制字，换算出实时的载波周期；

4、直扩跟踪模块采用了双相干值组合并行直扩序列跟踪结构的设计：它包含两个可以独立工作的直扩码跟踪回路，两个回路各自的鉴相函数相干值不一样，一个是1/2，另一个是1/8；两个回路都包含各自的IQ正交支路，可以独立工作，互不干扰；回路输出选通模块根据两回路输出的稳定情况，选通稳定的输出，当两回路输出都稳定时，选通相干值小的回路的输出；相干值大的回路可以在更大的动态范围内保持稳定跟踪，相干值小的回路的跟踪精度更高，它们并行工作实现互补；当载体动态平稳时，回路选择模块选通相干值小的回路，得到高精度的跟踪观测量；当载体动态变化剧烈时，回路选择模块选通相干值大的回路，仍可以保持稳定跟踪；

实施方式二：结合图2、图3和图4说明本具体实施方式，本具体实施方式中扩跳频体制无线电导航系统伪距观测量提取方法分为以下几个步骤：

1、跳频码测距观测量的提取：先从跳频捕获模块中提取半个跳频码片长度量级的观测量，再从跳频跟踪模块中提取小于半个跳频码片长度量级的观测量。

从跳频捕获模块提取半个跳频码片量级的伪距观测量的具体做法为：设T_{c_fh}为一个跳频码元宽度，单位为秒；本地跳频码每次滑动半个码片，对于不同导航台信号，分别滑动ki次完成信号的捕获，i＝1，2，3…对应不同的导航台；接收机与某导航台的半个跳频码片量级的伪距观测量为：

$d_{\mathrm{fh}\_\mathrm{acquisition}}=k_i\·\frac{T_{c\_\mathrm{fh}}}{2}\·c$

其中c为光速；

完成了半个跳频码片量级的伪距观测量的提取后，再从跳频跟踪模块中提取小于半个跳频码片量级的伪距观测量；

设接收机信号处理时钟频率为f_clk，跳频码发生器DCO采用N_{fh_DCO}位计数最高位输出，则跳频码码速率f_fhcode对应的控制量K_{fh_DCO}为：

$K_{\mathrm{fh}\_\mathrm{DCO}}=\frac{f_{\mathrm{fhcode}}}{f_{\mathrm{clk}}}\·2^{N_{\mathrm{fh}\_\mathrm{DCO}}}$

一个跳频码片对应的控制量为：

K_{onechip_fh_DCO}＝K_{fh_DCO}/N_{fh_code}

其中：N_{fh_code}为跳频码长度；

跳频跟踪环路采用的是超前-滞后锁定环路，环路滤波器的输出表示跳频码的移位情况，则接收机跳频跟踪模块提取的伪距观测量为：

$d_{\mathrm{fh}\_{\mathrm{trace}}_1}=\frac{q_{\mathrm{fh}\_\mathrm{trace}\_f{\mathrm{ilter}}_1}}{K_{\mathrm{onechip}\_\mathrm{fh}\_\mathrm{DCO}}}\·T_{c\_\mathrm{fh}}\·c$

$d_{\mathrm{fh}\_{\mathrm{trace}}_2}=d_{\mathrm{fh}\_{\mathrm{trace}}_1}+\frac{q_{\mathrm{fh}\_\mathrm{trace}\_{\mathrm{filter}}_2}}{K_{\mathrm{onechip}\_\mathrm{fh}\_\mathrm{DCO}}}\·T_{c\_\mathrm{fh}}\·c$

…

$d_{\mathrm{fh}\_{\mathrm{trace}}_n}=d_{\mathrm{fh}\_{\mathrm{trace}}_{n-1}}+\frac{q_{\mathrm{fh}\_\mathrm{trace}\_{\mathrm{filter}}_n}}{K_{\mathrm{onechip}\_\mathrm{fh}\_\mathrm{DCO}}}\·T_{c\_\mathrm{fh}}\·C$

式中：q_{fh_trace_filter}为跳频跟踪环路滤波器输出；1，2，3…n为接收机环路更新次数；由该公式可知，接收机测量单个导航台的伪距观测量是对环路控制量累加的过程；

将从跳频捕获模块提取的半个码片量级的伪距观测量与从跳频跟踪模块提取的伪距观测量相加就得到了跳频码测距观测量d_fh：

d_fh＝d_{fh_acquisition}+d_{fh_tracen}

2、直扩码测距观测量的提取：先从直扩捕获模块中提取半个直扩码片长度的观测量；再从直扩跟踪模块中提取小于半个直扩码片长度的观测量；

从直扩捕获模块中提取半个直扩码片长度量级的伪距观测量时，利用跳频码测距观测量d_fh预测本地直扩码实现捕获需滑动的大概距离m_prediction，再从预测位置处开始，分别向左右两方向滑动搜索，每个方向最多只需要搜索1/4个跳频码片长度的范围；直扩码捕获模块中记录下两个方向上分别的滑动次数，再结合直扩码片长度等参数就可以计算直扩码捕获模块提供的观测量d_{ds_acquisition}；

