CN101828416A - 基于介质存取控制和资源分配的跨层多分组接收 - Google Patents

Abstract

为具有包括多个天线的接收器的无线网络提供跨层多分组接收介质存取控制和资源分配技术。在随机的补偿时间之后，无线网络上的用户设备通过做出请求发送(RTS)请求而存取网络以进行数据传输。响应请求发送，存取点(或者其它接收器)至少部分地基于信道状态信息确定优化物理层的使用的传输参数。随允许发送(CTS)消息一起，把那些传输参数从接收器发送到所指示的发射器。一旦接收到CTS消息，则根据传输参数传输数据。

Description

基于介质存取控制和资源分配的跨层多分组接收

技术领域

本主题公开涉及无线网络通信，且更具体地讲，涉及基于无线网络的多输入多输出和单输入多输出。

背景技术

无线网络(WLAN)，例如基于IEEE 802.11的无线局域网(WLAN)日趋流行，并且得以广泛部署。然而，现有的WLAN的运作通常远离理论极限，特别是在高网络负载的情况下。其一个主要原因在于，是基于通常非高效的分层方法对这些系统进行设计的。特别是，在不考虑物理层的特征的情况下对介质存取控制协议进行设计。与此同时，通常不能够很好地利用物理层资源，因为未考虑介质存取控制问题。

例如，基于现有802.11的系统中的介质存取控制协议(例如，802.11a、802.11b、802.11g)使用了仅支持一个同步传输的简单化的冲突模型。特别是，基于802.11的系统基于具有冲突避免的载体感应多路存取协议(CSMA/CA)。这样的理想化的模型既有有利的一面，也有不利的一面。该模型之所以有利，原因在于存在着无错接收的假设，这一假设忽略了诸如衰减和噪音的信道效应。然而，该模型之所以不利，原因在于在存在同步传输的情况下，其不能利用物理层的能力来成功地对多个分组进行解码。最近，致力于通过部署多个天线提高吞吐量的IEEE 802.11n标准化努力引起人们很大的兴趣。然而，就先前基于802.11的冲突模型而言，其冲突模型依然无本质上的改变，并且不允许多分组接收。

能够实现多分组接收的一种可能的方案是在发射器和接收器端部署自适应天线阵列，或者多输入多输出(MIMO)技术，以允许空分多路存取(SDMA)。MIMO的一种特定情况是具有单个发射天线和多个接收天线的单输入多输出(SIMO)。另一方面，大多数当前的802.11系统中都把正交频分多路复用(OFDM)用于其有效地利用有限RF带宽和在时间分集多路信道上的宽带传输中的发射功率的性能。多用户OFDM，或者正交频分多路存取(OFDMA)为实现多分组接收的另一种替代。OFDMA系统的固有的多载波特性还允许与自适应比特加载和功率控制相结合的动态副载波分配，从而能够通过对频率和多用户分散性的利用，提高可达到的数据速率。同样地，对于宽带无线系统，与OFDM相结合的MIMO技术的使用是有吸引力的方案。

然而，资源分配的现有规化并不完全适合802.11类的系统，而且大多数规化未考虑介质存取控制问题。另外，对于多用户MIMO/OFDM系统，现有的分配方法是很不全面的解决方案。

例如，MIMO系统中存在着利用发射天线阵列的两种主要技术：时空编码和发射波束形成。这两种策略基于与在发射器处可获得的信道反馈相关的两种不同的和极端的假设。时空编码不要求反馈，而现有的波束形成要求精确的反馈。就其假设而言，时空编码的不利之处非常明显，而对现有波束形成假设也很少有效。

以上对基于MIMO的无线网络的缺陷的描述仅旨在概要性指出目前基于MIMO的无线网络的某些问题，而并不旨在穷举所有的问题。当仔细阅读了以下对各种非限定性实施例的描述时，当前技术状态的其它问题将会变得更加明显。

发明内容

为了有助于对以下更详细的说明书和附图中的示范性、非限定性实施例的各方面有基本的或者总的了解，此处给出简要的概述。但并不旨在把这概述作为扩展的或穷尽的描述。而是，这一概述的唯一目的在于作为以下对本发明各实施例更详细的说明的前导，以简单的形式提供与本发明的某些示范性、非限定实施例相关的概念。

为具有使用多个天线的接收器的无线网络提供了跨层多分组接收介质存取控制和资源分配技术。在一随机补偿(backoff)时间之后，无线网络上的用户设备通过进行请求发送(Request To Send(RTS))请求而存取网络，以进行数据传输。响应于请求发送，存取点(或者其它接收器)确定优化对物理层的使用的传输参数。发射器参数可以包括副载波、比特、以及功率分配信息。与允许发送(Clear To Send(CTS))消息一起把那些传输参数从接收器发送到所指示的发射器。一旦接收到CTS消息，则根据传输参数发送数据。

