CN101860507B - 光正交分频多任务信号的接收方法及其接收器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种光正交分频多任务信号的接收方法及其接收器，适于一光正交分频多任务系统。接收方法包含将光信号转换为数字信号、估测数字信号的符元边界、依符元边界去除数字信号的防护区间而成为一电信号、以快速傅立叶方式转换电信号为多个频域子载波、以对应同一符元区间的引导载波及频域子载波估测时间偏移、以及以时间偏移补偿符元边界的估测。前述频域子载波包含多个引导载波信号。藉由此接收方法，即可有效地估测出光正交分频多任务信号因光纤的色散所产生的时间偏移，并进行补偿。

Description

光正交分频多任务信号的接收方法及其接收器

技术领域

本发明是有关于一种应用于光多任务系统(Optical multiplex system)的接收方法与接收器，特别是一种采用光正交分频多任务(Optical OrthogonalFrequency-division Multiplexing)技术的系统中，藉由估测而得的时间偏移(Timing Offset)与色散(Chromatic Dispersion)来补偿所接收到信号的接收方法与接收器。

背景技术

正交分频多任务(Orthogonal Frequency-division Multiplexing，OFDM)系统为一种采用了数字多载波调变(Digital multi-carrier modulation)方法的分频多任务(Frequency-division Multiplexing，FDM)系统。多个具有正交性的次载波(orthogonal sub-carrier，亦可称为子频带)被用来传送数据。该些数据被切割成对应各个次载波的多个平行的数据流(data stream)或称通道(Channel)。每个次载波均被以一种具较低符元速率(low symbol rate)的调变技术(如正交振幅调变(QAM，Quadrature Amplitude Modulation)或相位偏移调变，又称相位移键(PSK，Phase Shift Keying))进行数据传输。如此一来，即可在相同的频宽(bandwidth)内得到相较于传统单一载波(single-carrier)更多的总数据传输率(total data rates)。

请参考图1A与图1B分别为现有直接传输与正交分频多任务传输的频谱分布比较示意图。直接传输与OFDM传输的最大不同点在于频宽的分布，图1A显示直接传输所占频宽为f₀。若将此频宽f₀以正交分频多任务的方式将该段频宽细分成等宽的五等分f₁。每个子频带f₁(即前述的子载波)互相正交，则新的频谱分布将如图1B所示。在OFDM传输中，只要子频带够多，基本上对每个子频带而言，该段频带的频率响应可以约略视为平坦。也就是说针对每个子频带仅需要一个单一系数的均衡器，用以克服每个子通道的衰减及相位失真。此外，由于每个子频带所传输的数据率都远低于原本直接传输的数据率，该均衡器的操作频率自然也以等比例下降。

正交分频多任务技术应用于无线通讯领域上，常遇到的问题有多重路径效应(multi-path effect)。多重路径效应会衍生时间延迟扩展(time-spreading)与符间干扰(inter-symbol interference，ISI)问题。此即所谓频率选择性(Frequency-selective)通道。此频率选择性问题通常是以在每个OFDM的符元(或称符码，Symbol)加入防护区间(Guard interval)来解决。此举将加大符元周期、占用用以传输数据的频宽。

把正交分频多任务技术应用于光通讯系统时，由于光线在同一光纤中传输，因此，光正交分频多任务系统的多重路径效应并不显著，但会因光纤色散(Chromatic Dispersion)现象使得在接收端接收到信号时，会有信道间同步的问题以及类似多重路径的符间干扰的问题。针对光OFDM系统中同步的估测方式将会和以往在铜线或无线OFDM传输上的估测方式有所差异。因此，必须针对光纤信道特性开发新的同步估测方法，以避免估测错误。

关于OFDM系统中，接收端所进行的同步估测(也就是Timing Offset的估测)相关技术可见于2007年12月18日于美国核准公告的第7310302号专利「在正交分频多任务系统用以估测时间偏移与频率偏移的方法(Method forestimation time and frequency offset in an OFDM system)」、以及2007年7月31日在美国椄准公告的第7251283号专利「在正交分频多任务系统中的时间偏移补偿(Timing offset compensation in orthogonal frequency divisionmultiplexing systems)」。

此外，相关的论文有Minjian Zhao，Aiping Huang，Zhaoyang Zhang与Peiliang Qiu发表的论文(请参考All Digital Tracking Loop for OFDM SymbolTiming，IEEE VTC’2003，pp.2435-2439，vol.4，Oct.2003)、以及Baoguo Yang，Khaled Ben Letaief，Roger S.Cheng与Zhigang Cao所发表的论文(请参考Timing Recovery for OFDM transmission，IEEE J.Select.Areas Commun.，Vol.18，No.11，Nov.2003)

现有技术提出适于无线或铜线的OFDM系统的时间偏移的估测方法，但由于光纤信道特性与无线传输或铜线特性不完全相同，所以针对光OFDM系统中同步的估测方式将会和以往的估测方式有所差异。由于符元边界估测的准确度会影响OFDM频域均衡器或通道估测的表现，进而影响解调传送信号的正确性，也就是说，同步估测与通道估测技术的好坏将直接影响到整个OFDM系统的性能。因此，必须针对光纤信道的特性开发新的同步估测方法，以避免估测错误。

发明内容

鉴于上述将正交分频多任务技术应用于光纤通讯时，因传输信号的介质不同，需在接收端开发适用于光OFDM系统的时间偏移估测方法，本发明提出一种光正交分频多任务系统中估测时间偏移与色散的方法。

本发明提出一种光正交分频多任务信号的接收方法，适用于一光正交分频多任务接收器，该接收器用于接收由一光正交分频多任务发射器所发射的光信号，该接收方法包含：S50：转换该光信号为一数字信号；S52：估测该数字信号的一符元边界；S54：依该符元边界去除该数字信号的一防护区间而成为一电信号；S56：以快速傅立叶方式转换该电信号为多个频域子载波Y(k)，各该频域子载波包含多个符元，对应同一频域子载波的该些符元包含多个数据载波信号与引导载波信号，该些引导载波信号X(k)位于同一符元区间，其中k为大于或等于-N/2且小于(N/2)-1的整数，N为快速傅立叶的点数；S57：以对应同一该符元区间的该些引导载波信号X(k)与该频域子载波Y(k)估测一时间偏移τ；以及以该时间偏移补偿该符元边界的估测。

