CN101836385A - 使用导频子载波分配的无线通信系统 - Google Patents

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Abstract

公开了一种使用导频子载波分配的无线通信系统和一种在使用OFDM调制的MIMO天线系统中分配在下行链路和上行链路通信中使用的导频子载波的方法。所述方法包括：提供帧结构，所述帧结构包括时域中的OFDM符号，并且包括频域中的子载波；并且，在时域或者频域中交替地分配用于第一天线的第一导频子载波和用于第二天线的第二导频子载波，其中，所述交替的第一导频子载波和第二导频子载波中的每个在频域中被9的倍数个子载波来分隔，并且进一步地被分配在两个连续的OFDM符号中。

Description

使用导频子载波分配的无线通信系统
技术领域
本发明涉及无线通信系统。具体地，本发明涉及一种在无线通信系统中分配导频子载波的方法，所述无线通信系统包括多输入多输出(MIMO)天线系统。
背景技术
电气与电子工程师协会(IEEE)802.16标准提供了一种支持宽带无线接入和协议的技术。自1999年已经进行标准化，并且在2001年批准了IEEE 802.16-2001。基于被称为“WirelessMAN-SC”的单载波物理层已经建立了IEEE 802.16-2001。在2003年批准的IEEE 802.16a中，除了“WirelessMAN-SC”之外，将“WirelessMAN-OFDM”和“WirelessMAN-OFDMA”加到了物理层。在完成了IEEE 802.16a标准后，在2004年批准了修订的IEEE 802.16-2004。为了校正IEEE802.16-2004的缺陷和错误，在2005年以“勘误表”的形式完成了IEEE802.16-2004/Cor1。
MIMO天线技术改善了使用多个发送天线和多个接收天线的数据发送/接收效率。在IEEE 802.16a标准中引入了MIMO技术，并且已经不断地更新了MIMO技术。
MIMO技术被划分为空间复用方法和空间分集方法。在所述空间复用方法中，因为同时发送不同的数据，因此可以高速地发送数据，而不需增加系统的带宽。在空间分集方法中，因为经由多个发送天线来发送相同的数据以获得分集增益，因此提高了数据的可靠性。
接收器需要估计信道，以便恢复从发送器发送的数据。信道估计指示补偿信号的失真和恢复发送信号的过程，信号的失真是由于衰落导致的快速环境变化而出现的。一般，对于信道估计，发送器和接收器需要知晓导频。
在MIMO系统中，信号经历对应于每个天线的信道。因此，必须考虑到多个天线来布置导频。然而导频的数量随天线的数量增加而增加，因此不可能增加天线的数量来提高数据传输率。
在现有技术中，已经根据排列(弥散/AMC)方法来设计和使用不同的导频分配结构。这是因为在IEEE 802.16a系统中在时域中排列方法彼此分离，并且因此设计根据排列方法而不同地优化的结构。如果所述排列方法在特定的时间实例中共存，则需要统一的基本数据分配结构。
在现有技术中，因为发生严重的导频开销，因此降低了传输率。另外，因为向相邻的小区或者扇区应用了相同的导频结构，因此在小区或者扇区之间可能发生冲突。因此，在MIMO系统中需要一种有效地分配导频子载波的方法。
发明内容
本发明的目的是在包括MIMO系统的无线通信系统中提供一种有效地分配导频子载波的方法。通过提供一种在MIMO天线系统中在多个正交频分复用(OFDM)符号和多个子载波上为多个天线分配导频子载波的方法，可以实现本发明的所述目的。所述方法包括：在每个OFDM符号上分配相同数量的、用于所述多个天线的所述导频子载波的每个。所述导频子载波形成两个导频子载波的对，并且在时域中被分配以交替地布置在两个连续的OFDM符号上。
根据本发明的实施例，提供了一种在使用OFDM调制的MIMO天线系统中分配用于在下行链路和上行链路通信中使用的导频子载波的方法。所述方法包括：提供帧结构，所述帧结构包括时域中的OFDM符号和频域中的子载波；并且在时域和频域中交替地分配用于第一天线的第一导频子载波和用于第二天线的第二导频子载波，其中，所述交替的第一导频子载波和第二导频子载波的每个在频域中被9的倍数个子载波来分隔，并且进一步被分配在两个连续的OFDM符号中。
在本发明的一个方面中，分隔两个OFDM符号的所述第一导频子载波的每个被移位3的倍数个子载波，并且分隔两个OFDM符号的所述第二导频子载波的每个被移位3的倍数个子载波，以区分频率选择性。每个OFDM符号包括第一和第二导频子载波。优选地，在每个OFDM符号中的所述第一和第二导频子载波的每个的数量是相同的。
在本发明的另一方面中，所述方法进一步包括：在时域和频域中交替地分配用于第三天线的第三导频子载波和用于第四天线的第四导频子载波，其中，所述交替的第三导频子载波和第四导频子载波的每个在频域中被9的倍数个子载波来分隔，并且进一步被分配在两个连续的OFDM符号中。优选地，所述第一导频子载波与所述第三导频子载波在频域中相邻，并且所述第二导频子载波与所述第四导频子载波在频域中相邻。优选地，分隔两个OFDM符号的所述第三导频子载波的每个被移位3的倍数个子载波，并且分隔两个OFDM符号的所述第四导频子载波的每个被移位3的倍数个子载波，以区分频率选择性。
所述帧结构可以在上行链路和下行链路通信中的一个中使用。所述帧结构可以在全利用的子信道(FUSC)排列模式的类型中使用。所述帧结构可以在自适应调制和编码(AMC)排列模式的类型中使用。
在本发明的又一方面中，在第一OFDM符号中的所述第一导频子载波的开始位置被偏移一个子载波。每个OFDM符号可以包括第一、第二、第三和第四导频子载波，并且优选地，在每个OFDM符号中的所述第一、第二、第三和第四导频子载波的每个的数量是相同的。
根据本发明的实施例，一种对下行链路和上行链路通信使用正交频分复用(OFDM)调制的无线通信系统包括：多输入多输出(MIMO)天线；OFDM调制器，所述OFDM调制器可操作地连接到所述MIMO天线；以及处理器，所述处理器可操作地连接到所述OFDM调制器。所述处理器被配置成提供帧结构，所述帧结构包括时域中的OFDM符号和频域中的子载波，并且在时域和频域中交替地分配用于第一天线的第一导频子载波和用于第二天线的第二导频子载波。优选地，所述交替的第一导频子载波和第二导频子载波的每个在频域中被9的倍数个子载波分隔，并且进一步被分配在两个连续的OFDM符号中。
