CN101843061A

CN101843061A - 区分实际回波峰与混叠回波峰的方法

Info

Publication number: CN101843061A
Application number: CN200880113795A
Authority: CN
Inventors: 弗雷德里克·皮诺特
Original assignee: Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 2007-11-01
Filing date: 2008-10-28
Publication date: 2010-09-22
Anticipated expiration: 2028-10-28
Also published as: US20100303175A1; WO2009057040A1; US8194807B2; ATE545250T1; CN101843061B; EP2215790B1; EP2215790A1

Abstract

一种区分实际回波峰与混叠回波峰的方法，包括：计算数字数据的N个采样和该相同的N个采样的延迟了时间延迟Δ_1，0的副本之间的相关，以获得第一相关结果，时间延迟Δ_1，0等于估计信道脉冲响应的不同的第一和第二功率峰之间的时间间隔T，第一峰是时间窗内的最高功率峰；和/或计算N个采样与该相同的N个采样的延迟了时间延迟T_IFFT-Δ_1，0的副本之间的相关，以获得第二相关结果；以及基于第一和/或第二相关结果，判定第二峰是实际回波峰还是混叠回波峰。

Description

区分实际回波峰与混叠回波峰的方法

技术领域

本发明涉及用于区分实际回波峰与混叠回波峰的方法、鉴别器以及接收机，使用该方法的OFDM符号同步和均衡器调谐方法。

背景技术

存在根据香农理论消除电信信道的估计信道脉冲响应中由混叠现象产生的混叠回波峰的方法。

例如，以Atungsiri等人的US 2005/0213680描述了这种在OFDM(正交频分复用)电信系统中使用消除信道的估计信道脉冲响应中的混叠回波峰的方法。

还可以参照该文献来获得关于OFDM接收机的更多信息。

在无线通信系统中，由发射器发射的无线信号在到达接收机的天线之前可能遵循不同路径。在本说明书中，通过其接收到具有最高功率的信号的路径被称作主路径。其他路径被称作次路径。

遵循次路径的信号被称作回波。

典型地，主路径和次路径不具有相同长度。

因此，当信号遵循主路径时，在t₁时刻接收到该信号，当遵循次路径时在t₂时刻接收的该信号。t₂时刻可能在t₁时刻之前，并且在这种情况下回波是所谓“前回波”，或者在t₁时刻之后，并且在这种情况下回波是所谓的“后回波”。

在实际信道脉冲响应(CIR)中，回波与出现最高功率峰的时刻不同的时刻的回波功率峰相对应，该最高功率峰与遵循主路径的信号相对应。该回波功率峰在本说明书中被称作回波峰，而与主路径相对应的最高功率峰被称作主峰。

回波峰与主峰紧密相关，这是由于该回波峰由产生主峰的信号的在时间上偏移的副本产生的。

如US 2005/0213680所说明的，当根据数目不充足的采样数据构建估计时，混叠回波峰可能出现在信道脉冲响应(CIR)的估计中。这是根据公知的香农理论而发生的。在特定的时间窗上构建信道脉冲响应的估计。在OFDM通信系统中，例如，时间窗公知为IFFT(快速傅立叶逆变换)窗。

因此，应当理解，混叠回波峰与实际回波峰相对应，但是并不位于在其上对信道脉冲响应进行估计的时间窗中的正确位置。从这方面来说，混叠回波峰与被称作“假峰”或“复制峰”或“像峰”、与实际回波不相对应的功率峰不同。事实上，假峰、复制峰以及像峰由例如多普勒效应的寄生效应产生，而不是由回波产生。这是重要的区别，由于为了校正估计信道脉冲响应，必须消除假峰等，而必须在估计信道脉冲响应中的正确位置替换混叠回波峰。

然而，如果回波和遵循主路径的信号之间的时间间隔T大于预定界限，则仅出现回波峰的混叠。事实上，如果时间间隔T小于该预定界限，则回波峰出现在估计信道脉冲响应中的正确位置。在这种情况下，回波峰在本说明书中被称作实际回波峰。