附图说明

将参照附图，进一步描述用于跨层多分组接收介质存取控制和资源分配的系统与方法，在附图中：

图1说明了MIMO无线网络操作环境；

图2说明了根据一个实施例的协议操作；

图3是数据传输期间的示范性发射器；

图4是数据传输期间的示范性接收器；

图5说明了根据一个实施例的时空编码的波束形成器的结构；

图6说明了各种资源分配技术中ρ和比特错误率之间的关系；

图7是说明了各种资源分配技术中每副载波信噪比和每分组OFDM码元平均数目之间的关系的图；

图8是说明了各种资源分配技术中每副载波信噪比和吞吐量之间的关系的图；

图9是说明了各种资源分配技术中用户数目和吞吐量之间的关系的图；

图10是说明了各种资源分配技术中分组到达速率和平均分组延迟之间的关系的图；

图11是说明了各种资源分配技术中每副载波信噪比和平均分组延迟之间的关系的图；

图12是说明了各种资源分配技术中分组到达速率和吞吐量之间的关系的图；

图13说明了根据一个实施例的示范性系统；

图14是根据一个实施例的用户设备发射器所执行的示范性方法的流程图；

图15是根据一个实施例的接收器所执行的示范性方法的流程图；

图16是表示其中可以实现本发明的示范性、非限制性计算系统或者操作环境的框图。

具体实施方式

概述

如在“背景技术”部分中所讨论的，针对多用户MIMO(以及诸如SIMO的其它多用户多天线系统)系统的现有介质存取和资源分配技术是低效率的。这一低效率的原因之一在于这样系统的资源分配问题背后所面临的挑战。例如，共信道干扰的量化和处理并非易事，因为其依赖于接收器处的传输方案和检测技术、信道信息的精确性、用户的空间独立性、以及所有所允许用户的发射能力。作为第二实例，针对每一副载波的用户集合的选择，通常需要对最佳方案的组合搜寻，这使得分配变得相当复杂。

参照图1，图1说明了示范性的无线网络100。尽管为了简洁起见仅说明了简单的无线局域网，但将认可该技术也可用于不同规模的无线网络和较为复杂的局域网。图1还说明了各种用户设备(104、106、108)(以下，将它们简单地称为用户)连接于网络。在某些实施例中，可以把诸如游戏操纵台、手持计算机、膝上机106、智能电话104、个人数字助理108、台式计算机、或者家用电器(例如，微波炉或者电冰箱)中的嵌入式计算机的任意用户设备附接于无线网络。所述设备可以具有与无线网络的内部连接，也可以连接于将其连接于无线网络(例如，连接于无线适配器的以太网(Ethernet))的外部设备。在该说明中，每一个用户与存取点102进行无线通信。将认可在其它实施例中，无线网络可以包括多个存取点。另外，还将认可在其它实施例中，无线网络也可以按对等模式而不是基础设施模式加以运作。存取点和用户设备每个均具有多个天线。

通常，把存取点102连接于有线网络110，例如以太网网络。然而，将认可，也可以把存取点连接于第二无线网络。可以把各种服务器112连接于有线网络，并且提供各种服务(例如，文件服务、电子邮件、Web门户、打印服务器等)。尽管未在图中加以显示，但也可以经由有线网络连接诸如网络打印机或者扫描仪之类的其它设备。通常，还将有线网络连接于诸如因特网之类的广域网114。

基于MIMO/OFDM的WLAN实施例

使用下列表示。(·)^*、(·)^T以及(·)^H分别表示共轭、转置以及厄密共轭(Hermitian)转置。|·|代表复范数。E|·|代表期望运算，以及CN(μ.∑)代表具有平均值μ和协方差矩阵∑的复Gaussian分布。

为了简洁起见，在简化的基于MIMO/OFDM的WLAN的环境下考虑示范性的实施例。然而，将认可，也可以在其它类型的多分组接收无线网络中使用跨层介质存取控制和资源分配。特别是，在多个移动用户或者节点与一个存取点(AP)进行通信的情况下，考虑基于MIMO/OFDM的WLAN系统的上行链路传输。在这一实例情况下，所述系统中总共存在K_t个用户，每一用户配备有M_t个发射天线，AP配备有M_r个接收天线。介质存取控制协议的特性是，其通过对RTS/CTS交换的使用，把自适应资源分配并入协议中。因此，这一所说明实施例中的多分组接收性能不仅源于对SDMA的使用，也源于对OFDMA的使用。

图2中说明了根据一个实施例的协议操作。在用户启动传输之前，其对信道进行感应，以判断是否存在任意未决的传输。如果发现介质闲置了超过所分布的帧内空间(DIFS)的间隔，则每一用户选择在[0，CW-1]区间内均匀分布的随机补偿计数器值，其中，CW代表竞争窗口(contention window)，以时隙为单位维持CW，并且将其初始设置为CW_min。在随机补偿时间之后，接着经由请求发送(Request To Send(RTS))分组发送存取请求，其中，RTS分组携载有源与目的地地址信息。