在本发明的另一方面中，所述处理器包括：子载波分配器，所述子载波分配器将符号和导频分配到用于在所述下行链路和上行链路通信中的至少一个中使用的所述子载波。所述处理器可以进一步包括：信道编码器，所述信道编码器用于编码输入流和建立码字；映射器，所述映射器将所述码字映射到表示在信号星座上的位置的符号；以及多输入多输出(MIMO)处理器，所述多输入所输出处理器处理所述符号。
附图说明
被包括来用于进一步理解本发明的附图图解了本发明的实施例，并且与说明书一起用于说明本发明的原理。
图1是具有多个天线的发送器的方框图。
图2是具有多个天线的接收器的方框图。
图3示出了帧结构。
图4示出了在部分利用的子信道(PUSC)中的两个发送天线的导频布置。
图5示出了在全利用的子信道(FUSC)中的两个发送天线的导频布置。
图6示出了在PUSC中的四个发送天线的导频布置。
图7示出了在FUSC中的四个发送天线的导频布置。
图8是按照导频开销的比率和保护子载波的比率示出表2的情形的示图。
图9示出了两个发送天线的导频布置。
图10示出了四个发送天线的导频布置。
图11图解了方程的三个或者四个发送天线的导频布置。
图12示出了两个发送天线的导频布置。
图13示出了两个发送天线的导频布置。
图14示出了四个发送天线的导频布置。
图15示出了四个发送天线的导频布置。
图16-18示出了根据本发明的实施例在使用八个天线的系统中的一些导频子载波分配结构。
图19和20示出了本发明的实施例，其中导频子载波分配偏移根据在4-Tx系统和8-Tx系统中的小区而改变。
图21示出了在图20中8-Tx系统的另一个实施例。
图22示出了根据本发明实施例的导频子载波分配模式。
图23-25示出了根据本发明实施例在2-Tx系统中的导频子载波分配模式。
图26和27示出了根据本发明实施例在4-Tx系统中的导频子载波分配模式。
图28示出了根据本发明实施例在4-Tx系统中的导频子载波分配模式。
具体实施方式
在下面的详细说明中，参考形成说明一部分的伴随的附图，并且附图通过图解的方式示出了本发明的特定实施例。本技术领域内的普通技术人员应当明白，可以使用其他实施例，并且可以在不脱离本发明的范围的情况下，进行结构的、电子的以及过程的改变。尽可能的，遍及整个附图使用相同的附图标记来表示相同或者类似的部分。
可以在各种无线通信系统中使用下面的技术。广泛地提供一种无线通信系统，以便提供诸如语音和分组数据的各种通信业务。这种技术可以用于下行链路或者上行链路中。一般地，下行链路指示从基站(BS)到用户设备(UE)的通信，上行链路指示从UE到BS的通信。BS一般指示与UE通信的固定站，并且也可以被称为节点B、基站收发信台(BTS)或者接入点。UE可以是固定的或者移动的，并且也可以被称为移动台(MS)、用户终端(UT)、订户站(SS)或者无线装置。
以下将描述新系统的有效导频结构。将集中在IEEE 802.16m系统上来描述该新系统，但是相同的原理可以应用到其他系统。
通信系统可以是多输入多输出(MIMO)系统或者多输入单输出(MISO)系统。MIMO系统使用多个发送天线和多个接收天线。MISO使用多个发送天线和一个接收天线。
图1是具有多个天线的发送器的方框图。参见图1，发送器100包括信道编码器120、映射器130、MIMO处理器140、子载波分配器150和正交频分复用(OFDM)调制器160。信道编码器120、映射器130、MIMO处理器140和子载波分配器150可以作为独立的部件或者可以在发送器100的单个处理器中被组合地实施。
信道编码器120根据预定编码方法来编码输入流，并且建立码字。映射器130将码字映射到表示在信号星座上的位置的符号。映射器130的调制方案不受限，并且可以包括m相移键控(m-PSK)方案或者m正交调幅(m-QAM)方案。
MIMO处理器140使用多个发送天线190-1，...，和190-Nt通过MIMO方法来处理输入符号。例如，MIMO处理器140可以基于码本来执行预编码。
子载波分配器150向子载波分配输入符号和导频。根据发送天线190-1，...，和190-Nt来布置导频。通过用于信道估计或者数据解调的发送器100和接收器200(图2的接收器200)二者知晓导频，并且导频也被称为基准信号。
OFDM调制器160调制输入符号，并且输出OFDM符号。OFDM调制器160可以相对于输入符号执行逆快速傅立叶变换(IFFT)，并且在执行IFFT之后进一步插入循环前缀(CP)。经由发送天线190-1，...，和190-Nt来发送OFDM符号。
图2是具有多个天线的接收器的方框图。参见图2，接收器200包括OFDM解调器210、信道估计器220、MIMO后处理器230、去映射器240和信道解码器250。信道估计器220、MIMO后处理器230、去映射器240和信道解码器250可以作为独立的部件或者在接收器200的单个处理器中被组合地实施。
经由接收天线290-1，...，和290-Nr接收的信号是通过OFDM解调器210的快速傅立叶变换(FFT)。信道估计器220使用导频来估计信道。MIMO后处理器230执行对应于MIMO处理器140的后处理。去映射器240将输入符号去映射为码字。信道解码器250解码码字，并且恢复原始数据。
图3是帧结构的示例。帧是在由物理规范使用的固定时段期间的数据序列，所述物理规范指的是IEEE标准802.16-2004“Part 16：AirInterface for Fixed Broadband Wireless Access Systems”的8.4.4.2节(以下称为参考文献1)。
参见图3，帧包括下行链路(DL)帧和上行链路(UL)帧。时分双工(TDD)是其中上行链路和下行链路发送在时域中分开，但是共享相同频率的方案。通常，DL帧在UL帧之前。DL帧以前导、帧控制报头(FCH)、下行链路(DL)-MAP、上行链路(UL)-MAP和脉冲串区域(DL脉冲串#1～5和UL脉冲串#1～5)的顺序开始。用于将DL帧和UL帧彼此分开的保护时间被插入在帧的中间部分(在DL帧和UL帧之间)和帧的最后部分(在UL帧之后)。发送/接收转换间隙(TTG)是在下行链路脉冲串和随后的上行链路脉冲串之间限定的间隙。接收/发送转换间隙(RTG)是在上行链路脉冲串和随后的下行链路脉冲串之间限定的间隙。
