CN101897127A - 基于速度的混合参数/非参数均衡 - Google Patents

Abstract

具有多模式干扰抑制功能和估计其速度的方式的移动接收器在高速时利用用于干扰抑制的参数方案，在低速时利用非参数方案。具体而言，如果移动接收器当前在非参数模式中操作，并且其速度超过第一预确定阈值，则移动接收器切换到参数模式。相反，如果移动接收器当前在参数模式，并且其速度低于第二预确定阈值，则移动接收器切换到非参数模式。在一个实施例中，可通过收到信号中的多普勒频率估计速度，并且阈值是多普勒频率。在一个实施例中，第一阈值和第二阈值不同，从而在模式切换中产生迟滞。

Description

基于速度的混合参数/非参数均衡

技术领域

本发明涉及无线通信系统移动接收器，并且具体地说，涉及响应移动接收器的速度在参数干扰抑制模式或非参数干扰抑制模式中操作的移动宽带码分多址(WCDMA)接收器。

背景技术

WCDMA信号在弥散信道中遇到干扰。此干扰是以下干扰的组合：诸如符号间干扰等自干扰；多址干扰，即由于非零码互相关造成的干扰；下行链路中来自其它小区的干扰；或在上行链路中来自其它用户的干扰。此干扰必须得到抑制以便实现良好的吞吐量，特别是对高速分组接入(HSPA)接收器。另外，在无干扰抑制的情况下，无法满足对于类型2(单天线终端)和类型3(双天线终端)接收器通过3GPP标准化提出的增强吞吐量要求。

用于抑制干扰的线性方法通常属于码片级或符号级均衡的类别。符号级均衡遵循传统Rake接收器架构，其中，在多个延迟解扩(despread)收到的码片级数据，并随后组合多个信号图像(signalpicture)。码片级均衡将这些操作的次序颠倒。先使用线性滤波器组合收到的码片数据，并随后在单个延迟解扩。这些技术从性能角度而言是相当的，并且本发明适用于任一均衡方案。

对于符号级均衡，一个有效的方案是通用Rake接收器或G-Rake。G-Rake接收器通过虑及组合权值公式中的干扰时间和空间相关，计算组合权值以执行在不同延迟值解扩的符号的相干组合及干扰抑制。组合权值表示为

$=R_u^{-1}h$

其中，R_u是损害协方差矩阵，并且h是净信道系数的向量。此处，术语“损害”既包括干扰，也包括噪声，而术语“净信道系数”指包括发射和接收滤波器的效应及衰减无线信道的信道系数。

有两种通用方法用于在G-Rake接收器中获得损害协方差矩阵R_u-非参数和参数。非参数方法是盲性的，直接从观测的数据估计R_u。参数方法假设基础模型，并从模型参数计算R_u。

对于码片均衡，在码片级收到的信号表示为

r＝Hc+v

其中，r是收到的码片的块，H是净信道系数的码片或子码片间隔版本的(chip or sub-chip spaced versions)卷积矩阵，v表示热噪声和由于相邻基站产生的高斯白噪声，以及c是发射的码片序列。抑制(2)中干扰的码片均衡器滤波器f是以下等式的解：

f＝A^-1b，

其中，A是收到的导频码片的相关矩阵，以及b是收到的导频码片与实际导频码片的互相关向量。

类似于G-Rake，有两种方式用于生成码片均衡器滤波器-非参数形式和参数形式。这两种形式主要不同之处在于如何计算A矩阵。非参数形式直接使用收到的码片数据计算A矩阵。参数形式却使用信道脉冲响应和服务基站及高斯白噪声的功率来工作。

现有参数均衡方案和非参数均衡方案具有不同的长处和不足。相对于G-Rake接收器论述这些方案。相同的长处和不足通常也适用于码片均衡。参数G-Rake方案的长处是性能(例如，根据BER、BLER或吞吐量衡量)对诸如WCDMA用户设备(UE)等移动接收器的速度较不敏感。参数方案的主要不足是它依赖接收器中路径搜索器/延迟估计器形成的信道信息。如果此信息不正确，则损害的实际颜色将建模错误。此误建模降低了G-Rake接收器的性能。