相反，如果时间间隔T大于预定界限，则出现混叠，并且估计信道脉冲响应包括混叠回波峰，而不是实际回波峰。

多数时候，时间间隔T的值是未知的。因此，很难区分混叠回波峰与实际回波峰。

发明内容

因此，本发明的目的是提供一种区分电信信道的估计信道脉冲响应中的实际回波峰与混叠回波峰的方法。本发明由独立权利要求限定。从属权利要求描述有利实现方式。

本发明提供了如下方法，其中该方法包括：

-对接收到的模拟信号进行采样，以获得与接收到的模拟信号相对应的数字数据，

-仅根据数字数据的一部分，在大小为TIFFT的时间窗上对信道脉冲响应进行估计，使得混叠回波峰可能出现在估计信道脉冲响应中，

-计算数字数据的N个采样和该相同N个采样的以时间延迟Δ_1，0延迟的副本之间的相关，以获得第一相关结果，时间延迟Δ_1，0等于估计信道脉冲响应的不同的第一和第二功率峰之间的时间间隔T，第一峰是时间窗内的最高功率峰，和/或d)计算N个采样与该相同N个采样的以时间延迟T_IFFT-Δ_1，0延迟的副本之间的相关性，以获得第二相关结果，以及

-基于第一和/或第二相关结果，判定第二峰是实际回波峰还是混叠回波峰。

以上方法使用以下事实：混叠回波峰与主峰之间的时间间隔T₂与主峰和对应于该混叠回波峰的实际回波峰之间的时间间隔T₃不同。因此，接收信号与该相同的接收信号的延迟了T₂的副本的相关结果应当接近为零。相反，接收信号与该相同接收信号的延迟了T₃的副本的相关结果应当远离零。因此，能够根据那些相关结果区分实际回波峰与混叠回波峰。

以上终端的实施例可以包括以下特征中的一个或多个：

-在步骤a)中使用的采样频率与采样周期T_e相对应，并且步骤c)或d)以等于T±i.T_e的其他时间延迟而迭代，以获得多个第一或第二相关结果，其中，i是非零的正整数，“.”是乘法符号，在步骤e)期间，基于多个第一或第二相关结果判定第二峰是实际回波峰还是混叠回波峰，

-根据存在于OFDM(正交频分复用)符号中的预定导频来执行信道脉冲响应的估计，预定导频以与n个载波频率相对应的频率间隔被布置在OFDM符号内，所述预定导频的位置从一个OFDM符号至下个OFDM符号偏移了k个载波频率，从而m*k＝n，m、n和k是大于1的整数，其中T_IFFT等于m/n*T_u，T_u是OFDM符号的调制的持续时间，

-N个采样是时间连续数字数据，并且选择N使得N.T_e大于或等于k.T_u，并且优选地，大于或等于16.T_u，以及

-该方法包括步骤c)和d)，其中如果第一相关结果或多个第一相关结果大于第二相关结果或多个第二相关结果，则判定第二峰是实际峰，否则判定第二峰是混叠峰。

终端的以上实施例有以下优点：

-使用多个第一和第二相关结果，这增加方法的可靠性，特别是当接收到的回波是高度扩频的时侯，

-选择N使得N.T_e大于或等于4T_u，这在OFDM系统中增加相关结果的可靠性。

本发明还涉及一种使用以上区分方法的精细OFDM符号同步方法以及均衡器调谐方法。

本发明还涉及一种实现以上方法的鉴别器和接收机。

附图说明

图1是具有OFDM符号接收机的终端结构的示意图，

图2是精细OFDM符号同步方法的流程图，

图3是估计信道脉冲响应的草图，以及

图4A和4B是通过主路径的信号和该信号的回波的草图。

具体实施方式

图1示出了DVB-T(数字地面视频广播)终端2。例如，终端2是移动电话或机顶盒。

终端2适于根据OFDM通信协议接收无线信号。该信号是用于传送OFDM符号的多载波信号。

接收OFDM符号的终端结构是公知的，从而为了简单起见，图1仅示出了理解本发明所必需的细节。终端2具有：接收模拟无线信号的天线4，以及通过输入8连接至天线4的OFDM符号接收机6。例如，接收机6是射频接收机，通过输出10输出与接收到的信号相对应的数字比特流。

接收机6具有模拟至数字转换器12，其连接至输入8以获得与接收到的模拟无线信号相对应的数字数据。转换器12以与采样周期T_e相对应的频率f_e对接收到的模拟信号进行采样。

将获得的数字数据发送至快速傅立叶变换器14和粗同步器16，快速傅立叶变换器14和粗同步器16的输入连接至转换器12的输出。

变换器14被设计为在FFT窗期间对接收到的信号执行FFT(快速傅立叶变换)。

同步器16用于执行粗OFDM符号同步，包括对FFT窗位置进行足够精确的估计，使得可以执行后FFT操作。

同步器16向FFT窗定位模块18输出粗调谐指令。模块18根据粗FFT窗位置估计、以及，如果可获得，估计信道脉冲响应(CIR)，来调谐变换器14的FFT窗位置。更精确地，模块18能够根据估计信道脉冲响应中的峰的位置，精细调谐FFT窗的位置。然后，模块18向变换器14输出调谐信息，以精细调谐FFT窗位置。