由于AP没有对发射用户的事先了解，所以使用盲检测技术来估计信道状态信息，并且同时对多个RTS分组进行解码。任意对RTS进行感应的其他用户将立即冻结其补偿计时器。在所说明的实施例中，RTS分组还包括数据分组的长度的信息。当接收到存取请求时，AP利用信道和分组长度的信息，来执行副载波、比特和功率的跨层资源分配。同时，还计算时空编码的波束形成器的参数。在短帧内空间(SIFS)之后，接着经由允许发送(Clear To Send(CTS))分组广播存取批准信号，以向特定用户通知分配结果和信道信息。CTS分组提供了时空编码的波束形成器参数，而不是实际的信道增益。一旦用户接收到CTS分组，则选定的用户等待SIFS间隔，然后开始发送数据分组。可以根据CTS分组中所接收的用户地址的次序，选择数据分组的前同步码中将要发送的正交训练序列。当完成了数据传输时，AP检查所接收的分组。然后，把确认(ACK)返回至用户，以表示在SIFS间隔之后进行了成功的数据传输。当接收到RTS分组时，估计用于用户分配的信道状态信息，对于数据传输而言，由于多普勒(Doppler)效应，这一信道状态信息可能变得部分过期。

在所说明的实施例中，如果同步发送RTS分组的用户的数目未超过接收天线的数目，则假设AP能够成功地接收RTS分组。因此，可同步支持的所允许用户的数目K不大于M_r。特别是，所允许用户为那些同步选择最小补偿时间的用户。如果冲突发生(例如，当同步发送RTS分组的用户的数目超过M_r时)，则针对每一重新传输，把竞争窗口扩大一倍，直至其达到最大值CW_max。另外，如果检测到分组错误，而且在确认到期时间段(ACT_timeout)内未接收到ACK，则重新传输发生。当分组传输成功时，把CW复位成CW_min。

在RTS传输期间，在发射器处使用现有的时空编码，因此在用于接收多个RTS分组的AP处采用了盲检测。当对RTS分组成功地进行了解码时，AP可以识别发送者，并且向他们通知将在数据传输阶段期间将使用的正交训练序列。于是，在数据帧的前同步码中估计信道状态信息，根据这一信息，可以在接收器处采用多用户检测技术来分隔多个数据分组。

图3和图4中分别给出了数据分组传输期间示范性的发射器和接收器的配置。把频带划分为N个副载波。通过解多路复用302，用户k的串行数据流被转换成多个并行的分支。为了形成一个时空编码的OFDM块，把两个相继的OFDM码元组成一对儿。把分配结果作为控制信息306经由CTS分组从AP发送至移动用户的接收器。依据分配给每一副载波的比特的数目和功率，自适应调制器可以使用相应的QAM调制方案304。然后，把时空编码的波束形成器308应用于每一副载波。通过反快速傅里叶变换(IFFT)312可以把所得到的码元转换成时域样本。接下来，添加防护间隔314，并且经由天线316，通过频率选择性衰减信道将这些样本发送到AP。

在接收器(例如，AP)处，去除防护间隔404，并且由FFT块406把样本转换回频域。根据对信道以及针对不同用户的时空编码的波束形成器的了解，应用多用户检测408来抑制多路存取干扰(MAI)，并且结合地估计针对所有用户所发送的信号。使用副载波、比特和功率分配信息401来配置多用户检测。

把信道平均反馈集中在这样的地方：其中，把空间衰减信道建模为具有非零均值和根据信道反馈调节的白协方差的高斯随机变量。该信道模型可以容纳不同类型的部分信道状态信息，例如，因反馈延迟所造成的过期的信道状态信息，以及因信道估计、预测或者反馈误差所导致的不确定的信道状态信息。

当接收到RTS分组时，得到信道状态信息，在某一实施例中，假设对信道状态信息进行了完美估计。然而，由于此时RTS和数据分组之间的时间差，与实际的信道信息相比，这样的信道状态信息将部分过期。因此，在至少某些实施例中，假设信道信息部分过期，并且进行了相关的发射器设计。具体地讲，对于副载波n和用户k、把M_r×M_t个MIMO信道建模为：

H[n，k]＝H[n，k]+Ξ[n，k]             (方程1)

其中，H[n，k]为给定反馈信息H^f[n，k]时H[n，k]的条件平均值，并且把

是相关联的零平均值扰动矩阵。确定对(H[n，k]，σ_ε ²)把部分过期的状态信息参数化，方差σ_ε ²[n，k]反映信道状态信息的质量。当不同的发射和接收天线对之间的有限脉冲响应(FIR)信道