非参数方案的长处是它是盲性技术。没有干扰的特定模型，因此，通过估计方案捕获所有干扰。此盲性方案也间接是一个不足。盲性方案一般需要大量的“训练”数据才表现良好。在WCDMA系统中，导频信道只具有每时隙10个符号，因此，基于导频进行协方差估计的方案需要相当大的平滑处理(滤波)才有好效果。平滑处理将方案的有效性限于低UE速度。为信道均衡和干扰抑制采用参数或非参数技术的接收器因此只在相应方法生成最佳结果的情况下是最佳的，并且在其它情况下是次佳的。

发明内容

根据本文中所述的一个或多个实施例，具有多模式干扰抑制功能和估计其速度的方式的移动接收器在高速时利用用于干扰抑制的参数方案，在低速时利用非参数方案。

一个实施例涉及一种由接收器接收和解码天线发射的无线通信信号的方法，接收器操作以在其中它使用用于信道均衡的参数方案的参数模式与其中它使用用于信道均衡的非参数方案的非参数模式之间选择性地切换。在移动接收器接收无线通信信号，并且估计接收器的速度。如果接收器速度超过第一预确定阈值并且在非参数模式中操作，则它切换到参数模式。如果接收器速度低于第二预确定阈值并且在参数模式中操作，则它切换到非参数模式。通过在参数模式或非参数模式中执行信道均衡来抑制干扰，并且在干扰抑制后将无线通信信号解码。在一个实施例中，可通过收到信号中的多普勒频率估计速度，并且阈值是多普勒频率。在一个实施例中，第一阈值和第二阈值相等。在一个备选实施例中，它们不同，从而产生在模式切换中的迟滞。

另一实施例涉及一种无线通信接收器。该接收器包括：接收器，操作以接收无线通信信号；速度估计功能，操作以估计接收器的速度；干扰抑制功能，在非参数模式中操作以使用用于信道均衡的非参数方案抑制收到的无线通信信号中的干扰，并且还在参数模式中操作以使用用于信道均衡的参数方案抑制收到的无线通信信号中的干扰；以及控制器，操作以在干扰抑制功能处于非参数模式并且接收器速度超过第一预确定阈值时将干扰抑制功能引入参数模式中，并且还操作以在干扰抑制模块处于参数模式并且接收器速度低于第二预确定阈值时将干扰抑制模块引入非参数模式中。

附图说明

图1是具有多模式干扰抑制功能的移动接收器的功能框图。

图2是接收和解码WCDMA信号的方法的流程图。

图3是具有参数干扰抑制功能和非参数干扰抑制功能的移动接收器的部分的功能框图。

具体实施方式

下面介绍符号级(G-Rake)和码片级(码片均衡器滤波器)干扰抑制的非参数和参数方案的详细推导。如上所述，G-Rake接收器中的组合权值表示为

$=R_u^{-1}h---\left(1\right)$

有两种方式获得损害协方差矩阵R_u的非参数估计。第一方案使用导频信道估计基于时隙的量。在G.Bottomley的题为“用于Rake接收机中消除干扰的方法和设备”(Method and apparatus for interferencecancellation in a Rake receiver)的美国专利6363104中描述此方案，该专利整体通过引用结合于本文中。净信道系数的基于时隙的估计和损害协方差矩阵表示为

$\begin{array}{c}\hat{h}=\frac{1}{N_p}\underset{k=0}{\overset{N_p-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_p\left(k\right)s^{*}\\ {\hat{R}}_{u,\mathrm{slot}}=\frac{1}{N_p-1}\underset{k=0}{\overset{N_p-1}{\mathrm{\Σ}}}(x_p\left(k\right)s^{*}-\hat{h}){(x_p\left(k\right)s^{*}-\hat{h})}^H\end{array},---\left(2\right)$

其中，N_p是导频符号的数量，x_p是收到的解扩导频符号的向量，s是已知发射导频符号，

是净信道系数的向量，*表示复共轭，以及H表示Hermetian转置矩阵。使用这些量，能从以下等式获得损害协方差矩阵：

${\hat{R}}_u\left(n\right)=\mathrm{\λ}{\hat{R}}_u(n-1)+(1-\mathrm{\λ}){\hat{R}}_{u,\mathrm{slot}},---\left(3\right)$