后FFT操作涉及对由变换器14输出的频域中的符号执行的操作，例如前向纠错等。

在变换器14的输出处连接对频域中的数字数据进行均衡的均衡器20。均衡器20是具有至少一个系数的可调谐均衡器，该至少一个系数是根据接收无线信号的信道的信道脉冲响应的估计来自动调谐的。

接收机6具有信道脉冲响应估计器22，以根据分散存在于接收到的信号中的导频来构建估计信道脉冲响应。估计器22的输入连接至变换器14的输出，以接收频域中的OFDM符号。估计器22能够向模块18和均衡器20输出估计信道脉冲响应。

更精确地，导频是接收机6在接收到它们之前就已知的预定符号。在信号中重复地发送导频，使得接收机能够构建估计信道脉冲响应。例如，在这些信号的所有接收期间连续发送分散的导频。例如，在DVB-T标准中，从一个符号至下个符号，将一个预定导频偏移k个载波频率，使得每具有导频的m个OFDM符号，就在相同频率载波上发送一个预定导频。在一个OFDM符号内，在载波频率上以n个载波频率为间隔布置预定导频。因此，m*k＝n，其中，m、k和n是大于1的整数。例如，m等于4，k等于3，以及n等于12。这是公知的过程，将不做详细描述。

接收机6具有鉴别器30，该鉴别器30能够区分由估计器22输出的信道脉冲响应中的实际回波峰与混叠回波峰。为此，鉴别器30具有多个自相关器32_a至32_c以及34_a至34_c。

这些相关器中的每一个能够将时域(即，在变换器14之前)中数字数据的N个采样与该相同的N个采样的延迟了预定时间间隔的副本进行相关。至此，鉴别器30连接至变换器14的输入和连接至估计器22。

以下将参照图2、3和4描述接收机6的操作。

首先，在步骤40中，转换器12对接收到的模拟无线信号进行采样，并且转换器12输出相应数字数据。

在步骤44中，同步器16计算FFT窗的粗位置，并将其输出给模块18。根据在专利申请WO 2005/002164中公开的方法进行粗同步。

然后，在步骤46中，变换器14在FFT窗限定的时间间隔期间对接收到的信号执行快速傅立叶变换，并输出频域中的接收到的OFDM符号。

接着，在步骤48中，估计器22仅使用由变换器14输出的符号中存在的分散的导频，来构建第一估计信道脉冲响应。第一估计信道脉冲响应代表响应于预定脉冲的时域中的信道功率特性。典型地，在IFFT窗内使用IFFT(快速傅立叶逆变换)计算信道脉冲响应。IFFT窗的宽度是其中，T_u是OFDM符号的调制的持续时间，该持续时间与OFDM符号的持续时间减去保护间隔相对应。m和n是预先定义的整数。

图3示出了在步骤48期间由估计器22构建的估计信道脉冲响应的示例。

估计信道脉冲响应在IFFT窗内具有三个功率峰P₁、P₂和P₃。P₁是最高峰并与主峰相对应。

在以下说明书部分中，假定P₂是实际回波峰，而P₃是混叠回波峰。事实上，P₃峰与正好在IFFT窗开始之前接收到的实际峰P₄相对应。因此，实际回波峰P₄在由估计器22输出的估计信道脉冲响应中是不可见的。

接着，假定在步骤48期间构建的估计信道脉冲响应是图3中所示的那个。

将估计信道脉冲响应输出至鉴别器30。

在步骤50中，鉴别器30检测最高峰P₁的位置。然后，在步骤52中，鉴别器30检测其他峰的位置。例如，鉴别器30认为将存在一个峰，如果该峰高于阈值S₁。例如，将阈值设置为等于A/q，其中，A是在步骤50中检测到的主峰的幅度，q是非零正整数。例如，q大于4并小于128。在该实施例中，q等128。

之后，在步骤54中，鉴别器30确定IFFT窗内主峰P₁和其他峰中的每一个之间的时间间隔T_i。

这里，时间间隔T₁是指峰P₁和峰P₃之间的时间间隔，时间间隔T₂是指峰P₁和峰P₂之间的时间间隔。

在步骤56中，鉴别器30将时间间隔T₁和T₂与预定阈值S₂进行比较。如果时间间隔小于或等于阈值S₂，则在步骤58中，鉴别器30无需任何其他计算，就判定相应的回波峰不是混叠回波峰。该结果来自以下事实：与主峰非常接近的回波峰是实际回波峰的可能性很大。