独立，而且h_μv[k]中的L个分支{h_μv[l，k]}_l＝1 ^L不相关时：

$\mathrm{\ξ}=\frac{{\mathrm{EH}}^f\left[\right[n,k\left]H^H\right[n,k\left]\right]}{E\left[H\right[n,k\left]H^H\right[n,k\left]\right]}$ 以及 ${\mathrm{\σ}}_{\mathrm{\ϵ}}^2[n,k]=(1-{\left|\mathrm{\ξ}\right|}^2){\mathrm{\σ}}_h^2,\∀n,k$

(方程2)

其中，ξ表示时域中实际信道和估计信道之间的相关系数，而σ_h ^z为所有所允许用户的所有FIR信道的总能量。当考虑到多普勒效应时，ξ依赖于时间差t_Δ所规格化的多普勒频率f_d。即，ξ＝J₀(2πf_dt_Δ)，其中，J₀(·)为第一类零阶贝塞尔(Bessel)函数。

通常，在基础设施模式中的基于802.11的无线网络中，不存在不同用户之间的信息交换。因此，每一个用户根据其自己的信道独立地设计时空编码的波束形成器，而不考虑其它移动装置至AP的链路。针对每一用户的发射器配置时空编码的波束形成器。由于对于所有用户和副载波，发射器配置是类似的，所以以下仅讨论单一的用户k和副载波n。然而，将认可，实际上存在着多个用户和多个副载波。对于以下的讨论，为了简洁起见，不再讨论方括号[n，k]。

图5中描述了时空编码的波束形成器的结构。使用调制的码元s₁和s₂生成Alamouti时空矩阵。然而，将认可，在其它实施例中也可以使用其它时空块编码方案。使用百分比δ₁、δ₂对发射功率的分割产生用于第一基波束的δ₁P和用于第二基波束的δ₂P。然后，把加载功率的码元分别乘以两个波束形成向量

和

可以调整变量(v₁，v₂，δ₁，δ₂)，以优化平均比特错误率(BER)性能。令d²表示星座的比例平方欧几里得(Euclidean)距离，其为功率加载P和所加载比特b的数目的函数。接下来，将使用阈值d₀ ²获得目标BER_t。

多个用户可以在相同的副载波上进行发射，并且可以使用多种天线技术，在接收器处分隔重叠的码元。对于每一个副载波，接收器(例如，AP)旨在对从不同用户发送的调制的码元进行估计。然后，使用副载波分配信息来识别分配给该副载波的相应的用户。使用所述发射器设计，可以把该层次结构视为其中通过波束发送每一码元的时空块编码的(STBC)系统。因此，可以把最初为多用户STBC系统设计的多用户检测方法(MUD)应用于结合地检测针对不同用户的所发送的信号。在一个实施例中，使用了最大似然(ML)多用户检测，其可为最大化后验概率的最佳接收架构。将认可，也可以在接收器处以较少的复杂度部署诸如迫零(ZF)、最小均方误差(MMSE)、并行干扰消除(PIC)以及连续干扰消除(SIC)之类的其它类型的MUD。

如先前所提到的，SDMA背后所面临的挑战以及共信道干扰(CCI)的存在使解决资源分配问题变得困难。为了处理这些问题，使用了一种分组方法，该方法把全部用户分成若干个组，从而有望保证来自不同组的任意用户对之间的低干扰。

开发了最大化系统吞吐量的跨层方法。为了实现这一点，可以针对每一副载波，从所有可允许组合中选择最佳用户组合，并且根据部分过期的信道状态信息分配比特和功率。根据分配策略考察用户分隔的影响。这样的分配策略旨在指示允许用户共享相同的副载波的条件。然后，可以在既考虑介质存取控制问题，也考虑物理层问题的情况下，规化资源分配问题。

MIMO/OFDM系统中的分配包括选择每一副载波上的用户、以及每一用户的比特和功率分配。好的分配策略应该能够防止把低分隔度的用户分配到相同的副载波中，因为所产生的高干扰将大大降低系统容量。为了实现这一点，并且使分配问题可追踪，根据用户的分隔度动态地控制用户分配，从而可明显避免相互干扰。可以根据用户之间信道矩阵的相关性确定用户的分隔度。然而，部分过期的信道状态信息是可用的。因此，可以考察对于不同信道的相关性以及不同信道反馈质量的性能。

把用户k₁，k₂的信道矩阵

分解为：

$H_{k_1}=U_{k_1}{\mathrm{\Λ}}_{k_1}{V}_{k_1}^H$ 以及 $H_{k_2}=U_{k_2}{\mathrm{\Λ}}_{k_2}{V}_{k_2}^H$ (方程3)