其中，λ是滤波器系数，并且n是时隙索引。

用于生成损害协方差矩阵的非参数估计的另一方案涉及使用未占用的业务代码(traffic codes)。用于这些代码的解扩值只包括损害样本。这些损害样本能用于如下直接估计R_u

${\hat{R}}_u=\frac{1}{N_c{N}_T}\underset{q=0}{\overset{N_c-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=0}{\overset{N_T-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_{\mathrm{traffic}}^q\left(k\right){\left(x_{\mathrm{traffic}}^q\left(k\right)\right)}^H---\left(4\right)$

其中，

是在第k个符号间隔期间用于第q个未占用代码的业务符号的解扩向量，N_T是每代码符号的数量，以及N_c是未占用代码的数量。

用于生成损害协方差矩阵的参数方案取决于用于干扰的模型。此方案在2004年3月12日提交，D.Cairns、G.Bottomley、Y.-P.E.Wang、T.Fulghum、E.Jonsson的题为用于通用Rake接收器中参数估计的方法和设备”(Method and Apparatus for Parameter Estimation in aGeneralized Rake Receiver)的美国专利申请公布2005/0201447中描述，通过引用将它整体结合于本文中。模型取决于UE与建模的基站之间的无线电信道。假设有单个服务基站和J个干扰基站，则用于损害协方差矩阵的模型表示为

$R_u=E_c\left(0\right)R_I^{\mathrm{own}}\left(g_0\right)+\underset{j=1}{\overset{J}{\mathrm{\Σ}}}{E}_c\left(j\right)R_I^{\mathrm{other}}\left(g_j\right)+N_0{R}_n---\left(5\right)$

其中

$R_I^{\mathrm{own}}(g_j;d_1,d_2)=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{g}_j\left(l\right)g_j^{*}\left(n\right)\underset{m\≠0}{\underset{m=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}}{R}_p(d_1-{\mathrm{mT}}_c-{\mathrm{\τ}}_k\left(l\right))R_p^{*}(d_2-{\mathrm{mT}}_c-{\mathrm{\τ}}_k\left(n\right))$

$R_I^{\mathrm{other}}(g_j;d_1,d_2)=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{g}_j\left(l\right)g_j^{*}\left(n\right)\underset{m=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{R}_p(d_1-m{T}_c-{\mathrm{\τ}}_k\left(l\right))R_p^{*}(d_2-m{T}_c-{\mathrm{\τ}}_k\left(n\right))---\left(6\right)$

R_n(d₁，d₂)＝R_p(d₁-d₂)此处，E_c(j)是用于基站j的总码片能量，g_j是用于在UE与第j个基站之间的信道的无线电信道(介质)系数的向量，R_P(θ)表示在θ估计的发射和接收脉冲形状滤波器的卷积，τ_j是对应于在UE与第j个基站之间的信道的L个信道延迟的向量，T_c是码片时间，以及d_k是UE采用的第k个耙齿(finger)的延迟。

我们现在考虑码片均衡。如整体通过引用结合于本文中的G.Kutz和A.Chass所著论文“用于DS-CDMA下行链路接收器的稀疏码片均衡器”(“Sparse Chip Equalizer for DS-CDMA Downlink Receivers”，published in IEEE Communication Letters，vol.9，no.1，pp.10-12，2005)所述，收到的码片级的信号如上所示。

r＝Hc+v                            (7)

其中，r是收到的码片的N+L-1块，H是(N+L-1)xN)大小的Toeplitz卷积矩阵，其列为信道脉冲响应h的时移版本，带有延迟扩展L(净信道系数的码片或子码片间隔版本)，v表示热噪声和由于相邻基站造成的高斯白噪声，以及c是发射的码片序列。抑制(7)中干扰的码片均衡器滤波器f是以下等式的解：

f＝A^-1b                            (8)

其中

A＝E{X^HX}

$b=E\left\{X^H{C}_p^{H}p\right\}$

$X=C_p^{H}R$

C_p＝NxS大小的导频加扰和扩展矩阵

p＝导频码片序列

以及其中，A是收到的导频码片的相关矩阵，b是收到的导频码片与实际导频码片的互相关向量，X是收到的导频码片的矩阵，其中列是收到的导频码片的时移版本，R是收到的数据的矩阵，其中列是收到的码片向量r的时移版本，N是要处理的码片块的大小，S是每数据块导频符号的数量，以及E{X^HX}表示X^HX的期望值。