前导用于在BS和UE之间的初始同步、小区搜索、频率偏移估计和信道估计。FCH包括关于DL-MAP消息的长度和DL-MAP的编码方案的信息。DL-MAP是其中发送DL-MAP消息的区域。DL-MAP消息定义了下行链路信道的接入。DL-MAP消息包括下行链路信道描述符(DCD)和BS标识符(ID)的配置改变量。DCD描述了被应用到当前帧的下行链路脉冲串配置文件。下行链路脉冲串配置文件指的是下行链路物理信道的属性，BS通过DCD消息周期地发送DCD。
UL-MAP是其中发送UL-MAP消息的区域。UL-MAP消息定义了上行链路信道的接入。UL-MAP消息包括上行链路信道描述符(UCD)的配置改变量和由UL-MAP限定的上行链路分配的有效开始时间。UCD描述了上行链路脉冲串配置文件。所述上行链路脉冲串配置文件指的是上行链路物理信道的属性，并且BS通过UCD消息来周期地发送UCD。
以下，时隙是最小的数据分配单位，并且通过时间和子信道来定义。子信道的数量依赖于FFT大小和时间频率映射。子信道包括多个子载波，并且每个子信道的子载波的数量根据排列方法而改变。排列指示逻辑子信道到物理子载波的映射。子信道在全利用的子信道(FUSC)中包括48个子载波，所述子信道在部分利用的子信道(PUSC)中包括24或者16个子载波。
为了将数据映射到在物理层中的物理子载波，一般执行两个步骤。在第一步骤中，将数据映射到至少一个逻辑子信道上的至少一个数据时隙。在第二步骤中，将逻辑子信道映射到物理子信道。这被称为排列。参考文献1公开了诸如FUSC、PUSC、最佳FUSC(O-FUSC)、选用的PUSC(O-PUSC)和自适应调制和编码(AMC)的排列方法。使用相同排列方法的一组OFDM符号被称为排列区域，并且一个帧包括至少一个频率区域。
FUSC和O-FUSC仅用于下行链路发送。FUSC由包括所有子信道组的一个段构成。子信道被映射到经由所有的物理信道分布的物理子载波。根据OFDM符号来改变映射。时隙由在一个OFDM符号上的一个子信道构成。在O-FUSC和FUSC中分配导频的方法彼此不同。
PUSC用于下行链路发送和上行链路发送二者。在下行链路中，每个物理信道被划分为簇，所述簇包括在两个OFDM符号上的14个连续子载波。以6个组为单位来映射物理信道。在每组中，向在固定位置的簇分配导频。在上行链路中，子载波被划分为由在三个OFDM符号上的四个连续物理子载波构成的块(tile)。子信道包括6个块。导频被分配到块的角落。O-PUSC仅用于上行链路发送，并且所述块由在三个OFDM符号上的三个连续的物理子载波构成。所述导频被分配到块的中心。
图4和图5分别示出了在PUSC和FUSC中的两个发送天线的导频布置。图6和7分别示出了在PUSC和FUSC中的四个发送天线的导频布置。它们指的是IEEE标准802.16-2004/Cor1-2005“Part 16：Air Interface forFixed and Mobile Broadband Wireless Access Systems；Amendment 2：Physical and Medium Access Control Layers for Combined Fixed andMobile Operation in Licensed Bands and Corrigendum 1”的8.4.8.1.2.1.1节、8.4.8.1.2.1.2节、8.4.8.2.1节、8.4.8.2.2节(以下称为参考文献2)。
参见图4-7，当根据PUSC或者FUSC来执行子载波的分配时，导频开销较大。具体地，考虑到每发送天线的导频开销，与当使用至少两个发送天线时相比较，当使用一个发送天线时，所述开销更大。
表1示出了在每种排列方法中根据发送天线的数量的导频开销。
表1
  发送天线的数量   PUSC   FUSC   O-FUSC
  1   14.28％(14.28％)   9.75％(9.75％)   11.1％(11.1％)
  2   14.28％(7.14％)   9.75％(4.78％)   11.1％(5.55％)
  4   28.55％(7.14％)   18.09％(4.52％)   22.21％(5.55％)
导频开销通过将被分配到导频的子载波的数量除以使用的所有子载波的数量而获得的值。在括号中的值指示每个发送天线的导频开销。而且，根据参考文献2，如果使用四个或者三个发送天线，则在相对于信道编码数据的穿孔(puncturing)或者截断后，执行数据到子信道的映射。
现在，将描述根据本发明的多个天线的导频结构。最佳导频结构的设计标准如下。
(1)在时-频域中在单个天线中的导频开销约为4-9％。(2)一个时隙可以包括在两个连续的OFDM码元上的48个子载波。(3)导频子载波均匀地被分布在时-频域中。(4)类似地保持每发送天线的导频开销，并且随着发送天线的数量增加，总的导频开销增大。考虑到总的导频开销，同样地保持总的导频开销，以在至少三个发送天线中不超过20％。
(5)即使当发送天线的数量增加时，不影响数据到子信道的映射。
为了使用上述条件得出可能的候选组，可以通过方程来表达下面的要求，并且可以得出满足所述要求的候选组。
(Nused-2＊Np)mod Nsub＝0
(Nused-2＊Np)mod Nsub＝0
(Nused-Np)mod Nsub＝0
0.04＜＝Np＜＝0.09
Ng＝Nfft-Nused-1(DC子载波)
(Nused-Np)/Nsub.sym＞＝Nsch.pusc
其中，Nused指示所使用的子载波的数量。Np指示导频子载波的数量，Ng指示保护子载波的数量，Nfft指示FFT大小，Nsub指示每子信道的子载波的数量，Nsub.sym指示被分配到在一个OFDM符号上的子信道的子载波的数量，并且Nsch.pusc指示可以在现有的DL-PUSC中产生的子信道的数量。
表2示出了根据设计标准的26个候选组。
表2