设T_{c_ds}为一个直扩码元宽度，单位为秒；对于不同导航台信号，本地某直扩码捕获支路为完成信号捕获进行了j_i次滑动，i＝1，2，3…对应不同的导航台，j_i为正时，表示向超前方向滑动搜索；j_i为负时，表示向滞后方向滑动搜索；接收机与某导航台的半个直扩码片量级的伪距观察量为：

$d_{\mathrm{ds}\_\mathrm{acquisition}}=(m_{\mathrm{prediction}}+j_i)\·\frac{T_{c\_\mathrm{ds}}}{2}\·c$

其中c为光速；

完成了半个直扩码片量级的伪距观测量的提取后，再从直扩跟踪模块中提取小于半个直扩码片量级的伪距观测量；

设接收机信号处理时钟频率为f_clk，直扩码发生器DCO采用N_{ds_DCO}位计数最高位输出，则直扩码码速率f_dscode对应的控制量K_{ds_DCO}为：

$K_{\mathrm{ds}\_\mathrm{DCO}}=\frac{f_{\mathrm{dscode}}}{f_{\mathrm{clk}}}\·2^{N_{\mathrm{ds}\_\mathrm{DCO}}}$

一个直扩码片对应的控制量为：

K_{onechip_ds_DCO}＝K_{ds_DCO}/N_{ds_code}

其中：N_{ds_code}为直扩码长度；

直扩跟踪环路采用的也是超前-滞后锁定环路，环路滤波器的输出表示直扩码的移位情况，则接收机直扩序列跟踪模块提取的伪距观测量为：

$d_{\mathrm{ds}\_{\mathrm{trace}}_1}=\frac{q_{\mathrm{ds}\_\mathrm{trace}\_{\mathrm{filter}}_1}}{K_{\mathrm{onechip}\_\mathrm{ds}\_\mathrm{DCO}}}\·T_{c\_\mathrm{ds}}\·c$

$d_{\mathrm{ds}\_{\mathrm{trace}}_2}=d_{\mathrm{ds}\_{\mathrm{trace}}_1}+\frac{q_{\mathrm{ds}\_\mathrm{trace}\_{\mathrm{filter}}_2}}{K_{\mathrm{onechip}\_\mathrm{ds}\_\mathrm{DCO}}}\·T_{c\_\mathrm{ds}}\·c$

…

$d_{\mathrm{ds}\_{\mathrm{trace}}_n}=d_{\mathrm{ds}\_{\mathrm{trace}}_{n-1}}+\frac{q_{\mathrm{ds}\_\mathrm{trace}\_{\mathrm{filter}}_n}}{K_{\mathrm{onechip}\_\mathrm{ds}\_\mathrm{DCO}}}\·T_{c\_\mathrm{ds}}\·c$

式中：q_{ds_trace_filter}为直扩码跟踪环路滤波器输出；1，2，3…n为接收机环路更新次数；

将直扩跟踪模块提取的伪距观测量与直扩捕获模块提取的半个码片量级的伪距观测量相加就得到了直扩码测距观测量d_ds：

d_ds＝d_{ds_acquisition}+d_{ds_tracen}

3、载波相位测距观测量的提取：先从载波跟踪模块中提取不足整周期的载波相位测距观测量，再计算载波相位整周模糊度；

载波相位测距观测量小数部分的具体提取方法为：

设接收机信号处理时钟频率为f_clk，数字载波合成器DCO采用N_{carrier_DCO}位计数最高位输出，则载波速率f_carrier对应的控制量K_{carrier_DCO}为：

$K_{\mathrm{carrier}\_\mathrm{DCO}}=\frac{f_{\mathrm{carrier}}}{f_{\mathrm{clk}}}\·2^{N_{\mathrm{carrter}\_\mathrm{DCO}}}$

一个载波周期对应的控制量为：

K_{one_carrier}＝K_{carrier_DCO}/N_carrier

其中：N_carrier为一个直扩码片里包含的载波周期个数；

载波相位环路采用的是科斯塔斯环，环路滤波器的输出表示载波相位的移位情况，则接收机载波跟踪模块提取的伪距观测量为：

$d_{\mathrm{carrier}\_{\mathrm{trace}}_1}=\frac{q_{\mathrm{carrier}\_\mathrm{trace}\_\mathrm{filter}}}{K_{\mathrm{one}\_\mathrm{carrier}}}\·T_{\mathrm{carrier}}\·c$