前述S57：以对应同一符元区间的至少三个该些引导载波信号X(k)与至少三个对应的该频域子载波Y(k)估测一时间偏移τ及一色散常数的步骤包含：S570：以二个该些引导载波信号X(k1)，X(k2)及对应的该二个频域子载波Y(k1)，Y(k2)估算出一第一相旋转差；S572：以另二个该些引导载波信号X(k3)，X(k4)及对应的该些频域子载波Y(k3)，Y(k4)估算出一第二相旋转差；以及S574：依该第一相旋转差与该第二相旋转差估算该时间偏移；其中，k1，k2，k3及k4均大于或等于-N/2且小于(N/2)-1的整数，N为该快速傅立叶的点数(FFT size)，k2＞k1，k4＞k3，且k2-k1＝k4-k3。

前述S57另包含：依该第一相旋转差与该第二相旋转差估算一色散常数。

本发明提出一种光正交分频多任务系统的接收端，适于接收一光正交分频多任务系统的一发射端所发出的一光信号，该接收端包含光电转换元件、模拟转数字元件、符元边界估测器、防护区间移除元件、快速傅立叶转换元件、以及时间偏移估测器。光电转换元件接收并转换该光信号为一模拟信号。模拟转数字元件转换该模拟信号为一数字信号。符元边界估测器依数字信号而估测一符元边界。防护区间移除元件依该符元边界去除该数字信号的一防护区间而形成一电信号。快速傅立叶转换元件以一快速傅立叶方式转换该电信号为多个频域子载波Y(k)。各该频域子载波包含多个符元(Symbol)，对应同一频域子载波的该些符元包含多个数据载波信号(Data)与引导载波信号(Pilot)，该些引导载波信号X(k)位于同一符元区间，其中k为大于或等于-N/2且小于(N/2)-1的整数。时间偏移估测器将对应同一该符元区间的至少三个该些引导载波信号X(k)与至少三个对应的该频域子载波Y(k)估测一时间偏移τ。该符元边界估测器依据该时间偏移而补偿该符元边界。

藉上述接收方法与接收器，可有效地估测出时间偏移及色散常数。以时间偏移补偿符元边界的估测，即可使信号接收的准确度提高。依据色散常数来设定防护区间(Guard Interval)的长度(时间)，即可缩短防护区间所占的时间(即频宽)，并提高用以传输数据的频宽。

有关本发明的特征、实作与功效，兹配合图示作最佳实施例详细说明如下。

以上关于本发明的内容说明及以下的实施方式的说明用以示范与解释本发明的精神与原理，并且提供本发明的专利保护范围更进一步的解释。

附图说明

图1A与图1B为现有直接传输与正交分频多任务传输的频谱分布比较示意图；

图2为根据本发明的光正交分频多任务系统的接收端架构示意图；

图3为根据本发明的光正交分频多任务系统的发射端的架构示意图；

图4为依据本发明发射器的频率子载波X(k)中的数据载波信号与引导载波信号的配置示意图；

图5为依据本发明的时间偏移估测器的电路方块示意图；

图6为依据本发明的时偏撷算元件的电路方块示意图；

图7为依据本发明的色散常数撷算元件的电路方块示意图；

图8为依据本发明的接收光正交分频多任务信号的方法的流程示意图；

图9为依据本发明的接收光正交分频多任务信号的方法的步骤S50的流程示意图；

图10为依据本发明的接收光正交分频多任务信号的方法的步骤S57的流程示意图；

图11为依据本发明的接收光正交分频多任务信号的方法的步骤S59的流程示意图；

图12为依据本发明的光正交分频多任务系统的接收器进行测试的时间偏移估测结果示意图；

图13为依据本发明的光正交分频多任务系统的接收器进行测试的色散常数估测结果示意图。

【主要元件符号说明】

10        接收器

11        光电转换元件

12        模拟转数字元件

13        符元边界估测器

14        防护区间移除元件

15        快速傅立叶转换元件

16        时间偏移估测器

30        第一相差估测元件

32        第二相差估测元件

36        时偏撷算元件

360       第一乘法器

362       第二乘法器

364       第一减法器

38        色散常数撷算元件

380       第二减法器

382       第三乘法器

40a，40b  数据载波信号

42a，42b  引导载波信号

80        模拟信号

81        数字信号

82    电信号

83    频域子载波

90    发射器

91    串转并元件

92    引导载波插入元件

93    逆快速傅立叶转换元件

94    防护区间加入元件

95    并转串元件

96    电光转换元件

97    序列数字信号

98    光信号

99    数字转模拟元件

f₀    频宽

f₁    子频带

具体实施方式

请参考图2，其为本发明的光正交分频多任务信号系统的接收端架构示意图。图中可以见悉本发明的信号接收方法适用于一光正交分频多任务接收器10。该接收器10接收由一光正交分频多任务发射器90所发射出来的光信号98。前述接收器10包含一光电转换元件11(Optical-to-electrical convertingelement)、一模拟转数字元件12(Analog to digital converting element)、一符元边界估测器13(Symbol boundary estimator)、一防护区间移除元件14(Guardinterval removal element)、一快速傅立叶转换元件15(Fast Fourier Transferringelement)、以及一时间偏移估测器16(Timing offset estimator)。

前述发射器90的光信号98的产生方式，请参阅图3。其为根据本发明的光正交分频多任务系统的发射端的架构示意图。图中可以见悉发射端(即，前述发射器90)包含一串转并元件91、一引导载波插入元件92、一逆快速傅立叶转换元件93、一防护区间加入元件94、一并转串元件95、数字转模拟元件99、以及一电光转换元件96(Electrical-to-optical converting element)。

串转并元件91用于将待传送的序列数字信号97切割成多个并列的数字信号。再将各个并列的数字信号依「正交振幅调变」(QAM，Quadrature AmplitudeModulation)或「相位偏移调变」(PSK，Phase Shift Keying)方式转换为并列的多个已调变的数字信号。串转并元件91续将此些并列的已调变的数字信号传送给前述引导载波插入元件92。前述并列的已调变的数字信号均属于待传输的数据，亦可称为「数据载波信号」。引导载波插入元件92则是将「引导载波信号」依适当的配置方式插入/配置在「数据载波信号」之间。结合「数据载波信号」与被适当配置的「引导载波信号」即成为并列的多个子载波X(k)(Sub-carrier，或称次载波)，此子载波X(k)属于频域的子载波。也就是说，每个子载波X(k)包含了多个「数据载波信号」与多个「引导载波信号」。