  编号   FFT大小   所使用的SC   导频SC   保护SC   子信道的数量-1个天线   子信道的数量-2个天线   子信道的数量-3个天线   导频开销-1个天线   数据比率   保护比率   导频间隔
  (1)   2048   1656   72   391   66   63   60   4.3478   80.859   19.092   11.5
  (2)   2048   1656   96   391   65   61   57   5.7971   80.859   19.092   8.625
  编号   FFT大小   所使用的SC   导频SC   保护SC   子信道的数量-1个天线   子信道的数量-2个天线   子信道的数量-3个天线   导频开销-1个天线   数据比率   保护比率   导频间隔
  (3)   2048   1680   72   367   67   64   61   4.2857   82.031   17.92   11.6667
  (4)   2048   1680   96   387   66   62   58   5.7143   82.031   17.92   8.75
  (5)   2048   1680   120   367   65   60   55   7.1429   82.031   17.92   7
  (6)   2048   1704   72   343   68   65   62   4.2254   83.203   16.748   11.833
  (7)   2048   1704   96   343   67   63   59   5.6338   83.203   16.748   8.875
  (8)   2048   1704   120   343   66   61   56   7.0423   83.203   16.748   7.1
  (9)   2048   1728   72   319   69   66   63   4.1667   84.375   15.576   12
  (10)   2048   1728   95   319   68   64   60   5.5556   84.375   15.576   9
  (11)   2048   1728   120   319   67   62   57   6.9444   84.375   15.576   7.2
  (12)   2048   1728   144   319   66   60   54   8.3333   84.375   15.576   6
  (13)   2048   1752   72   295   70   67   64   4.1096   85.547   14.404   12.1667
  (14)   2048   1752   96   296   69   65   61   5.4795   85.547   14.404   9.125
  (15)   2048   1752   120   295   68   63   58   6.8493   85.547   14.404   7.3
  (16)   2048   1752   144   295   67   61   55   8.2192   85.547   14.404   6.08
  (17)   2048   1776   72   271   71   68   65   4.0541   86.719   13.232   12.333
  (18)   2048   1776   96   271   70   66   62   5.4054   86.719   13.232   9.25
  (19)   2048   1776   120   271   69   64   59   6.7568   86.719   13.232   7.4
  (20)   1024   816   48   207   32   30   28   5.8824   79.688   20.215   8.6
  (21)   1024   840   48   183   33   31   29   5.7143   82.031   17.871   8.75
  (22)   1024   864   48   159   34   32   30   5.5556   84.375   15.527   9
  (23)   1024   864   72   169   33   30   27   8.3333   84.375   15.627   6
  (24)   1024   888   48   135   35   33   31   5.4054   86.719   13.184   9.25
  (25)   1024   888   72   135   34   31   28   8.1081   86.719   13.184   6.1665
  (26)   512   432   24   79   17   16   15   5.5556   84.375   15.43   9
根据FFT大小来获得所使用的子载波(所使用的SC)、导频子载波(导频SC)和保护子载波(保护SC)，并且获得根据发送天线的数量的子信道。所使用的子载波是不包括DC子载波的值。例如，在情形(1)中，在一个发送天线中的子信道的数量是(所使用的子载波的数量-导频子载波的数量)/(在一个OFDM符号上被分配到子信道的子载波的数量)＝1656-72/24＝66。
图8是按照导频开销的比率和保护子载波的比率示出表2的情形的示图。参见图8，在表2中所示的情形(1)-(26)中，考虑到系统带宽或者FFT大小，可以看出，在相同的设计标准中最适合于5-20MHz或者512-2048FFT大小的情况是情形(10)，(22)和(26)。在表2中，情形(10)，(22)和(26)具有9个导频的间隔。即，在本发明的一个实施例中，提供了具有9个子载波的间隔的导频布置。