计算A矩阵的非参数方案直接使用收到的码片数据。

$A\≈\frac{1}{N+L-1}{R}^{H}R---\left(9\right)$

与此相反，参数形式却使用信道脉冲响应和服务基站及高斯白噪声的功率来工作。用于参数形式的A矩阵的条目能表示为

$A(i,j)=I_{\mathrm{or}}\underset{n}{\mathrm{\Σ}}{h}^{*}\left(n\right)h(n+{\mathrm{\τ}}_i-{\mathrm{\τ}}_j)+I_{\mathrm{oc}}\mathrm{\δ}(i-j)---\left(10\right)$

其中，τ_k是第k个码片均衡器抽头延迟，I_or是服务基站功率，以及I_oc是高斯白噪声功率。

如上所述，干扰抑制的参数方案无论是对于符号级还是码片级估计，通常对接收器速度不敏感。在信道延迟信息准确并知道干扰源(下行链路中的基站和上行链路中的高速率用户)的情况下，这些方案有良好的性能。然而，由于计算约束和/或信道延迟估计的错误，在实际实现中可能此性能被降低。与此相反，在符号级或码片级的非参数干扰抑制的性能随接收器速度而定。然而，非参数方案往往对实现错误更具鲁棒性，并且可产生优异的结果。

根据本发明的实施例，移动接收器在参数干扰抑制模式和非参数干扰抑制模式中均可操作。接收器在高速时采用参数模式，这是因为非参数估计所需的滤波可能由于快速变化的信道而不能跟踪变化的干扰。可应用平滑处理以捕捉完整的干扰情形时，在低接收器速度，采用非参数模式。

可以多种方式确定接收器速度。通过比较来自诸如GPS接收器、惯性导航仪或诸如此类等位置估计器的连续值，可获得绝对速度。也可从收到的信号载频的多普勒位移估计接收器速度。

图1示出示例移动接收器10。接收器10包括一根或多根天线12、接收器电路14、多模式干扰抑制功能16、用户接口18及可选的位置估计器22，所有这些均在控制器20的控制之下。可包括移动用户设备(UE)10中的收发信机的接收器电路14，如本领域中所熟知的一样，在天线12接收WCDMA信号，并且将收到的信号放大和下变频到基带。多模式干扰抑制功能16在参数模式或非参数模式中抑制收到的信号中的干扰。干扰被抑制信号随后由其它功能单元(未示出)解码和进一步处理。解码后的内容呈现到用户接口18，该接口包括诸如小键盘(keypad)、按钮、触摸屏、操纵杆及诸如此类的控制输入和诸如显示器和/或扬声器等为用户再现内容的转换器。如果移动接收器10是双工UE，则用户接口18另外包括诸如麦克风、照相机及诸如此类的输入转换器。

控制器20控制接收器10的整体操作。控制器20可包括编程的微处理器、数字信号处理器或诸如此类。在一个实施例中，接收器10包括诸如GPS接收器、惯性导航仪或诸如此类的位置估计器22。位置估计器22可从天线12或单独的天线(未示出)接收例如卫星位置信号。在一个实施例中，位置估计器22可包括由控制器20执行的软件例程，该例程通过来自多个基站的信号的三角测量，测量信号计时或诸如此类来估计位置。如本领域所熟知的一样，控制器20可通过比较来自位置估计器22的连续位置估计，来估计移动接收器10速度。在另一实施例中，接收器电路14包括操作以检测和量化WCDMA载频中多普勒位移的多普勒鉴别功能24。多普勒频率(假设为固定发射天线)随移动接收器10与发射天线之间相对速度变化。

在一个实施例中，多普勒频率f_D由接收器电路14中的多普勒鉴别功能24估计。随后，控制器20基于干扰抑制功能16的当前操作模式、估计的多普勒频率f_D及至少一个预确定阈值多普勒频率，选择干扰抑制功能16操作模式。具体而言，

·如果干扰抑制功能16当前在非参数模式中操作，并且估计多普勒频率高于预确定阈值之一，例如，f_D＞f_high-speed，则控制器20将干扰抑制功能16切换到参数模式。