$d_{\mathrm{carrier}\_{\mathrm{trace}}_2}=d_{\mathrm{carrier}\_{\mathrm{trace}}_1}+\frac{q_{\mathrm{carrier}\_\mathrm{trace}\_\mathrm{filter}}}{K_{\mathrm{one}\_\mathrm{carrier}}}\·T_{\mathrm{carrier}}\·c$

…

$d_{\mathrm{carrier}\_{\mathrm{trace}}_n}=d_{\mathrm{carrier}\_{\mathrm{trace}}_{n-1}}+\frac{q_{\mathrm{carrier}\_\mathrm{trace}\_\mathrm{filter}}}{K_{\mathrm{one}\_\mathrm{carrier}}}\·T_{\mathrm{carrier}}\·c$

式中：q_{carrier_trace_filter}为载波跟踪环路滤波器输出；T_carrier为实时的载波周期；1，2，3...n为接收机环路更新次数；

本发明的载波相位跟踪环采用arctan形式的鉴相函数，因为arctan形式的鉴相函数具有较大的线性鉴相区域；其鉴相曲线的线性区域为

因此需要将线性鉴相输出区域内的输出对应到一个载波周期的范围里；可以利用载波相位跟踪环路中两个正交同相支路相关结果的正负号关系来判断实际接收信号的载波相位差与鉴相输出相位差的关系，其关系如下表所示；若采用其他形式的鉴相函数，也有类似的关系可以对应；

表1.实际载波相位差与鉴相输出的关系

由此便得到了载波相位测距观测量的小数部分d_{carrier_fraction}；

解算载波相位测距观测量的整周模糊度的具体方法是：

首先，因为直扩码跟踪环存在抖动现象，使得从中提取的观测量的波动很大。先对直扩码测距观测量作平均处理，将有利于准确解算载波相位整周模糊度；作平均处理的方法有两种：一种是将抽取连续的数帧观测量计算平均值得到一帧的新数据；另一种方法是采用数字平滑滤波器。第一种方法的缺点是会降低数据更新率，第二种方法的缺点是会使新数据有一定滞后。可以根据实际应用情况，酌情选择方法；

然后利用平均后的直扩码测距观测量来计算载波相位整周模糊度，载波整周模糊度的粗略值为：

$n_{\mathrm{carrier}}=\mathrm{int}\left(\frac{d_{\mathrm{ds}}}{T_{\mathrm{carrier}}\·c}\right)$

其中：T_carrier为载波周期，n_carrier为载波相位整周模糊度的粗略值，

表示对

取整数部分；

因为直扩码测距的精度较低，所以n_carrier不是准确的整周模糊度。由于中短波的波长较长，加上本发明中采用的双想干值组合并行直扩码跟踪结构的跟踪精度比传统结构更高，可以确保直扩码测距的误差在半个载波周期以内，所以直扩序列的整周模糊度存在n_carrier-1、n_carrier、n_carrier+1三种可能值，所以对应的载波相位测距观测量也存在三种可能值：

$d_{\mathrm{carrier}}=\left\{\begin{array}{c}(n_{\mathrm{carrier}}-1)\·T_{\mathrm{carrier}}\·c+d_{\mathrm{carrier}\_\mathrm{fraction}}\\ n_{\mathrm{carrier}}\·T_{\mathrm{carrier}}\·c+d_{\mathrm{carrier}\_\mathrm{fraction}}\\ (n_{\mathrm{carrier}}+1)\·T_{\mathrm{carrier}}\·c+d_{\mathrm{carrier}\_\mathrm{fraction}}\end{array}\right.$

将这三组可能的观测值与直扩码相位测距的观测值d_ds进行比较，这三个可能值中与d_ds最为接近的d_carrier就是准确的载波相位伪距观测量。

实施方式三：本具体实施方式与具体实施方式二的区别在于：利用跳频码测距观测量d_fh预测直扩码捕获位置并缩短直扩码测距观测量提取时间的具体方法如下；

本地跳频码作一定移位后才能实现跳频码捕获，则本地直扩码要作同样的移位也能实现直扩码捕获，但是跳频码测距有较大误差。所以直扩码滑动同样的距离后的位置就是预测的捕获位置，预测的误差就是跳频码测距的测距误差；利用直扩码的周期性，可以简化这一滑动过程，跳频码测距观测量为d_fh，则预测的直扩码位移量m_prediction为：