表3示出了子载波分配。
表3
Figure GPA00001106640800131
子信道被映射到子载波，所述子载波不包括在分配导频子载波后使用的子载波。此时，一般的PUSC或者FUSC排列方法是适用的。
根据上述方法，有可能在PUSC/FUSC中将吞吐量改善6-13％。例如，根据现有技术，可以在PUSC中获得60个子信道并且可以在FUSC中获得64个子信道，根据上述方法，可以获得68个子信道。如果考虑到多个天线应用新的排列方法，则可以防止由于数据穿孔或者截断而导致的性能变差。
在表3的导频子载波索引中所示的方程表示第i个天线的导频索引Pi。再一次通过下面的方程来表示：
方程1
Figure GPA00001106640800141
其中，k＝0，1，...，Npilot，mi＝(ns+i)mod2，i＝0，1，
Figure GPA00001106640800142
指示小于n的整数。在方程1中，因子“18”指示在OFDM符号上的子信道的子载波的数量是18，因子“9”指示以9个子载波的间隔来布置导频子载波，并且因子“3”表示以时隙为单位以三个子载波的间隔移位子载波。在这种情况下，每个时隙在时域中占用2个连续的OFDM符号。
图9是两个发送天线的导频布置的示例。参见图9，一个时隙包括在两个连续OFDM符号上的72个子载波，并且在每个OFDM符号上以9个子载波的间隔来布置用于第一天线(天线0)的导频子载波和用于第二天线(天线1)的导频子载波。另外，在第一OFDM符号和第二OFDM符号上，交替地布置用于第一天线(天线0)的导频子载波和用于第二天线(天线1)的导频子载波。
在第二时隙中，导频子载波从被分配到第一时隙的导频子载波移位三个子载波。在第三时隙中，导频子载波从被分配到第二时隙的导频子载波移位三个子载波。作为结果，在每三个时隙中重复相同导频布置。
在导频布置中，可以在时域或者频域中以恒定的间隔来移动导频，并且因此，导频没有绝对的位置。在保持在导频子载波之间的间隔的同时，可以将导频子载波移位恒定的时间间隔和/或子载波间隔。
图10是四个发送天线的导频布置的示例。参见图10，在频域中或者在时域中四个发送天线(天线0、天线1、天线2和天线3)的导频子载波是连续的。以12个子载波的间隔来布置用于发送天线的导频子载波。
在第二时隙中，导频子载波从被分配到第一时隙的导频子载波移位6个子载波。作为结果，每两个时隙重复相同导频布置。
在所述四个发送天线中，因为导频的数量大于两个发送天线的数量，因此导频间隔比在两个发送天线中的导频间隔更宽，并且减少重复的时隙的循环周期。
图11通过方程图解了三个或者四个发送天线的导频布置。参见图11，在包括两个OFDM(i＝0，1)和两个子载波的2×2区域中限定了G0、G1、G2和G3。例如，在所述四个发送天线中，如在表4中所示布置导频子载波，其与图10的布置等同。
表4
  天线0   天线1   天线2   天线3
  导频子载波索引   G0   G1   G2   G3
在三个发送天线中，如表5所示，布置导频子载波。
表5
Figure GPA00001106640800151
为了通过方程来表达四个发送天线的导频布置，在OFDM符号(i＝0，1)上考虑6个导频子载波Pi 0、Pi 1、Pi 2、Pi 3、Pi 4和Pi 5，如表6中所示。
表6
  mi＝0   mi＝1
  k＝偶数   Pi 0＝{PilotSub(k，mi)}Pi 1＝{PilorSub(k，mi)+1}   Pi 2＝{PilotSub(k，mi)+3}
  mi＝0   mi＝1
  k＝奇数   Pi 3＝{PilotSub(k，mi)-5}   Pi 4＝{PilotSub(k，mi)-3}Pi 5＝{PilotSub(k，mi)-2}
其中，
Figure GPA00001106640800161
因此，在一个时隙中，可以将导频子载波集映射到四个导频子载波G0、G1、G2和G3，如在方程2中所示。
方程2
G i = P 0 i + P 2 i + P 4 i and G i + 2 = P 1 i + P 3 i + P 5 i
其中，i＝0，1。
根据导频结构，获得满足设计标准的导频开销，并且所述开销比现有技术降低5％或者更多。在两个发送天线中导频开销为5.55％，在三个发送天线中为5.55％，并且在四个发送天线中为4.16％。
即使当发送天线的数量增加时，也不影响数据到子信道的映射。因此，可以简单地执行排列方法。
在产生现有的IEEE 802.16-2004标准中使用的分布式子信道的方法中，首先分配用于第一天线和第二天线的导频子载波，并且使用冗余的子载波来构造子信道。在第三天线和第四天线中，由于使用所分配的子信道来分配和使用导频子载波，因此构造相同数量的子信道，而与天线的数量无关。但是，根据导频结构，根据天线的数量来分配必要数量的导频子载波，并且使用冗余的子载波来构造子信道。因此，在优化导频开销的同时，提高了子信道的数量。
图12是两个发送天线的导频布置的另一个示例。参见图12，以9个子载波的间隔在一个OFDM符号上布置用于一个天线的导频子载波。即，以9个子载波的间隔在第一OFDM符号上布置用于第一天线(天线0)的导频子载波，并且，以9个子载波的间隔在第二OFDM符号上布置用于第二天线(天线1)的导频子载波。
在第二时隙中，通过将被分配到第一时隙的导频子载波移位三个子载波来布置所述导频子载波。在第三时隙中，通过将被分配到第二时隙的导频子载波移位三个子载波来布置所述导频子载波。作为结果，每三个时隙重复相同导频布置。
图13是两个发送天线的导频布置的另一个示例。参见图13，在一个时隙中的导频子载波的布置等于在图9中所示的实施例的布置。但是，在第二时隙中，导频子载波被从所述导频子载波移位四个子载波。作为结果，每两个时隙重复相同导频布置。
参见图14，以12个子载波的间隔布置发送天线(天线0，天线1，天线2，天线3)的导频子载波，并且通过以在每个时隙两个OFDM符号为单位移位频率位置来布置发送天线(天线0，天线1，天线2，天线3)的导频子载波。在第二时隙中，导频子载波从被分配到第一时隙的导频子载波移位6个子载波。作为结果，每两个时隙重复相同导频布置。