在良好信道状态信息的情况下，把时空编码的波束形成器降低至现有的波束形成器。因此，接收天线权重向量

和

等于

和

的第一列向量。由

${\mathrm{\ρ}}_{k_1,k_2}=\left|u_{k_1}^H{u}_{k_2}\right|$ (方程4)

定义取决于接收天线权重向量的信道相关性。

接下来，定义可以根据其把用户分配于同一副载波，而且不互相干扰的条件。检查由方程4所定义的ρ的影响。

图6把ML多用户检测接收器的性能表示为在方程2中所定义的信道反馈质量ξ的不同的值下ρ的函数。图6分别说明了ξ＝1(605，610)、ξ＝0.8(615，620)、以及ξ＝0.6(625，630)处对于单用户范围和MLD的曲线。当ξ减小时，单用户比特错误率(BER)范围增大。另一方面，ρ的值对BER性能具有重要的影响。而且，随着ξ的减小，其中使用多用户检测技术的BER非常接近单用户范围的ρ的范围变得较小。但是，BER曲线变得较为平滑。于是，为了确定是否可以把用户分配于同一副载波，可以既考虑ξ的值，也考虑ρ的值。令ξ_th和ρ_th表示两个阈值。如果ξ＞ξ_th以及ρ＜ρ_th，则允许两个用户处于同一副载波。因此，在给定过期的信道信息的情况下，当信道反馈质量ξ低时，不保证实际信道的相关性。

当对副载波的分配进行控制，以致每一对用户之间的相关性低于阈值ρ_th时，可以把无线网络系统视为无干扰的。根据信道反馈质量ξ以及接收器处所使用的多用户检测架构，确定ρ_th的值。于是，可以定义每一用户组合的可允许性。每一组合对应于用户的子集。此处，存在着总共2^k个可能的组合。例如，假设K＝4。可以得到从(0，0，0，0)至(1，1，1，1)的总共16个组合。每一组合对应于用户集合，其中值1或者0指示相应的用户是否为这样的集合中的元素。如果组合处于相应的用户子集中，则该组合为可允许的，不能够使用高于ρ_th的相关性找出用户对。信道反馈质量ξ为用于检查可允许组合的间接参数，并且在确定ρ_th的值的过程中发挥作用。具体地讲，把1_i，n定义为第n个副载波上的第i个组合的可允许性索引。即，

(方程5)

例如，考虑ρ_th＝0.5的4个用户的情况。如果副载波上的相关性矩阵n由

$k=\begin{array}{}\end{array}\left[\begin{array}{cccc}1& 0.6& 0.3& 0.7\\ 0.6& 1& 0.2& 0.4\\ 0.3& 0.2& 1& 0.3\\ 0.7& 0.4& 0.3& 1\end{array}\right]$ (方程6)

给定，则1_6，n＝1，这意味着代表包括用户2和用户4的集合的第6个组合(0，1，0，1)是可允许的。同样，1_12，n＝0意味着组合(1，0，1，1)是不可允许的，因为不能够把用户1和用户4分配于同一副载波。

在考虑所有可允许用户组合的情况下，确定分配。假设AP从K个用户成功地接收到RTS分组。目标可以是分配副载波、比特和功率，从而可以在最小传递时间(airtime)内发送数据分组。通常，最小化传输时间等效于最大化数据速率。从物理层的角度来看，在给定QoS要求和总功率约束P_total的情况下，可以设置目标以最大化总数据速率。然而，如果考虑网络栈的上层中的问题，则不可能是这样的情况。例如，不同的用户可以有具有不同长度的分组，所述长度是由应用的特征所确定的。数据传输时间由使用最大数目OFDM码元的用户加以支配。在这样的情况下，最大化总数据速率不能减少最小传递时间。因此，添加了附加的约束，以使得每一OFDM码元中所分配的数据速率与用户的分组长度成比例。于是，数学上，可以按下列公式解决优化问题：

$\underset{p_{k,i,n}\∈[0,\∞)}{\underset{{\mathrm{\β}}_{i,n}\∈\left[\mathrm{0,1}\right]}{\max }}\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=1}{\overset{2^K}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{1}_{i,n}{\mathrm{\β}}_{i,n}{f}_{k,i,n}\left(P_{k,i,n}\right)$ (方程7A)

以下列方程为条件：

$\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=1}{\overset{2^K}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\β}}_{i,n}{P}_{k,i,n}=P_{\mathrm{total}}$ (方程7B)

$\underset{i=1}{\overset{2^K}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\β}}_{i,n}=1{\∀}_n$ (方程7C)

$\frac{\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=1}{\overset{2^K}{\mathrm{\Σ}}}{1}_{i,n}{\mathrm{\β}}_{i,n}{f}_{k,i,n}\left(P_{k,i,n}\right)}{\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=1}{\overset{2^K}{\mathrm{\Σ}}}{1}_{i,n}{\mathrm{\β}}_{i,n}{f}_{k+1,i,n}\left(P_{k+1,i,n}\right)}=\frac{R_k}{R_{k=1}},\∀k=1,...,K-1.$ (方程7D)