·如果干扰抑制功能16当前在参数模式中操作，并且估计多普勒频率低于预确定阈值之一，例如，f_D＜f_low-speed，则控制器20将干扰抑制功能16切换到非参数模式。

注意，预确定切换阈值f_low-speed和f_high-speed可以相同，但根据本发明的一个实施例，这些阈值不一定相同。这允许一定的迟滞，以便控制器20不会由于多普勒频率估计中的噪声原因而不断地在参数模式与非参数模式之间切换干扰抑制功能16。根据一个备选实施例，可以有多个切换阈值。

图2示出在多模式移动接收器10中接收和解码WCDMA信号的方法100。控制器20从多普勒频率估计器24、位置估计器22或诸如此类生成接收器10速度的估计(方框102)。如果移动接收器10当前在参数干扰估计模式中操作(方框104)，并且移动接收器10速度相对于预确定阈值低(方框106)，则它切换到非参数干扰估计模式(方框108)。如果移动接收器10当前在参数模式中(方框104)，并且移动接收器10速度相对于同一或不同预确定阈值较高(方框106)，则它保持在参数模式中并继续监视移动接收器10速度(方框102)。如果移动接收器10当前在非参数干扰估计模式中操作(方框104)，并且移动接收器10速度相对于预确定阈值高(方框110)，则它切换到参数干扰估计模式(方框112)。如果移动接收器10当前在非参数模式中(方框104)，并且移动接收器10速度低(方框110)，则它保持在非参数模式中并继续监视移动接收器10速度(方框102)。

在一个实施例中，干扰抑制功能16在非参数模式中操作，并且信道扁平(flat)或非弥散时，Rake耙齿位置被忽略，并且耙齿的网格居中在每根接收器天线12的报告延迟上。这允许接收器补偿由于采样有缺点造成的干扰。例如，如果延迟搜索器网格太粗糙，则报告的信道延迟将只是因为延迟搜索器网格的粗糙而不正确。这造成了必须解决的干扰。图3示出部分接收器电路14和多模式干扰抑制功能16的功能框图。在天线12收到的WCDMA信号由接收器前端电路14A放大和处理。多普勒检测功能24(或在一些实施例中，诸如位置估计电路等不同的速度估计器)估计移动接收器10的速度。基于该速度，备选将收到的信号引导到参数干扰抑制功能26或非参数干扰抑制功能28。随后，将干扰被抑制信号转发到其它接收器电路30用于进一步处理。

本发明的多模式干扰抑制与现有技术相比有许多优点。对于实现次佳参数G-Rake的版本的接收器，本发明在低接收器速度提供了性能增长。增加的性能是由于抑制了干扰的所有源。另一方面，在中等到高接收器速度，本发明利用了参数G-Rake方案的鲁棒性。

转让给本申请的受让人的公开美国专利申请2005/0215218在一个实施例中公开了具有包括参数损害相关估计器和非参数损害相关估计器的接收器的移动台(参见图5B；第8页，第8-26行)。由参数相关估计器和非参数相关估计器处理收到的信号，并且基于干扰标准，选择一个或另一个估计器的输出以做进一步处理。此申请未公开或建议基于移动接收器10的速度在参数干扰估计和抑制与非参数干扰估计和抑制之间进行选择。本发明的实施例仅以备选方式计算参数干扰估计或非参数干扰估计。相应地，移动接收器10耗费的计算工作更少，节省了电池电能。另外，基于速度的选择是实现更简单的结构。本领域的技术人员将认识到多模式干扰抑制功能16可实现为专用硬件，诸如一部分或所有ASIC、FPGA或诸如此类。备选，多模式干扰抑制功能16可实现为在一个或多个存储有程序的微处理器、数字信号处理器(DSP)或诸如此类上执行一个或多个软件模块。通常，多模式干扰功能16可根据给定应用的需要或要求，以硬件、软件和固件的任何组合形式实现。

当然，在不脱离本发明基本特征的情况下，本发明可以不同于本文具体阐述那些方式的其它方式实现。所示实施例在所有方面均要视为说明而不是限制，并且在随附权利要求的意义和等同物范围内的所有更改要涵盖在其中。

Claims (21)