图15是四个发送天线(天线0，天线1，天线2和天线3)的导频布置的另一个示例。参见图15，以12个子载波的间隔来布置发送天线的导频子载波，并且在一个时隙中的两个接续的OFDM符号之间交替地布置天线的导频子载波。通过在两个接续的OFDM符号中交替地布置2个导频子载波，即通过在一个OFDM符号中等同地分配用于每个天线的每个导频子载波，可以在特定的时间实例中平衡每个天线的发送功率。在图15中，用于相应的两个天线的两个导频子载波是成对的，并且在两个OFDM符号中交替地分配两对导频子载波的每个。
以下，描述根据本发明实施例的有效导频分配结构。用于分配导频子载波的结构有效地移位在相邻小区之间的导频结构，以避免导频子载波之间的冲突。
在本发明的以下实施例中，作为示例，基本资源块单元由18个子载波(垂直轴)*6个OFDM符号(水平轴)构成。但是，根据本发明分配导频子载波的方法通过将相同的方法扩展到子帧或者帧也适用于其他基本资源块单元。
在下面的实施例中，水平轴表示在时域中的一组OFDM符号，垂直轴表示在频域中的子载波。P1、P2、P3、P4、P5、P6、P7和P8分别表示对应于天线1、2、3、4、5、6、7和8的导频子载波。
图16～18是根据本发明实施例在使用8个天线的系统中的导频子载波分配结构。第一发送天线(P1)的导频和第二发送天线(P2)的导频、第三发送天线(P3)的导频和第四发送天线(P4)的导频、第五发送天线(P5)的导频和第六发送天线(P6)的导频、第七发送天线(P7)的导频和第八发送天线(P8)的导频分别彼此成对，并且被分配以使得在两个OFDM符号上彼此连续，如图16-18所示。而且，提供在频率轴上以18个子载波的间隔连续分配天线的导频子载波的结构。即，以包括18个子载波的子信道的间隔来分配导频子载波。
具体地，图16示出了每两个OFDM符号单位以2个子载波间隔移位和分配的导频模式。图17示出了每两个OFDM符号单位以6个子载波间隔移位和分配的导频模式。图18示出了每两个OFDM符号单位以6个子载波间隔移位和分配的导频模式，如在图17所示，但是具有另外的1个子载波偏移。
在本发明的一个方面，在每个OFDM符号中等同地分配天线的导频子载波，并且以两个OFDM符号为单位以预定间隔移位和分配导频子载波模式。在本发明的另一个方面，可以分配8个发送天线的导频以对于天线或者导频子载波对的每个导频移位预定子载波间隔，而不是被连续地分配，如图16～18中所示。
导频分配可以具有相同的分配结构，而与规则的子帧或者不规则的子帧无关。根据本发明的实施例分配的导频的一部分可以用于公共导频中，并且其另一个部分可以用于专用导频中。所有被分配的导频可以被应用到专用导频或者公共导频。这个实施例其特征在于所有天线的导频被等同地分配在一个OFDM符号中，以用于每OFDM符号的天线的功率平衡。在根据上述实施例分配导频子载波的方法中，用于导频分配的移位偏移可以根据小区而不同。
图19和20示出了在4-Tx系统和8-Tx系统中导频子载波分配偏移根据小区而改变。具体地，图19示出了在4-Tx系统中导频子载波分配偏移被不同地设置到小区A、B和C。并且图20示出了在8-Tx系统中导频子载波分配偏移被不同地设置到小区A、B和C。
即，导频分配结构可以被不同地应用到小区A、B和C。所应用的移位偏移值被应用在1-18个数量的子载波中。所述18个子载波对应于基本资源块大小。
所述移位偏移值可以是基本资源块大小的整数倍。虽然在本实施例中将移位偏移值应用到频率轴，但可以将其应用到时间轴。
如果相邻小区的数量是3或者更多并且扩展和应用上述原理，则在图19和20中所示的结构可以被重复地使用，或者可以被应用在被移位预定子载波偏移或者预定的OFDM符号偏移的状态中。
图21示出了在图20中所示的8-Tx系统的另一个实施例，图22示出了根据本发明另一个实施例的导频子载波分配模式。
在所述8个发送天线中，由于导频开销，可能不对所有8个天线分配导频。即，当仅对天线1、2、3和4分配导频时，可以减少开销。例如，这样的导频分配结构适用于SFBC-CDD方法。在图22中所示的导频分配模式中，一种在相邻小区之间移位和使用导频模式的方法等同于上述实施例的方法。
图23～25示出了根据本发明的另一个实施例在2-Tx系统中的导频子载波分配模式。根据上述实施例的原理等同地应用到在图23～25中所示的导频模式。因此，第一天线的导频子载波和第二天线的导频子载波形成对，并且被连续地布置在两个连续的OFDM符号区域中。设置所有天线的导频子载波以被等数量地包括在每个OFDM符号区域中，以便等同地设置在特定时间分配给天线的发送功率。
优选的是，考虑到在相干带宽中的导频子载波分配的最佳粒度，以9个子载波的间隔来分配导频子载波对。而且，在以两个OFDM符号为单位将第一天线的导频子载波和第二天线的导频子载波的对移位预定数量的子载波。虽然，图23和24示出了移位的子载波间隔是对应于三个子载波的间隔，例如，子载波索引被增加三个子载波，并且被移位的子载波间隔可以是三个子载波的预定倍数，例如6个子载波，并且可以被应用使得索引降低3个子载波索引。图25示出了将被移位的子载波间隔设置为6个子载波。图25也可以理解为应用被移位的子载波间隔以使得索引被降低3个子载波索引。
如上所述，以对应于三个子载波或者三个子载波的倍数的间隔来设置频域移位的原因是以9个子载波为单位来分配导频子载波，并且以预定的周期重复导频子载波分配模式。在图23～25中所示的导频模式可以等同地和重复地应用到帧或者子帧中的时域/频域。在不脱离本实施例的原理的情况下，可以交换天线1的导频位置和天线2的导频位置。
在图23中所示的导频分配结构中，如下详细地表示天线的导频分配索引。
<图23的导频分配索引>
天线1-
当s是0时，18k+1
当s是1时，18k+10
当s是2时，18k+4
当s是3时，18k+13
当s是4时，18k+7
当s是5时，18k+16
天线2-
当s是0时，18k+10
当s是1时，18k+1
当s是2时，18k+13
当s是3时，18k+4
当s是4时，18k+16
当s是5时，18k+7
k：子载波索引(k＝0，1，...)，
s：[OFDM符号索引]mod 6
(OFDM符号索引＝0，1，2，...)