为了限制对其它基本服务集合(BSS)或者相邻系统的干扰，以及比较同一传输功率条件下的不同方案，由方程7B给出总功率约束。然而，将认可，在分配技术中，通过应用类似的技术，可以很容易地扩展为各个功率约束的情况。在上述方程中，β_i，n表示用户k的分组长度，并且被定义为：

(方程8)

为了使所述问题可加以追踪，可以把方程7A中β_i，n放宽为区间[0，1]中的实数。可以把实数值的β_i，n解释为第n个副载波上的第i个组合的时间共享因子。具体地讲，如果用于发送数据帧的OFDM码元的数目为N_s，则在N_sβ_i，n个OFDM码元的期间，把第i个组合分配于第n个副载波。例如，考虑4个用户和第一副载波。数据帧包括N_s＝40个OFDM码元。而且，如果第4个组合((0，0，1，1)，包括用户3和用户4)和第13个组合((1，1，0，0)，包括用户1和用户2)共享该具有β_4，1＝0.4和β_13，1＝0.6的副载波，则用户3和用户4将占据前16个OFDM码元的该副载波，而用户1和用户2将共享其余24个OFDM码元的副载波。另一方面，f_k，i，n(P_k，i，n)为在给定所分配功率P_k，i，n的情况下副载波n上第i个组合的用户k的率函数。假设，使用了自适应的M-QAM，然后，在给定目标比特错误率BER_i和发射功率P的情况下，把可以在每一码元中发送的比特的数目近似为：

${\log }_{2}M={\log }_2(1+\frac{1.5\·P}{d_0^2}),$ (方程9)

其中，这样地计算d₀ ²：

$d_0^2=[\frac{A_0\·{\left(5{\mathrm{BER}}_0\right)}^{\frac{-1}{\left(A_0{N}_r\right)}}}{{\mathrm{\Π}}_{\mathrm{\μ}=1}^2{(1+K_{\mathrm{\μ}})}^{\frac{m_{\mathrm{\μ}}}{A_0}}}-B_0]\·\frac{N_0}{{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{\ϵ}}^2}$

其中，

$A_0={\mathrm{\Σ}}_{i=1}^2{m}_i,$ $B_0={\mathrm{\Σ}}_{i=1}^2\frac{m_i}{1+K_i}$

或者，如果没有发现具有δ₂＞0的d₀ ²：

$d_0^2=\frac{{\left(5{\mathrm{BER}}_0\right)}^{\frac{-1}{\left(m_1{N}_r\right)}}-1}{\frac{(1+K_1)}{m_1}}\·\frac{N_0}{{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{\ϵ}}^2}$

为了简洁起见，令

$\mathrm{\γ}=\frac{1.5}{d_0^2}.$ (方程10)

对于具体的用户k和副载波n，γ_k，n表示等效的信道条件。然后，得到率函数f_k，i，，n(P_k，i，，n)为：

$f_{k,i,n}\left(P_{k,i,n}\right)=\left\{\begin{array}{cc}{\log }_2(`1+{\mathrm{\γ}}_{k,n}{P}_{k,i,n})& k\∈{\mathrm{\φ}}_i\\ 0& k\∉{\mathrm{\φ}}_i\end{array}\right.$ (方程11)

其中，Φ_i表示包括在第i个组合中的用户的集合。1_i，，n和f_k，i，，n(P_k，i，，n)均取决于发射器和接收器结构。

方程7D中的约束包括(K-1)个独立等式。替代地，也可以由K个相关的不等式取代这一约束，因为如果a₁≤a₂≤…≤a_k≤a₁，可得到a₁＝a₂＝…＝a_k＝a₁。即，

$\frac{\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=1}{\overset{2^K}{\mathrm{\Σ}}}{1}_{i,n}{\mathrm{\β}}_{i,n}{f}_{k,i,n}\left(P_{k,i,n}\right)}{\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=1}{\overset{2^K}{\mathrm{\Σ}}}{1}_{i,n}{\mathrm{\β}}_{i,n}{f}_{{[k+1]}_K,i,n}\left(P_{{[k+1]}_K,i,n}\right)}\≤\frac{R_k}{R_{{[k+1]}_K}},k=1,...,K$ (方程12)

此处，[·]_K代表基于K的模数，其中，1≤[·]_K…≤K。例如，[-1]_K＝K-1、[0]_K＝K、以及[K+1]_K＝1。

f_k，i，n(P_k，i，n)为凹函数。然而，在(β_i，n，P_k，i，n)中，方程7A中的目标函数β_i，nf_k，i，n(P_k，i，n)不为凹的。因此，如果c_k，i，n＝β_i，n，则可以把方程7A～7D重写为：