1.一种由接收器接收和解码天线发射的无线通信信号的方法，所述接收器操作以在其中它使用用于信道均衡的参数方案的参数模式与其中它使用用于信道均衡的非参数方案的非参数模式之间选择性地切换，包括：

在移动接收器接收所述无线通信信号；

估计所述接收器的速度；

如果所述接收器速度超过第一预确定阈值并且在非参数模式中操作，则切换到参数模式；

如果所述接收器速度低于第二预确定阈值并且在参数模式中操作，则切换到非参数模式；

通过在所述参数模式或非参数模式中执行信道均衡，抑制干扰；以及

在所述干扰抑制后将所述无线通信信号解码。

2.如权利要求1所述的方法，其中所述无线通信信号包括宽带码分多址(WCDMA)信号。

3.如权利要求1-2任一项所述的方法，其中所述第一预确定阈值和所述第二预确定阈值相同。

4.如权利要求1-2任一项所述的方法，其中所述第一预确定阈值和所述第二预确定阈值不同。

5.如权利要求1-4任一项所述的方法，其中估计所述接收器相对于发射器的所述速度包括估计所述收到无线通信信号的多普勒频率f_D。

6.如权利要求5所述的方法，其中所述第一阈值是频率f_high-speed，以及其中如果所述接收器在非参数模式中操作，则在f_D＞f_high-speed时切换到参数模式。

7.如权利要求5所述的方法，其中所述第二阈值是频率f_low-speed，以及其中如果所述接收器在参数模式中操作，则在f_D＜f_low-speed时切换到非参数模式。

8.如权利要求1-7任一项所述的方法，其中通过执行信道均衡抑制干扰包括通过在通用Rake(G-Rake)接收器中执行符号级信道均衡来抑制干扰。

9.如权利要求8所述的方法，其中在非参数模式中在所述G-Rake接收器中执行符号级信道均衡包括使用导频信道估计损害协方差矩阵。

10.如权利要求1-7任一项所述的方法，其中通过执行信道均衡抑制干扰包括通过在干扰抑制滤波器中执行码片级信道均衡来抑制干扰。

11.一种无线通信接收器，包括：

接收器，操作以接收无线通信信号；

速度估计功能，操作以估计所述接收器的速度；

干扰抑制功能，在非参数模式中操作以使用用于信道均衡的非参数方案抑制所述收到的无线通信信号中的干扰，并且还在参数模式中操作以使用用于信道均衡的参数方案抑制所述收到的无线通信信号中的干扰；以及

控制器，操作以在它处于非参数模式，并且所述接收器速度超过第一预确定阈值时将所述干扰抑制功能引入参数模式中，并且还操作以在它处于参数模式，并且所述接收器速度低于第二预确定阈值时将所述干扰抑制模块引入非参数模式中。

12.如权利要求11所述的接收器，其中所述无线通信信号包括宽带码分多址(WCDMA)信号。

13.如权利要求11-12任一项所述的接收器，其中所述第一预确定阈值和第二预确定阈值相同。

14.如权利要求11-12任一项所述的接收器，其中所述第一预确定阈值和第二预确定阈值不同。

15.如权利要求11-14任一项所述的接收器，其中所述速度估计功能包括所述接收器还操作以估计所述收到的无线通信信号的多普勒频率f_D。

16.如权利要求15所述的接收器，其中所述第一阈值是频率f_high-speed，以及其中所述控制器操作以在它处于非参数模式，并且f_D＞f_high-speed时将所述干扰抑制功能引入参数模式中。

17.如权利要求15所述的接收器，其中所述第二阈值是频率f_low-speed，以及其中所述控制器操作以在它处于参数模式，并且f_D＜f_low-speed时将所述干扰抑制功能引入非参数模式中。

18.如权利要求11-17任一项所述的接收器，其中所述干扰抑制功能包括操作以执行符号级信道均衡的通用Rake(G-Rake)接收器。

19.如权利要求18所述的接收器，其中所述G-Rake接收器通过使用导频信道来估计损害协方差矩阵，从而在非参数模式中执行符号级信道均衡。

20.如权利要求11-17任一项所述的接收器，其中所述干扰抑制功能包括操作以执行码片级信道均衡的干扰抑制滤波器。

21.一种包括如权利要求11至20任一项所述无线通信接收器的用户设备。

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