$m_{\mathrm{prediction}}=\frac{d_{\mathrm{fh}}}{T_{\mathrm{ds}}\·c}\·T_{\mathrm{ds}}/T_{c\_\mathrm{ds}}$

式中：c为光速；T_ds为直扩码周期；T_{c_ds}为直扩码片长度；

在直扩码捕获模块中，本地直扩码滑动m_prediction个码片后达到预测位置；达到预测位置后，不一定能立即实现捕获，因为跳频码测距存在误差，导致预测位置与真实捕获位置之间存在误差，真实捕获位置在以预测位置为中心，左右最大半径为1/4跳频码片长度的范围内；设置两条直扩码并行滑动捕获支路，在计算得到预测位置后，这两并行滑动捕获支路都从预测位置开始，分别向左右两方向同时进行滑动搜索，每个滑动搜索支路最多需要搜索1/4个跳频码片长度的范围。

Claims (1)

1.一种中短波扩跳频无线电导航系统伪距观测量提取方法，其特征是：

(1)、跳频码测距观测量的提取：从跳频捕获模块中提取半个跳频码片长度量级的伪距观测量d_{fh_acquisition}，再从跳频跟踪模块中提取小于半个跳频码片长度大于半个直扩码片长度的伪距观测量d_{fh_trace}，将跳频跟踪模块提取的伪距观测量d_{fh_trace}与跳频捕获模块提取的半个跳频码片长度量级的伪距观测量相加d_{fh_acquisition}就得到跳频码相位测量的伪距观测量d_fh，即d_fh＝d_{fh_acquisition}+d_{fh_tracen}；

(2)、直扩码测距观测量的提取：先提取直扩码测距观测量的小数部分，即先从直扩捕获模块中提取半个直扩码片长度的伪距观测量，再从直扩跟踪模块中提取小于半个直扩码片长度的伪距观测量；主要包括：

利用跳频码测距观测量进行直扩捕获预测，跳频码相位测量的伪距观测量为d_fh，预测的直扩码位移量m_prediction为：

$m_{\mathrm{prediction}}=\frac{d_{\mathrm{fh}}}{T_{\mathrm{ds}}\·c}\·T_{\mathrm{ds}}/T_{c\_\mathrm{ds}}$

其中：c为光速、T_ds为直扩码周期、T_{c_ds}为直扩码片长度；

设置两条直扩码并行滑动捕获支路，在计算得到预测位置后，两并行滑动捕获支路从预测位置开始，分别向左右两方向同时进行滑动搜索；利用m_prediction再结合直扩码滑动次数和直扩码片长度参数计算出直扩码捕获模块提供的伪距观测量d_{ds_acquisition}；

直扩跟踪模块采用双相干值组合并行直扩序列跟踪结构，根据直扩码跟踪模块的回路滤波器的输出，结合接收机信号处理时钟频率和直扩码片长度参数，计算出从直扩跟踪模块中提取小于半个直扩码片长度的伪距观测量d_{ds_trace}；

将直扩跟踪模块提取的伪距观测量与直扩捕获模块提取的半个直扩码片长度的伪距观测量相加就得到了直扩码测距观测量d_ds：

d_ds＝d_{ds_acquisition}+d_{ds_trace}；

(3)、载波相位观测量的提取：先从载波跟踪模块中提取不足整周期的载波相位观测量，再计算载波相位整周模糊度；主要包括：

载波跟踪模块采用科斯塔斯环路来实现对载波的跟踪，利用环路滤波器的输出，结合实时的载波周期T_carrier和接收机处理速度参数计算出载波相位观测量的小数部分d_{carrier_fraction}，然后计算载波相位观测量的整周模糊度部分；先对直扩码测距观测量d_ds进行平均处理，然后利用平均后的直扩码测距观测量来计算载波相位整周模糊度的估计值n_carrier；直扩序列的整周模糊度存在n_carrier-1、n_carrier、n_carrier+1三种可能值，对应的载波相位观测量d_carrier也存在三种可能值：

$d_{\mathrm{carrier}}=\left\{\begin{array}{c}(n_{\mathrm{carrier}}-1)\·T_{\mathrm{carrier}}\·c+d_{\mathrm{carrier}\_\mathrm{fraction}}\\ n_{\mathrm{carrier}}\·T_{\mathrm{carrier}}\·c+d_{\mathrm{carrier}\_\mathrm{fraction}}\\ (n_{\mathrm{carrior}}+1)\·T_{\mathrm{carrier}}\·c+d_{\mathrm{carrier}\_\mathrm{fraction}}\end{array}\right.$

将这三组可能的观测值与直扩码测距观测量d_ds进行比较，这三个可能值中与d_ds最为接近的一个d_carrier就是准确的载波相位观测量。

Images