关于前述配置「引导载波信号」于「数据载波信号」之间的方式，请参考图4阅览之。图4为子载波X(k)中的数据载波信号与引导载波信号的配置示意图。

每个「引导载波信号」与「数据载波信号」的基本时间长度单位定义为符元(Symbol，或称符码)。此符元即为前述序列信号被转换为模拟信号的最小单位时间长度。图4中的水平轴为时间轴，单位即为符元，以l表示。而其垂直轴为频率。从图4中可以见悉，在每个垂直纵列(Column)上具有16个圆点。对应每个垂直緃列上的圆点的水平轴即称为一个频域子载波X(k)(图中是以X(k1)，X(k2)，X(k3)及X(k4)表示)。每一子载波X(k)包含多个符元(Symbol)。对应同一子载波X(k)的该些符元包含多个数据载波信号40a，40b、与多个引导载波信号42a，42b。图中实心圆点即表示引导载波信号42a，42b。空心圆点则为数据载波信号40a，40b。

对应同一符元区间(Symbol period，即同一符元时间长度)的该些引导载波信号42a，42b分别分布在每一该些频域子载波X(k)。前述同一符元区间即表示在水平轴上每单位符元时间长度。意即，图上在同一纵列(column)在此称为同一符元区间。因此，「对应同一符元区间该些引导载波信号42a，42b分别分布在每一该些子载波X(k)」即表示对应引导载波信号42a，42b的纵列(Column)上的所有符元均为引导载波信号42a，42b，并无任何数据载波信号40a，40b。

此外，以图4为例，在同一频域子载波X(k)上(即图式的同一水平轴)，每二个引导载波信号42a，42b之间具有三个数据载波信号40a，40b。本发明并不以此为限，每二个引导载波信号42a，42b之间的数据载波信号40a，40b可以视系统而调整，可以为但不限于1，2，4及8。

接着该些频域子载波X(k)则被逆快速傅立叶转换元件93(IFFT，inverse fastFourier transform)转换为多个时域子载波x(k)。前述多个时域子载波x(k)相互之间具有正交性。此处的逆快速傅立叶转换的大小(点数，size)即等于前述频域子载波数。以图4为例，此逆快速傅立叶转换的大小即为16。

防护区间加入元件94(Guard Interval adding element)是在每一符元前附加前置循环码(Cyclic Prefix)或于每一符元后附加后置循环码(post-fix)。

并转串元件95(Parallel to Serial Converter，P/S)将附加了防护区间的时域子载波x(k)转换成串行信号后传送给数字转模拟元件99。数字转模拟元件99将串行信号转成模拟信号后再传给电光转换元件96。此电光转换元件96可以但不限于一激光。电光转换元件96则将该串行信号转换为前述光信号98并从光纤传送出去。

请再参考图2。光电转换元件11接收前述光信号98后，将之转换为模拟信号80。此光电转换元件11可以是但不限于光接收器(optical receiver)。前述模拟信号80为一电信号。

模拟转数字元件12接收前述模拟信号80并将之转换为数字信号81。接着符元边界估测器13即估测该数字信号81的符元边界并将估测结果传送给保护区间移除元件14。保护区间移除元件14依据该符元边界估测结果移除数字信号81中的保护区间而成为一数字电信号82。

快速傅立叶转换元件15则接收该电信号并以快速傅立叶方式转换该电信号为多个频域子载波83。由于此处所接收到的频域子载波83已受了传输介质(如光纤)、系统干扰或噪声等影响，故已非前述发射端(即，发射器90)的频域子载波X(k)，故在此，接收到的频域子载波83以Y(k)表示。关于接收到频域子载波83，Y(k)的说明，容后详述。

时间偏移估测器16接收前述频域子载波83并估测时间偏移(TimingOffset)。此处的时间偏移属于剩余时间偏移(Residual timing offset)。意即符元边界估测器13的估测时间偏移误差。在得到时间偏移后，将该时间偏移传送至该符元边界估测器13，以对该符元边界估测器13进行补偿。

前述接收到的频域子载波Y(k)除了被发射器90所发射的频域子载波X(k)外，另包含了通道响应(Channel Response)以及噪声。在光通讯领域中，由于光信号于光纤中传输时会有色散产生。此色散在光纤信道中形成相位偏移。不同的色散常数，对每个通道(频段或子载波)所产生的相位偏移均不相同。因此，前述所接收到的频域子载波Y(k)可表示为：

$Y_l\left(k\right)=(H_l^{\′}\left(k\right)\·e^{-j\·2\·\mathrm{\π}\frac{k\·(k+\frac{N}{2})B}{N}})\·e^{-j\·2\·\mathrm{\π}\frac{k\·\mathrm{\τ}}{N}}\·X_l\left(k\right)+W_l\left(k\right)...\left(1\right)$

其中，l为符元数(即第1个符元)。N为快速傅立叶转换的点数。k为子载波数(即第k个子载波)。K为范围在-N/2≤k＜(N/2)-1的整数。Y_l(k)为在第1个符元的第k个子载波在解完快速傅立叶后的信号。H′_l(k)为在第1个符元的第k个子载波的多路径信道响应(Multipath Channel Response)。B为色散常数(Delay spread constant due to chromatic dispersion)。τ为剩余时间偏移(ResidualTiming Offset)。X_l(k)为第1个符元的第k个子载波的传送信号，可能是数据载波信号，亦可能是引导载波信号。

为第1个符元、第k个子载波的综合通道响应，意即包含了色散与多路径所产生的信道响应。W_l(k)为第1个符元、第k个子载波的噪声。

关于时间偏移估测器16的电路方块示意图，请参考图5。图中可以见悉，时间偏移估测器16包含一第一相差估测元件30(the first phase rotationestimator)、一第二相差估测元件32(the second phase rotation estimator)、一时偏撷算元件36(Timing offset extractor)、以及一色散常数撷算元件38(Chromatic dispersion constant extractor)。

时间偏移估测器16在进行时间偏移估测时，以前述接收到的频域子载波Y(k)来进行估算。对每个符元、每个通道(子载波)均进行估测。由于被发射器90所发出的频域子载波X(k)中的引导载波信号为事先预定的，也就是接收端(即，接收器10)事先已知各引导载波信号的内容。因此，时间偏移估测器16即利用对应引导载波信号的符元区间的频域子载波Y(k)来进行估测。若以图4为例，位在引导载波信号42a，42b的緃列(column)上的各个发送的频域子载波X(k)为接收端(即，接收器10)已知的。以下说明中，将以X(k1)，X(k2)，X(k3)，X(k4)各别代表位在第k1，k2，k3，k4子载波(频段)上的引导载波信号。