例如，阈值S₂小于或等于T_u/2n。

相反，对于与主峰的间隔大于S₂的每个回波峰而言，则：

-在步骤60中，鉴别器30计算接收到的数字数据的N个连续采样与该相同的N个采样的以等于时间间隔T₁的时间延迟Δ_1，0而延迟的副本之间的相关，以及

-在步骤62中，鉴别器30计算接收到的数字数据的N个连续采样与该相同的N个采样的以等于时间间隔T_IFFT-Δ_2，0的时间延迟Δ_2，0而延迟的副本之间的相关。

例如，选择N使得N.T_e至少大于T_u，并且优选地，大于4.T_u，或者甚至大于16.T_u。

更精确地，在步骤60中，鉴别器30计算具有时间延迟Δ_1，i的其他自相关。根据以下关系计算时间延迟Δ_1，i：Δ_1，i＝T₁+i.T_e，其中，“i”是正或负整数。

典型地，“i”的绝对值永不大于N/100。

例如，在该实施例中，仅使用两个其他延迟Δ_1，-1和Δ_1，1。

相应地，步骤60包括分别使用时间延迟Δ_1，-1、Δ_1，0和Δ_1，1的三个自相关操作65至67。分别通过相应的相关器32_a至32_c来并行执行这些操作65至67。

类似地，步骤62包括使用时间延迟T_IFFT-Δ_1，-1；T_IFFT-Δ_1，0以及T_IFFT-Δ_1，1的三个自相关操作70至72。通过相应的自相关器34_a至34_c并行执行操作70至72。

一旦已经执行自相关操作65至67，在步骤74中，鉴别器基于自相关结果中的每一个，对自相关结果进行平均或累加，以获得全局自相关结果C₁。

类似地，一旦已经执行自相关操作70至72，在步骤76中，通过对来自操作70至72的自相关结果中的每一个进行平均或累加，来获得全局自相关结果C₂。

随后，在步骤80中，鉴别器30比较结果C₁与结果C₂。

如果结果C₁大于结果C₂，则在步骤82中，鉴别器30判定峰P₃是实际回波峰，从而不需要从估计信道脉冲响应中消除该实际回波峰。

相反，如果结果C₁小于结果C₂，则在步骤84中，鉴别器30判定峰P₃是混叠回波峰。

随后，在步骤86中，鉴别器30控制估计器22来从估计信道脉冲响应中消除峰P₃。优选地，估计器22用等同的峰P₄来代替峰P₃，该等同的峰P₄沿着左方向或沿着右方向以等于T_IFFT的时间间隔与峰P₃偏移。事实上，假定沿着右方向偏移峰P₃会导致位置e₁处的回波峰，并且沿着左方向偏移峰P₃会导致位置e₂处的回波峰。为了判定峰P₃应当向哪个方向偏移，在本实施例中，校正器24始终选择与主峰位置最接近的位置e₁或e₂。

相应地，在图3中，峰P₃沿着左方向偏移并被峰P₄代替。

针对估计信道脉冲响应的IFFT窗内的每个回波峰，对步骤56至86进行迭代，以获得校正后的信道脉冲响应。一旦已经针对回波峰中的每一个进行了上述过程，则将校正后的估计信道脉冲响应输出至模块18和均衡器20。然后，在步骤90中，模块18根据校正后的信道脉冲响应，调谐FFT窗的位置。例如，模块18使用峰P₁的位置。

并行地，在步骤92中，均衡器20使用校正后的估计信道脉冲响应来调谐其自身系数。随后，均衡器20对变换器14的输出进行均衡，以校正由于接收到这些数据的信道的损坏而导致的错误。

图4A示出了通过主路径接收到的模拟信号。图4B示出了通过次路径接收到的该相同信号的回波，其中次路径比主路径长。因此，与通过主路径接收的信号相比，回波延迟了时间间隔T。在这样的情况下，实际信道脉冲响应具有与主峰相比延迟了T的实际回波峰。假定不存在其他回波。

因此，接收信号与该接收信号的以不同于T的时间延迟而延迟的副本的相关结果将得到接近于零的值，这是由于假设在信号中传输的数据在时域中是不相关的。另一方面，接收信号与该接收信号的延迟了T的副本的相关结果将得到显著不同于零的值。例如，在这种情况下，接收信号与该接收信号的延迟了TIFFT-T的副本的相关结果经得到几乎为零的值。因此，混叠回波峰可以与实际回波峰相区分。