$\underset{C_{k,i,n\∈[0,\∞)}}{\underset{{\mathrm{\β}}_{i,n}\∈\left[\mathrm{0,1}\right]}{\max }}\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=1}{\overset{2^K}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{1}_{i,n}{\mathrm{\β}}_{i,n}{f}_{k,i,n}\left(\frac{c_{k,i,n}}{{\mathrm{\β}}_{i,n}}\right),$ (方程13A)

以下列方程为条件：

$\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=1}{\overset{2^K}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{c}_{k,i,n}=P_{\mathrm{total}},$ (方程13B)

$\underset{i=1}{\overset{2^K}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\β}}_{i,n}=1\∀n,$ (方程13C)

$\frac{\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=1}{\overset{2^K}{\mathrm{\Σ}}}{1}_{i,n}{\mathrm{\β}}_{i,n}{f}_{k,i,n}\left(\frac{c_{k,i,n}}{{\mathrm{\β}}_{i,n}}\right)}{\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=1}{\overset{2^K}{\mathrm{\Σ}}}{1}_{i,n}{\mathrm{\β}}_{i,n}{f}_{{[k+1]}_K,i,n}\left(\frac{c_{{[k+1]}_K,i,n}}{{\mathrm{\β}}_{i,n}}\right)}\≤\frac{R_k}{R_{{[k+1]}_K}},k=1,...,K.$ (方程13D)

在β_i，n∈[0，1]中，且c_k，i，n≥0时，β_i，nf_k，i，n(c_k，i，n/β_i，n)为凹。另一方面，1_i，n不改变目标函数的凹度。得到拉格朗日(Lagrangian)量：

$L=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=1}{\overset{2^K}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{1}_{i,n}{\mathrm{\β}}_{i,n}{f}_{k,i,n}\left(\frac{c_{k,i,n}}{{\mathrm{\β}}_{i,n}}\right)-\mathrm{\λ}(\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=1}{\overset{2^K}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{c}_{k,i,n}-P_{\mathrm{total}})-\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{t}_n(\underset{i=1}{\overset{2^K}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\β}}_{i,n}-1)$

$-\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{u}_k[\left(\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=1}{\overset{2^K}{\mathrm{\Σ}}}{1}_{i,n}{\mathrm{\β}}_{i,n}{f}_{k,i,n}\left(\frac{c_{k,i,n}}{{\mathrm{\β}}_{i,n}}\right)\right)\·R_{{[k+1]}_K}-\left(\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=1}{\overset{2^K}{\mathrm{\Σ}}}{1}_{i,n}{\mathrm{\β}}_{i,n}{f}_{{[k+1]}_K,i,n}\left(\frac{c_{{[k+1]}_{K}i,n}}{{\mathrm{\β}}_{i,n}}\right)\right)\·R_k]\·$

(方程14)

其中，λ和t_n为方程13B和13C的拉格朗日乘子，u_k为方程13D的Karush-Kuhn-Tucker(KKT)乘子。于是，可以得到最优解(c_k，i，n ^*，β_i，n ^*)的KKT条件的结合，如下：

如果 ${\mathrm{\β}}_{i,n}^{*}\≠0,$

$\frac{\∂L}{{\∂c}_{k,i,n}}{|}_{(c_{k,i,n},{\mathrm{\β}}_{i,n})=(c_{k,i,n}^{*},{\mathrm{\β}}_{i,n}^{*})}=1_{i,n}{f}_{k,i,n}^{\′}\left(\frac{c_{k,i,n}^{*}}{{\mathrm{\β}}_{i,n}^{*}}\right)-\mathrm{\λ}-u_k\·1_{i,n}\·R_{{[k+1]}_K}{f}_{k,i,n}^{\′}\left(\frac{c_{k,i,n}^{*}}{{\mathrm{\β}}_{i,n}^{*}}\right)+u_{{[k-1]}_L}\·1_{i,n}\·R_{{[k-1]}_K}{f}_{k,i,n}^{\′}\left(\frac{c_{k,i,n}^{*}}{{\mathrm{\β}}_{i,n}^{*}}\right)$

$=1_{i,n}(1-u_k{R}_{{[k+1]}_K}+u_{{[k-1]}_K}{R}_{{[k-1]}_K})f_{k,i,n}^{\&prime;}\left(\frac{c_{k,i,n}^{*}}{{\mathrm{\&beta;}}_{i,n}^{*}}\right)-\mathrm{\&lambda;}\left(\begin{array}{cc}<0& c_{k,i,n}^{*}=0\\ =0& c_{k,i,n}^{*}>0\end{array}\right.$ (方程15A)