上述式(1)中，Y_l(k)为在第1个符元的第k个子载波在解完快速傅立叶后的信号。噪声W_l(k)属于系统硬件的热效应(Thermal Effect)或环境的噪声。其较不会因不同符元以及不同子载波(信道)而变动且噪声不大的情况下，在时间偏移估测时，为计算方便可将的忽略不计。

前述第一相差估测元件30是以二个该些引导载波信号X(k1)，X(k2)及对应的该二个频域子载波Y(k1)，Y(k2)估算出一第一相旋转差angle(E(k2，k1))。第一相差估测元件30是将

与

进行复数共轭相乘并取其角度而得该第一相旋转差angle(E(k2，k1))。其中，

与

分别为k1，k2的通道响应。第一相旋转差angle(E(k2，k1))的估算公式如下式(2)：

$\mathrm{angle}\left(E(k2,k1)\right)\≅\mathrm{angle}(\mathrm{conj}\left(\frac{Y\left(k2\right)}{X\left(k2\right)}\right)\·\frac{Y\left(k1\right)}{X\left(k1\right)})...\left(2\right)$

前述第二相差估测元件32以另二个该些引导载波信号X(k3)，X(k4)及对应的该些频域子载波Y(k3)，Y(k4)估算出一第二相旋转差angle(E(k4，k3))。第二相差估测元件32将

与进行复数共轭相乘并取其角度而得该第二相旋转差angle(E(k4，k3))。其中，

与

分别为k3，k4的通导响应。第二相旋转差angle(E(k4，k3))的估算公式如下式(3)：

$\mathrm{angle}\left(E(k3,k4)\right)\≅\mathrm{angle}(\mathrm{conj}\left(\frac{Y\left(k4\right)}{X\left(k4\right)}\right)\·\frac{Y\left(k3\right)}{X\left(k3\right)})...\left(3\right)$

经过上述第一、第二相差估测元件30，32的估测，即可得到第一、第二相旋转差的值。此二个相旋转差与时间偏移、色散常数之间的关系可由上述式(1)推导而得，兹说明如下：

以第一相旋转差的估算为例，套用式(1)，在第1个符元的第k1个子载波在解完快速傅立叶后的信号(式(4))、以及在第1个符元的第k2个子载波在解完快速傅立叶后的信号(式(5))各别表示为：

$Y_l\left(k1\right)=(H_l^{\′}\left(k1\right)\·e^{-j\·2\·\mathrm{\π}\frac{k1\·(k1+\frac{N}{2})B}{N}})\·e^{-j\·2\·\mathrm{\π}\frac{k1\·\mathrm{\τ}}{N}}\·X_l\left(k1\right)+W_l\left(k1\right)...\left(4\right)$

$Y_l\left(k2\right)=(H_l^{\′}\left(k2\right)\·e^{-j\·2\·\mathrm{\π}\frac{k2\·(k2+\frac{N}{2})B}{N}})\·e^{-j\·2\·\mathrm{\π}\frac{k2\·\mathrm{\τ}}{N}}\·X_l\left(k2\right)+W_l\left(k2\right)...\left(5\right)$

其中，-N/2≤k1＜(N/2)-1。-N/2≤k2＜(N/2)-1。

如同前述，为简化算式，故将噪声先行忽略。将

与

进行复数共轭相乘并取其角度的结果如下式(6)：

$\mathrm{angle}\left(E(k2,k1)\right)\≅\mathrm{angle}(\mathrm{conj}\left(\frac{Y\left(k2\right)}{X\left(k2\right)}\right)\·\left(\frac{Y\left(k1\right)}{X\left(k1\right)}\right))...\left(6\right)$

其中E(k2，k1)为在复数平面上的复数的乘积，其演算式如下：

$E(k2,k1))=\mathrm{conj}\left(\frac{Y\left(k2\right)}{X\left(k2\right)}\right)\·\left(\frac{Y\left(k1\right)}{X\left(k1\right)}\right)$

$=\mathrm{conj}(H_l^{\′}\left(k2\right)\·e^{-j\·2\·\mathrm{\π}\frac{k2\·(k2+\frac{N}{2})B}{N}}\·e^{-j\·2\·\mathrm{\π}\frac{k2\·\mathrm{\τ}}{N}})\·(H_l^{\′}\left(k1\right)\·e^{-j\·2\·\mathrm{\π}\frac{k1\·(k1+\frac{N}{2})B}{N}}\·e^{-j\·2\·\mathrm{\π}\frac{k1\·\mathrm{\τ}}{N}})$

$=\mathrm{conj}\left(H_l^{\′}\left(k2\right)\right)\·H_l^{\′}\left(k1\right)\·e^{j\·2\·\mathrm{\π}\frac{(k2-k1)\·\mathrm{\τ}}{N}}\·e^{j\·2\·\mathrm{\π}\frac{[k2\·(k2+\frac{N}{2})-k1(k1+\frac{N}{2})]\·B}{N}}...\left(7\right)$

接着将式(7)计算角度，得到下式(8)

$\mathrm{angle}\left(E(k2,k1)\right)\≅\frac{2\·\mathrm{\π}}{N}\{\mathrm{\Δk}\·\mathrm{\τ}+[k2\·(k2+\frac{N}{2})-k1\·(k1+\frac{N}{2})]\·B\}...\left(8\right)$

其中，Δk＝k2-k1。

以类似于式(4)-(8)的推导方式，即可得到第二相旋转差与时间偏移、色散常数间的关系式，如下式(9)：

$\mathrm{angle}\left(E(k4,k3)\right)\≅\frac{2\·\mathrm{\π}}{N}\{\mathrm{\Δk}\·\mathrm{\τ}+[k4\·(k4+\frac{N}{2})-k3\·(k3+\frac{N}{2})]\·B\}...\left(9\right)$

其中，Δk＝k4-k3，angle(E(k2，k1))与angle(E(k4，k3))为已知。因此，藉由式(8)-(9)的演算，即可得到时间偏移τ为下式(10)：