并且，在图24中所示的导频分配结构中，可以如下详细地表示天线的导频分配索引。
<图24的导频分配索引>
天线1-
当s是0时，18k
当s是1时，18k+9
当s是2时，18k+3
当s是3时，18k+12
当s是4时，18k+6
当s是5时，18k+15
天线2-
当s是0时，18k+9
当s是1时，18k
当s是2时，18k+12
当s是3时，18k+3
当s是4时，18k+15
当s是5时，18k+6
k：子载波索引(k＝0，1，...)，
s：[OFDM符号索引]mod 6
(OFDM符号索引＝0，1，2，...)
另外，在图25中所示的导频分配结构中，可以如下详细地表示天线的导频分配索引。
<图25的导频分配索引>
天线1-
当s是0时，18k
当s是1时，18k+9
当s是2时，18k+6
当s是3时，18k+15
当s是4时，18k+3
当s是5时，18k+12
天线2-
当s是0时，18k+9
当s是1时，18k
当s是2时，18k+15
当s是3时，18k+6
当s是4时，18k+12
当s是5时，18k+3
k：子载波索引(k＝0，1，...)，
s：[OFDM符号索引]mod 6
(OFDM符号索引＝0，1，2，...)
在根据上述实施例的导频分配结构中，如果在预定时段中向子帧的最前部分发送前导OFDM符号，则可以改变导频子载波以被应用到第二OFDM符号和随后的OFDM符号。
图26和27示出了根据本发明另一个实施例的在4-Tx系统中的导频子载波分配模式。图26和27的基本导频分配方法等同于上述实施例的那些。但是，在本实施例中，四个天线的导频子载波彼此连续地被分配到在连续的四个OFDM符号区域中。
在图26中所示的导频分配结构中，可以如下详细地表示天线的导频分配索引。
<图26的导频分配索引>
天线1-
当s是0时，18k+1
当s是1时，18k+10
当s是2时，18k+4
当s是3时，18k+13
当s是4时，18k+7
当s是5时，18k+16
天线2-
当s是0时，18k+10
当s是1时，18k+1
当s是2时，18k+13
当s是3时，18k+4
当s是4时，18k+16
当s是5时，18k+7
k：子载波索引(k＝0，1，...)，
s：[OFDM符号索引]mod 6
(OFDM符号索引＝0，1，2，...)
天线3-
当s是0时，18k+4
当s是1时，18k+13
当s是2时，18k+7
当s是3时，18k+16
当s是4时，18k+10
当s是5时，18k+1
天线4-
当s是0时，18k+13
当s是1时，18k+4
当s是2时，18k+16
当s是3时，18k+7
当s是4时，18k+1
当s是5时，18k+10
k：子载波索引(k＝0，1，...)
s：[OFDM符号索引]mod 6
(OFDM符号索引＝0，1，2，...)
在图27中所示的导频分配结构中，可以如下详细地表示天线的导频分配索引。
<图27的导频分配索引>
天线1-
当s是0时，18k
当s是1时，18k+9
当s是2时，18k+3
当s是3时，18k+12
当s是4时，18k+6
当s是5时，18k+15
天线2-
当s是0时，18k+9
当s是1时，18k
当s是2时，18k+12
当s是3时，18k+3
当s是4时，18k+15
当s是5时，18k+6
k：子载波索引(k＝0，1，...)，
s：[OFDM符号索引]mod 6
(OFDM符号索引＝0，1，2，...)
天线3-
当s是0时，18k+3
当s是1时，18k+12
当s是2时，18k+6
当s是3时，18k+15
当s是4时，18k+9
当s是5时，18k
天线4-
当s是0时，18k+12
当s是1时，18k+3
当s是2时，18k+15
当s是3时，18k+6
当s是4时，18k
当s是5时，18k+9
k：子载波索引(k＝0，1，...)，
s：[OFDM符号索引]mod 6
(OFDM符号索引＝0，1，2，...)