许多其他实施例是可能的。例如，仅在步骤60和62中执行一个相关。优选地，该仅一个相关是使用时间延迟Δ_1，0的相关。这简化了图2的方法，同时针对在非移动终端中实现的接收机仍获得良好结果。如果终端不以大于10Km/h的速度移动，则考虑该终端是非移动的。

在非常简单的实施例中，取消步骤60或步骤62。然后在步骤80中，将全局结果C₁或C₂与预定阈值S₃进行比较，以区分实际回波峰与混叠回波峰。

在另一实施例中，用于计算相关的N个采样不必是连续的。

已经在OFDM接收机的具体情况下，描述了接收机6和相应方法。然而，以上教导可以应用在其中信道脉冲响应的估计可能包括由子采样导致的混叠回波峰的任何电信系统中。例如，以上方法可以使用在WIFI电信系统中。

Claims

1.一种用于区分电信信道的估计信道脉冲响应中的实际回波峰与由混叠现象产生的混叠回波峰的方法，所述方法包括步骤：

a)对接收到的模拟信号进行采样(40)，以获得与接收到的模拟信号相对应的数字数据，

b)仅根据数字数据的一部分，在大小为T_IFFT的时间窗上对信道脉冲响应进行估计(48)，使得混叠回波峰可能出现在所述估计信道脉冲响应中，

c)计算(60)数字数据的N个采样和该相同N个采样的以时间延迟Δ_1，0延迟的副本之间的相关，以获得第一相关结果，时间延迟Δ_1，0等于所述估计信道脉冲响应的不同的第一和第二功率峰之间的时间间隔T，其中第一峰是所述时间窗内的最高功率峰，和/或

d)计算(62)N个采样与该相同N个采样的以时间延迟T_IFFT-Δ_1，0延迟的副本之间的相关，以获得第二相关结果，以及

e)基于第一和/或第二相关结果，判定(82，84)第二峰是实际回波峰还是混叠回波峰。

2.根据权利要求1所述的方法，其中，在步骤a)中使用的采样频率与采样周期T_e相对应，其中，步骤c)或步骤d)以等于T±i.T_e的其他时间延迟而迭代，以获得多个第一或第二相关结果，其中，i是非零的正整数，“.”是乘法符号，其中，在步骤e)期间，基于所述多个第一或第二相关结果，判定第二峰是实际回波峰还是混叠回波峰。

3.根据权利要求1或2所述的方法，其中，根据存在于正交频分复用符号中的预定导频，来执行对信道脉冲响应的估计，预定导频以与n个载波频率相对应的频率间隔而被布置在正交频分复用符号内，所述预定导频的位置从一个正交频分复用符号到下个正交频分复用符号偏移了k个载波频率，以使m*k＝n，m、n和k是大于1的整数，其中T_IFFT等于m/n*T_u，T_u是正交频分复用符号的调制的持续时间。

4.根据权利要求3所述的方法，其中，N个采样是时间连续数字数据，并且选择N使得N.T_e大于或等于k.T_u，并且优选地，大于或等于16.T_u。

5.根据前述权利要求中任一项所述的方法，其中，所述方法包括步骤c)和d)，其中，如果第一相关结果或多个第一相关结果大于第二相关结果或多个第二相关结果，则判定第二峰是实际峰，否则判定第二峰是混叠峰。

6.一种精细正交频分复用符号同步方法，包括以下步骤：

1)根据前述权利要求中任一项所述的方法，区分实际回波峰与混叠回波峰，

2)根据步骤1)的结果对估计信道脉冲响应进行校正，以获得校正后的估计信道脉冲响应，以及

3)基于校正后的信道脉冲响应中的至少一个功率峰的位置，将时域的位置精细调谐(90)至用于接收正交频分复用符号的频域窗。

7.一种均衡器调谐方法，包括以下步骤：

3)基于校正后的信道脉冲响应，至少调谐(92)均衡器的系数。

8.一种鉴别器，适用于执行根据权利要求1至5中任一项所述的区分实际回波峰与混叠回波峰的方法，其中，鉴别器适于执行所述方法的步骤c)至e)。

9.一种接收机，适于执行根据权利要求1至5中任一项所述的区分实际回波峰与混叠回波峰的方法，其中，所述接收机适于执行所述方法的步骤a)至e)。