$\frac{[k4\·(k4+\frac{N}{2})-k3\·(k3+\frac{N}{2})]\·\frac{N}{2\·\mathrm{\π}}\·\mathrm{angle}\left(E(k2,k1)\right)-[k2\·(k2+\frac{N}{2})-k1\·(k1+\frac{N}{2})]\·\frac{N}{2\·\mathrm{\π}}\·\mathrm{angle}\left(E(k4,k3)\right)}{\left\{\right[k4\·(k4+\frac{N}{2})-k3\·(k3+\frac{N}{2})]-[k2\·(k2+\frac{N}{2})-k1\·(k1+\frac{N}{2})\left]\right\}\·\mathrm{\Δk}}$

$=\frac{[k4\·(k4+\frac{N}{2})-k3\·(k3+\frac{N}{2})]\·\frac{N}{2\·\mathrm{\π}}\·\mathrm{angle}\left(E(k2,k1)\right)}{\left\{\right[k4\·(k4+\frac{N}{2})-k3\·(k3+\frac{N}{2})]-[k2\·(k2+\frac{N}{2})-k1\·(k1+\frac{N}{2})\left]\right\}\·\mathrm{\Δk}}$

$-\frac{[k2\·(k2+\frac{N}{2})-k1\·(k1+\frac{N}{2})]\·\frac{N}{2\·\mathrm{\π}}\·\mathrm{angle}\left(E(k4,k3)\right)}{\left\{\right[k4\·(k4+\frac{N}{2})-k3\·(k3+\frac{N}{2})]-[k2\·(k2+\frac{N}{2})-k1\·(k1+\frac{N}{2})\left]\right\}\·\mathrm{\Δk}}...\left(10\right)$

其中，k1，k2，k3及k4均为大于或等于-N/2且小于(N/2)-1的整数及N为快速傅立叶转换的点数(Fast Fourier Transferring size)，k2＞k1，k4＞k3，且Δk＝k2-k1＝k4-k3。

前述时偏撷算元件36依该第一相旋转差与该第二相旋转差估算该时间偏移τ。时偏撷算元件36即将已知的第一、二相旋转差angle(E(k2，k1))与angle(E(k4，k3))带入式(10)即可估算出时间偏移值。

关于时偏撷算元件36的电路方块图，请参考图6。图中可以见悉，时偏撷算元件36包含一第一乘法器360、一第二乘法器362、及一第一减法器364。第一乘法器360所计算的即为式(10)的前半段数值(即减号前的式子)。第二乘法器362所计算的即为式(10)的后半段数值(即减号后的式子)。第一减法器364则是将第一乘法器360与第二乘法器362的输出相减，即可得到上式(10)的结果。由于k1，k2，k3，k4与angle(E(k2，k1))，angle(E(k4，k3))为已知，故减法器364计算而得到的值即为时间偏移τ。

估测得到的时间偏移τ即为前述剩余的时间偏移，因此，将之补偿至符元边界估测器13(如图2所示)。使得符元边界估测器13在对下一符元进行符元边界的估测时，得以更为正确，且使得保护区间移除元件14更精准的移除数字信号81中的保护区间。

关于色散常数B的估算，是由色散常数撷算元件38来进行。其依该第一相旋转差与该第二相旋转差而估算色散常数B。同样以上式(8)-(9)进行演算后，得到色散常数B为下式(11)

$B\≅\frac{\frac{N}{2\·\mathrm{\π}}\·[\mathrm{angle}\left(E(k4,k3)\right)-\mathrm{angle}\left(E(k2,k1)\right)]}{[k4\·(k4+\frac{N}{2})-k3\·(k3+\frac{N}{2})]-[k2\·(k2+\frac{N}{2})-k1\·(k1+\frac{N}{2})]}$

$\≅\frac{\frac{N}{2\·\mathrm{\π}}\·\left[\mathrm{angle}\left(E(k4,k3)\right)\right]}{[k4\·(k4+\frac{N}{2})-k3\·(k3+\frac{N}{2})]-[k2\·(k2+\frac{N}{2})-k1\·(k1+\frac{N}{2})]}$

$-\frac{\frac{N}{2\·\mathrm{\π}}\·\left[\mathrm{angle}\left(E(k2,k1)\right)\right]}{[k4\·(k4+\frac{N}{2})-k3\·(k3+\frac{N}{2})]-[k2\·(k2+\frac{N}{2})-k1\·(k1+\frac{N}{2})]}...\left(11\right)$

关于色散常数撷算元件38的电路方块示意图，请参阅图7。图中可以见悉，色散常数撷算元件38包含一第二减法器380及一第三乘法器382。减法器380将式(11)中的angle(E(k2，k1))减掉式(11)中的angle(E(k4，k3)。而第三乘法器382则是将前述减法器380减完的结果乘上 $\frac{\frac{N}{2\·\mathrm{\π}}}{[k4\·(k4+\frac{N}{2})-k3\·(k3+\frac{N}{2})]-[k2\·(k2+\frac{N}{2})-k1\·(k1+\frac{N}{2})]}$ 即可得到色散常数B。

此色散常数B可用来做为防护区间长度的决定依据。意即，由于光通讯中的多信道效应不显著，反而是由色散所引起的现象较接近多通道效应所产生的现象。因此藉由色散常数B被估测出来后，对于每一个符元所需附加的防护区间(前置循环码或后置循环码)的长度即可更为适当地被决定。如此一来，不致因无法估测色散所引起的类似多通道效应问题，而增加了无谓的防护区间的长度，并减少了可用来传数据的频宽。也就是说，藉由色散常数的正确估测，即可更佳地应用频宽来传输数据，减少超额的防护区间。

虽然前述时间偏移估测器16包含该色散常数撷算元件38，不过，亦可将该色散常数撷算元件38移除，使其仅包含第一相差估测元件30、第二相差估测元件32、与时偏撷算元件36。亦可达到本发明的目的。

前述k1，k2，k3，k4虽然具有不同的命名，但并不表示本发明必须以至少四个频域子载波Y(k1)，Y(k2)，Y(k3)，Y(k4)及四个对应的引导载波信号X(k1)，X(k2)，X(k3)，X(k4)方能完成。本发明亦可让k3＝k2，其余条件不变。如此一来，即可使用三个频域子载波Y(k1)，Y(k2)，Y(k3)，Y(k4)及三个对应的引导载波信号X(k1)，X(k2)，X(k3)，X(k4)即能估测出时间偏移与色散常数。此外，若采用更多个频域子载波与引导载波信号亦能达到本发明的目的。