图28示出了根据本发明另一个实施例的在4-Tx系统中的导频子载波分配模式。在上述实施例中所述的原理类似地被应用到图28的导频模式。但是，图26示出了下述示例：当第一天线的子载波和第二天线的子载波形成一对导频并且第三天线的子载波和第四天线的子载波形成另一对导频时，以两个子载波的间隔来布置导频对。即，在本实施例中，可以执行分配使得两对导频彼此连续地分配或者彼此不连续地分配。
可以通过被编码以便执行所述功能的诸如微处理器、控制器、微控制器或者专用集成电路(ASIC)的处理器来执行上述功能。基于本发明的描述，代码的设计、开发和实现对于本领域内的技术人员来说是显而易见的。
根据本发明的分配导频子载波的方法适用于IEEE 802.16m系统。如上所述，诸如用于向天线或者导频移位模式设置等同地分配发送功率的导频布置的基本原理通过相同方法也适用于其他无线通信系统。
对于本领域内的技术人员显然，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，可以在本发明中进行各种修改和改变。因此，意欲本发明涵盖本发明的修改和变型，只要它们在所附的权利要求及其等同物的范围中。

Claims (28)

1.一种在使用正交频分复用(OFDM)调制的多输入多输出
(MIMO)天线系统中分配用于在下行链路和上行链路通信中使用的导频子载波的方法，所述方法包括：
提供帧结构，所述帧结构包括时域中的OFDM符号和频域中的子载波；以及
在时域和频域中交替地分配用于第一天线的第一导频子载波和用于第二天线的第二导频子载波，其中，所述交替的第一导频子载波和第二导频子载波的每个在频域中被9的倍数个子载波来分隔，并且进一步被分配在两个连续的OFDM符号中。
2.根据权利要求1所述的方法，其中，分隔两个OFDM符号的所述第一导频子载波中的每个被移位3的倍数个子载波，并且分隔两个OFDM符号的所述第二导频子载波中的每个被移位3的倍数个子载波，以区分频率选择性。
3.根据权利要求1所述的方法，其中，每个OFDM符号包括第一和第二导频子载波。
4.根据权利要求3所述的方法，其中，在每个OFDM符号中的所述第一和第二导频子载波的每个的数量是相同的。
5.根据权利要求1所述的方法，进一步包括：
在时域和频域中交替地分配用于第三天线的第三导频子载波和用于第四天线的第四导频子载波，
其中，所述交替的第三导频子载波和第四导频子载波的每个在频域中被9的倍数个子载波来分隔，并且进一步被分配在两个连续的OFDM符号中。
6.根据权利要求5所述的方法，其中，所述第一导频子载波与所述第三导频子载波在频域中相邻，以及所述第二导频子载波与所述第四导频子载波在频域中相邻。
7.根据权利要求5所述的方法，其中，分隔两个OFDM符号的所述第三导频子载波的每个被移位3的倍数个子载波，并且分隔两个OFDM符号的所述第四导频子载波的每个被移位3的倍数个子载波，以区分频率选择性。
8.根据权利要求1所述的方法，其中，所述帧结构在上行链路和下行链路通信中的一个中使用。
9.根据权利要求1所述的方法，其中，所述帧结构在全利用的子信道(FUSC)排列模式的类型中使用。
10.根据权利要求1所述的方法，其中，所述帧结构在自适应调制和编码(AMC)排列模式的类型中使用。
11.根据权利要求1所述的方法，其中，在第一OFDM符号中的所述第一导频子载波的开始位置被偏移一个子载波。
12.根据权利要求6所述的方法，其中，每个OFDM符号包括第一、第二、第三和第四导频子载波。
13.根据权利要求12所述的方法，其中，在每个OFDM符号中的所述第一、第二、第三和第四导频子载波的每个的数量是相同的。
14.一种对下行链路和上行链路通信使用正交频分复用(OFDM)调制的无线通信系统，所述无线通信系统包括：
多输入多输出(MIMO)天线；
OFDM调制器，所述OFDM调制器可操作地连接到所述MIMO天线；以及
处理器，所述处理器可操作地连接到所述OFDM调制器，其中，所述处理器被配置成提供帧结构，所述帧结构包括时域中的OFDM符号和频域中的子载波；并且在时域和频域中交替地分配用于第一天线的第一导频子载波和用于第二天线的第二导频子载波，其中，所述交替的第一导频子载波和第二导频子载波的每个在频域中被9的倍数个子载波来分隔，并且进一步被分配在两个连续的OFDM符号中。
15.根据权利要求14所述的无线通信系统，其中，分隔两个OFDM符号的所述第一导频子载波的每个被移位3的倍数个子载波，并且分隔两个OFDM符号的所述第二导频子载波的每个被移位3的倍数个子载波，以区分频率选择性。
16.根据权利要求14所述的无线通信系统，其中，每个OFDM符号包括第一和第二导频子载波。
17.根据权利要求16所述的无线通信系统，其中，在每个OFDM符号中的所述第一和第二导频子载波的每个的数量是相同的。
18.根据权利要求14所述的无线通信系统，其中，所述处理器进一步被配置成在时域和频域中交替地分配用于第三天线的第三导频子载波和用于第四天线的第四导频子载波，所述交替的第三导频子载波和第四导频子载波的每个在频域中被9的倍数个子载波来分隔，并且进一步被分配在两个连续的OFDM符号中。
19.根据权利要求18所述的无线通信系统，其中，所述第一导频子载波与所述第三导频子载波在频域中相邻，并且所述第二导频子载波与所述第四导频子载波在频域中相邻。
20.根据权利要求18所述的无线通信系统，其中，分隔两个OFDM符号的所述第三导频子载波的每个被移位3的倍数个子载波，并且分隔两个OFDM符号的所述第四导频子载波的每个被移位3的倍数个子载波，以区分频率选择性。
21.根据权利要求14所述的无线通信系统，其中，所述帧结构在上行链路和下行链路通信中的一个中使用。
22.根据权利要求14所述的无线通信系统，其中，所述帧结构在全利用的子信道(FUSC)排列模式的类型中使用。
23.根据权利要求14所述的无线通信系统，其中，所述帧结构在自适应调制和编码(AMC)排列模式的类型中使用。
24.根据权利要求14所述的无线通信系统，其中，在第一OFDM符号中的所述第一导频子载波的开始位置被偏移一个子载波。
25.根据权利要求19所述的无线通信系统，其中，每个OFDM符号包括第一、第二、第三和第四导频子载波。
26.根据权利要求25所述的无线通信系统，其中，在每个OFDM符号中的所述第一、第二、第三和第四导频子载波的每个的数量是相同的。
27.根据权利要求14所述的无线通信系统，其中，所述处理器包括：
子载波分配器，所述子载波分配器用于将符号和导频分配到用于在所述下行链路和上行链路通信中的至少一个中使用的所述子载波。
28.根据权利要求27所述的无线通信系统，其中，所述处理器进一步包括：
信道编码器，所述信道编码器编码输入流和建立码字；
映射器，所述映射器将所述码字映射到表示在信号星座上的位置的符号；以及
多输入多输出(MIMO)处理器，所述多输入多输出处理器处理所述符号。
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