针对上述本发明提出的光正交分频多任务系统的接收端的架构，本发明另提出依据本发明的接收光正交分频多任务信号的方法，请参阅「图8」。此接收方法适用于一光正交分频多任务接收器，该接收器接收由一光正交分频多任务发射器所发射的光信号。该接收方法包含：

步骤S50：转换该光信号为一数字信号；

步骤S52：估测该数字信号的一符元边界；

步骤S54：依该符元边界去除该数字信号的一防护区间而成为一数字电信号；

步骤S56：以快速傅立叶方式转换该电信号为多个频域子载波Y(k)，各该频域子载波包含多个符元，对应同一频域子载波的该些符元包含多个数据载波信号与引导载波信号，该些引导载波信号X(k)位于同一符元区间，其中k为大于或等于-N/2且小于(N/2)-1的整数，N为快速傅立叶转换的点数(FastFourier Transferring size)；

步骤S57：以对应同一该符元区间的至少三个该些引导载波信号X(k)与至少三个对应的该频域子载波Y(k)(以下以四个为例)估测一时间偏移τ；以及

步骤S58：以该时间偏移补偿前述符元边界的估测，意即补偿于前述步骤S52「估测该数字信号的一符元边界」。

步骤S50是由图2中的光电转换元件11与模拟转数字元件12所完成。也就是说步骤S50另包含(请同步参考图9)：

步骤S500：将该光信号经一光电转换而成为一模拟信号；以及

步骤S502：将该模拟信号转换为一数字信号。

步骤S500是由光电转换元件11所进行。步骤S502则由模拟转数字元件12所完成。

步骤S52的估测该数字信号的一符元边界是由符元边界估测器13所进行。步骤S54的依该符元边界去除该模拟信号的一防护区间而成为一数字电信号则由防护区间移除元件14所执行。步骤S56的以快速傅立叶方式转换该电信号为多个频域子载波Y(k)即由快速傅立叶转换元件15来完成。步骤S57的「以对应同一该符元区间的至少三个该些引导载波信号X(k)与至少三个对应的该频域子载波Y(k)估测一时间偏移τ」由时间偏移估测器16来进行。

在得到时间偏移的值之后，即以时间偏移的值补偿步骤S52，此即为前述步骤S58。也就是说，步骤S52的估测该数字信号的一符元边界为依据该时间偏移补偿并估测该数字信号的该符元边界。

请参阅图10，关于步骤S57，其包含：

步骤S570：以二个该些引导载波信号X(k1)，X(k2)及对应的该二个频域子载波Y(k1)，Y(k2)估算出一第一相旋转差；

步骤S572：以另二个该些引导载波信号X(k3)，X(k4)及对应的该些频域子载波Y(k3)，Y(k4)估算出一第二相旋转差；以及

步骤S574：依该第一相旋转差与该第二相旋转差估算该时间偏移。

其中，k1，k2，k3及k4均为大于或等于-N/2且小于(N/2)-1的整数，N为快速傅立叶转换的点数(Fast Fourier Transferring size)，k2＞k1，k4＞k3，且k2-k1＝k4-k3。

步骤S570的第一相旋转差即为上述式(6)：

$\mathrm{angle}\left(E(k2,k1)\right)\≅\mathrm{angle}(\mathrm{conj}\left(\frac{Y\left(k2\right)}{X\left(k2\right)}\right)\·\left(\frac{Y\left(k1\right)}{X\left(k1\right)}\right))$

步骤S572的第二相旋转差则为：

$\mathrm{angle}\left(E(k2,k1)\right)\≅\mathrm{angle}(\mathrm{conj}\left(\frac{Y\left(k2\right)}{X\left(k2\right)}\right)\·\left(\frac{Y\left(k1\right)}{X\left(k1\right)}\right))$

时间偏移依上述式(1)至式(11)的演算方式，即可估测为：

$\frac{[k4\·(k4+\frac{N}{2})-k3\·(k3+\frac{N}{2})]\·\frac{N}{2\·\mathrm{\π}}\·\mathrm{angle}\left(E(k2,k1)\right)-[k2\·(k2+\frac{N}{2})-k1\·(k1+\frac{N}{2})]\·\frac{N}{2\·\mathrm{\π}}\·\mathrm{angle}\left(E(k4,k3)\right)}{\left\{\right[k4\·(k4+\frac{N}{2})-k3\·(k3+\frac{N}{2})]-[k2\·(k2+\frac{N}{2})-k1\·(k1+\frac{N}{2})\left]\right\}\·\mathrm{\Δk}}$

其中angle(E(k2，k1))为该第一相旋转差，angle(E(k4，k3))为该第二相旋转差，conj为复数共轭相乘，N为该快速傅立叶转换的点数，Δk＝k2-k1＝k4-k3，Y(k1)，Y(k2)，Y(k3)及Y(k4)各别为对应该符元区间在k1，k2，k3及k4的频域子载波，X(k1)，X(k2)，X(k3)及X(k4)各别为对应该符元区间在k1，k2，k3及k4的引导载波信号。

前述步骤S57的「以对应同一该符元区间的至少三个该些引导载波信号X(k)与至少三个对应的该频域子载波Y(k)估测一时间偏移τ」另包含：依该第一相旋转差与该第二相旋转差估算一色散常数B。该色散常数为：

$B\≅\frac{\frac{N}{2\·\mathrm{\π}}\·[\mathrm{angle}\left(E(k4,k3)\right)-\mathrm{angle}\left(E(k2,k1)\right)]}{[k4\·(k4+\frac{N}{2})-k3\·(k3+\frac{N}{2})]-[k2\·(k2+\frac{N}{2})-k1\·(k1+\frac{N}{2})]}$

其中angle(E(k2，k1))为该第一相旋转差，angle(E(k4，k3))为该第二相旋转差，N为该快速傅立叶的点数，Δk＝k2-k1＝k4-k3。

前述接收光正交分频多任务信号的方法另包含：

步骤S59：以该时间偏移补偿该些频域子载波。也就是说对正在进行通道估测的频域子载波Y(k)以该时间偏移进行补偿。请参阅图11，此步骤S59包含：

步骤S590：转换该时间偏移为一相位偏移；以及

步骤S592：依该相位偏移补偿该些频域子载波。

在步骤S592之后，被补偿的频域子载波Y(k)已补偿因时间偏移产生的相位旋转，即被传送到一均衡器进行后续作业。

依据上述本发明的光正交分频多任务系统的接收器10及接收方法，进行测试。请参阅图12，其为依据本发明的光正交分频多任务系统的接收器进行测试的时间偏移估测结果示意图。该测试是在接收端故意加上已知的时间偏移量。本测试例是加上一个取样时间(one sampling clock，以下以Ts表示)的时间偏移量。若以10GS/s(每秒传送10x10⁹个样本Sample)的传输速率而言，每个取样间距占0.1ns(奈秒，10^-9秒)。若一个符元占128个取样点，则每个符元区间即为12.8ns。在本测试例中，亦以具有不同的色散常数的光通讯系统进行测试，其色散值，分别为0TS，0.002Ts，0.004Ts...0.2Ts。设定内容为：图12的水平轴编号0的B＝0Ts。编号1的B＝0.002Ts。编号2的B＝0.004Ts。编号3的B＝0.006Ts。依此类推，编号100的B＝0.2Ts。

图12的水平轴表示上述预设色散常数的试验编号，依此类推。垂直轴为估测而得的时间偏移值。图中可以明显看出，在不同色散常数下，时间偏移估测结果均是接收端模拟所设定的一个取样时间的长度，虽然有噪声和光纤信道响应的影响，但是其所造成的误差很小，不影响估测结果。相当地准确。

接着，请参阅图13，其为依据本发明的光正交分频多任务系统的接收器进行测试的色散常数估测结果示意图。此测试的条件与图12相同。图13中的水平轴为预设色散常数的试验编号，与图12相同，垂直轴则是色散常数依本发明方法所估测的结果。单位亦为取样时间(Ts)。图中每个点表示色散常数估测的结果与预定色散常数值的差异(即两者相减)。从图13中可以看出，色散常数估测结果与试验的默认值的差异在-6x10^-4Ts到8x10^-4Ts之间，也就是说差异值非常的小，差异值原因来自于噪声和光纤信道响应的影响。

从上述测试结果可以明确看出，依本发明的接收器10或接收方法，可以以高准确性地估测出时间偏移与色散常数。虽然估测结果仍有微小误差。该些误差的产生来源可能是其它通导效应，例如极化模色散(PMD，PolarizationMode Dispersion)和噪声。但从试验结果得知，该些微小误差属于可被接收的范围，仍满足前述业界的需求。值得注意的是，当系统因噪声增加造成估测质量降低时，则可以用更多的载波数据运算估测，将噪声等因素造成的误差平均消除，以提升估测质量，也就是说可以使用超过三个载波的信息做估测。

虽然本发明已以一较佳实施例揭露如上，然其并非用以限定本发明，在不背离本发明精神及其实质的情况下，熟悉本领域的技术人员当可根据本发明作出各种相应的改变和变形，但这些相应的改变和变形都应属于本发明所附的权利要求的保护范围。

Claims (14)

1.一种光正交分频多任务信号的接收方法，适用于一光正交分频多任务接收器，该接收器接收由一光正交分频多任务发射器所发射的光信号，其特征在于，该接收方法包含：

转换该光信号为一数字信号；

估测该数字信号的一符元边界；

依该符元边界去除该数字信号的一防护区间而成为一数字电信号；

以快速傅立叶方式转换该数字电信号为多个频域子载波Y(k)，各该频域子载波包含多个符元，对应同一频域子载波的该些符元包含多个数据载波信号与引导载波信号，该些引导载波信号X(k)位于同一符元区间，其中k为大于或等于-N/2且小于(N/2)-1的整数，N为快速傅立叶转换的点数(Fast FourierTransferring size)；

以对应同一该符元区间的至少三个该些引导载波信号X(k)与至少三个对应的该频域子载波Y(k)估测一时间偏移τ；以及

以该时间偏移补偿该符元边界的估测。

2.如权利要求1所述的光正交分频多任务信号的接收方法，其特征在于，该转换该光信号为一数字信号的步骤包含：

将该光信号经一光电转换而成为一模拟信号；以及

将该模拟信号转换为一数字信号。

3.如权利要求1所述的光正交分频多任务信号的接收方法，其特征在于，该估测该数字信号的一符元边界步骤为依据该时间偏移补偿并估测该数字信号的该符元边界。

4.如权利要求1所述的光正交分频多任务信号的接收方法，其特征在于，该些频域子载波为在时间轴上并列的频域子载波。

5.如权利要求1所述的光正交分频多任务信号的接收方法，其特征在于，该以对应同一该符元区间的至少三个该些引导载波信号X(k)与至少三个对应的该频域子载波Y(k)估测一时间偏移τ的步骤包含：

以二个该些引导载波信号X(k1),X(k2)及对应的该二个频域子载波Y(k1),Y(k2)估算出一第一相旋转差；

以另二个该些引导载波信号X(k3),X(k4)及对应的该些频域子载波Y(k3),Y(k4)估算出一第二相旋转差；以及

依该第一相旋转差与该第二相旋转差估算该时间偏移；

其中，k1,k2,k3及k4均为大于或等于-N/2且小于（N/2）-1的整数，N为快速傅立叶转换的点数(Fast Fourier Transferring size)，k2>k1，k4>k3，且k2-k1=k4-k3。

6.如权利要求5所述的光正交分频多任务信号的接收方法，其特征在于，该第一相旋转差为：

$\mathrm{angle}\left(E(k2,k1)\right)\≅\mathrm{angle}(\mathrm{conj}\left(\frac{Y\left(k2\right)}{X\left(k2\right)}\right)\·\left(\frac{Y\left(k1\right)}{X\left(k1\right)}\right));$

其中该第二相旋转差为：

$\mathrm{angle}\left(E(k4,k3)\right)\≅\mathrm{angle}(\mathrm{conj}\left(\frac{Y\left(k4\right)}{X\left(k4\right)}\right)\·\left(\frac{Y\left(k3\right)}{X\left(k3\right)}\right));$

其中该时间偏移τ为：

$\frac{[k4\·(k4+\frac{N}{2})-k3\·(k3+\frac{N}{2})]\·\frac{N}{2\·\mathrm{\π}}\·\mathrm{angle}\left(E(k2,k1)\right)-[k2\·(k2+\frac{N}{2})-k1\·(k1+\frac{N}{2})]\·\frac{N}{2\·\mathrm{\π}}\·\mathrm{angle}\left(E(k4,k3)\right)}{\left\{\right[k4\·(k4+\frac{N}{2})-k3\·(k3+\frac{N}{2})]-[k2\·(k2+\frac{N}{2})-k1\·(k1+\frac{N}{2})\left]\right\}\·\mathrm{\Δk}};$

以及

其中该angle(E(k2,k1))为该第一相旋转差，该angle(E(k4,k3))为该第二相旋转差，该conj为复数共轭相乘，该N为该快速傅立叶转换的点数，该Δk=k2-k1=k4-k3，该Y(k1)、该Y(k2)、该Y(k3)及该Y(k4)各别为对应该符元区间在该k1、该k2、该k3及该k4的频域子载波，该X(k1)、该X(k2)、该X(k3)及该X(k4)各别为对应该符元区间在该k1、该k2、该k3及该k4的引导载波信号。

7.如权利要求5所述的光正交分频多任务信号的接收方法，其特征在于，该以对应同一该符元区间的至少三个该些引导载波信号X(k)与至少三个对应的该频域子载波Y(k)估测一时间偏移τ的步骤另包含：

依该第一相旋转差与该第二相旋转差估算一色散常数B。

8.如权利要求7所述的光正交分频多任务信号的接收方法，其特征在于，该色散常数B为

$B\≅\frac{\frac{N}{2\·\mathrm{\π}}\·[\mathrm{angle}\left(E(k4,k3)\right)-\mathrm{angle}\left(E(k2,k1)\right)]}{[k4\·(k4+\frac{N}{2})-k3\·(k3+\frac{N}{2})]-[k2\·(k2+\frac{N}{2})-k1\·(k1+\frac{N}{2})]}$

$\mathrm{angle}\left(E(k2,k1)\right)\≅\mathrm{angle}(\mathrm{conj}\left(\frac{Y\left(k2\right)}{X\left(k2\right)}\right)\·\left(\frac{Y\left(k1\right)}{X\left(k1\right)}\right))$

$\mathrm{angle}\left(E(k4,k3)\right)\≅\mathrm{angle}(\mathrm{conj}\left(\frac{Y\left(k4\right)}{X\left(k4\right)}\right)\·\left(\frac{Y\left(k3\right)}{X\left(k3\right)}\right))$

其中angle(E(k2,k1))为该第一相旋转差，angle(E(k4,k3))为该第二相旋转差，N为该快速傅立叶转换的点数，Δk=k2-k1=k4-k3。

9.如权利要求1所述的光正交分频多任务信号的接收方法，其特征在于，另包含：以该时间偏移补偿该些频域子载波的步骤。

10.如权利要求9所述的光正交分频多任务信号的接收方法，其特征在于，该以该时间偏移补偿该些频域子载波的步骤包含：

转换该时间偏移为一相位偏移；以及

依该相位偏移补偿该些频域子载波。

11.一种光正交分频多任务系统的接收器，适于接收一光正交分频多任务系统的一发射器所发出的一光信号，其特征在于，该接收器包含：

一光电转换元件，用于接收并转换该光信号为一模拟信号；

一模拟转数字元件，用于转换该模拟信号为一数字信号；

一符元边界估测器，用于依数字信号而估测一符元边界；

一防护区间移除元件，用于依该符元边界去除该数字信号的一防护区间而形成一电信号；

一快速傅立叶转换元件，以一快速傅立叶方式转换该电信号为多个频域子载波Y(k)，各该频域子载波包含多个符元(Symbol)，对应同一频域子载波的该些符元包含多个数据载波信号(Data)与引导载波信号(Pilot)，该些引导载波信号X(k)位于同一符元区间，其中k为大于或等于-N/2且小于(N/2)-1的整数，N为快速傅立叶转换的点数；以及

一时间偏移估测器，以对应同一该符元区间的至少三个该些引导载波信号X(k)与至少三个对应的该频域子载波Y(k)估测一时间偏移τ，该符元边界估测器是依据该时间偏移而补偿并估测该符元边界。

12.如权利要求11所述的接收器，其特征在于，该时间偏移估测器包含：

一第一相差估测元件，以二个该些引导载波信号X(k1)、X(k2)及对应的该二个频域子载波Y(k1),Y(k2)估算出一第一相旋转差；

一第二相差估测元件，以另二个该些引导载波信号X(k3),X(k4)及对应的该些频域子载波Y(k3),Y(k4)估算出一第二相旋转差；以及

一时偏撷算元件，依该第一相旋转差与该第二相旋转差估算该时间偏移；

其中，k1,k2,k3及k4均为大于或等于-N/2且小于(N/2)-1的整数，N为快速傅立叶转换的点数，k2>k1，k4>k3，且k2-k1=k4-k3。

13.如权利要求12所述的接收器，其特征在于，该第一相差估测元件是将

与

进行复数共轭相乘并取其角度而得该第一相旋转差，该第二相差估测元件将与

进行复数共轭相乘并取其角度而得该第二相旋转差，该时偏撷算元件以下式计算该时间偏移：

$\frac{[k4\·(k4+\frac{N}{2})-k3\·(k3+\frac{N}{2})]\·\frac{N}{2\·\mathrm{\π}}\·\mathrm{angle}\left(E(k2,k1)\right)-[k2\·(k2+\frac{N}{2})-k1\·(k1+\frac{N}{2})]\·\frac{N}{2\·\mathrm{\π}}\·\mathrm{angle}\left(E(k4,k3)\right)}{\left\{\right[k4\·(k4+\frac{N}{2})-k3\·(k3+\frac{N}{2})]-[k2\·(k2+\frac{N}{2})-k1\·(k1+\frac{N}{2})\left]\right\}\·\mathrm{\Δk}}$

其中angle(E(k2,k1))为该第一相旋转差，angle(E(k4,k3))为该第二相旋转差，N为该快速傅立叶转换的点数，Δk=k2-k1=k4-k3，Y(k1),Y(k2),Y(k3)及Y(k4)各别为对应该符元区间在k1,k2,k3及k4的频域子载波，X(k1),X(k2),X(k3)及X(k4)各别为对应该符元区间在k1,k2,k3及k4的引导载波信号。

14.如权利要求13所述的接收器，其特征在于，该时间偏移估测器另包含一色散常数撷算元件(Chromatic dispersion constant extractor)，依该第一相旋转差与该第二相旋转差估算一色散常数B。

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