以及

$\frac{\&PartialD;L}{\&PartialD;{\mathrm{\&beta;}}_{k,i,n}}{|}_{(c_{k,i,n},{\mathrm{\&beta;}}_{i,n})=\left(c_{k,i,n}^{*}{\mathrm{\&beta;}}_{i,n}^{*}\right)}=1_{i,n}\&CenterDot;\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\&Sigma;}}}(1-u_k{R}_{{[k+1]}_K})[f_{k,i,n}\left(\frac{c_{k,i,n}^{*}}{{\mathrm{\&beta;}}_{i,n}^{*}}\right)-\frac{c_{k,i,n}^{*}}{{\mathrm{\&beta;}}_{i,n}^{*}}{f}_{k,i,n}^{\&prime;}\left(\frac{c_{k,i,n}^{*}}{{\mathrm{\&beta;}}_{i,n}^{*}}\right)]$

$+1_{i,n}\&CenterDot;\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\&Sigma;}}}{u}_k{R}_k[f_{{[k+1]}_{K}i,n}\left(\frac{c_{{[k+1]}_K,i,n}^{*}}{{\mathrm{\&beta;}}_{i,n}^{*}}\right)-\frac{c_{{[k+1]}_K,i,n}^{*}}{{\mathrm{\&beta;}}_{i,n}^{*}}{f}_{{[k+1]}_K,i,n}^{\&prime;}\left(\frac{c_{{[k+1]}_K,i,n}^{*}}{{\mathrm{\&beta;}}_{i,n}^{*}}\right)]-t_n\left\{\begin{array}{cc}>0& {\mathrm{\&beta;}}_{i,n}^{*}=1\\ =0& {\mathrm{\&beta;}}_{i,n}^{*}\&Element;\left(\mathrm{0,1}\right).\end{array}\right.$

(方程15B)

否则，如果 ${\mathrm{\&beta;}}_{i,n}^{*}=0,$ 那么，

对于所有的 ${\mathrm{\&beta;}}_{i,n}^{*}\&Element;\left(\mathrm{0,1}\right]$ 且c_k，i，n＞0， $c_{k,i,n}\frac{\&PartialD;L}{{\&PartialD;c}_{k,i,n}}+{\mathrm{\&beta;}}_{i,n}\frac{\&PartialD;L}{\&PartialD;{\mathrm{\&beta;}}_{i,n}}\&le;0$ (方程15C)

另外，其它KKT条件包括

$\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\&Sigma;}}}{u}_k[\left(\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{i=1}{\overset{2^K}{\mathrm{\&Sigma;}}}{1}_{i,n}{\mathrm{\&beta;}}_{i,n}{f}_{k,i,n}\left(\frac{c_{k,i,n}}{{\mathrm{\&beta;}}_{i,n}}\right)\right)\&CenterDot;R_{{[k+1]}_K}-\left(\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{i=1}{\overset{2^K}{\mathrm{\&Sigma;}}}{1}_{i,n}{\mathrm{\&beta;}}_{i,n}{f}_{{[k+1]}_K,i,n}\left(\frac{c_{{[k+1]}_{K}i,n}}{{\mathrm{\&beta;}}_{i,n}}\right)\right)\&CenterDot;R_k]=0$

(方程15D)

u_k≥0，k＝1，...，K，          (方程15E)

以及方程13B～13D中所表示的约束。

当1_i，，n＝0时，

${\mathrm{\&beta;}}_{i,n}^{*}=0$ 以及 $C_{k,i,n}^{*}=0,\&ForAll;k.$ (方程16)

当1_i，n＝1时，使用方程15A和15C

$C_{k,i,n}^{*}={\mathrm{\&beta;}}_{i,n}^{*}{f}_{k,i,n}^{\&prime;-1}\left(\frac{{\mathrm{\&lambda;}}_0}{1-u_k{R}_{{[k+1]}_K}+u_{{[k-1]}_K}{R}_{{[k-1]}_K}}\right),$ (方程17)

其中

${\mathrm{\&lambda;}}_0=\left\{\begin{array}{cc}(1-u_k{R}_{{[k+1]}_K}+u_{{[k-1]}_K}{R}_{{[k-1]}_K})f_{k,i,n}^{\&prime;}\left(0\right)& f_{k,i,n}^{\&prime;-1}\left(\frac{\mathrm{\&lambda;}}{1-u_k{R}_{{[k+1]}_K}+u_{{[k-1]}_K}{R}_{{[k-1]}_K}}\right)<0\\ \mathrm{\&lambda;}& f_{k,i,n}^{\&prime;-1}\left(\frac{\mathrm{\&lambda;}}{1-u_k{R}_{{[k+1]}_K}+u_{{[k-1]}_K}{R}_{{[k-1]}_K}}\right)\&le;0.\end{array}\right.$

(方程18)

另一方面，从方程15B和15C得到

${\mathrm{\&beta;}}_{i,n}^{*}=\left\{\begin{array}{cc}0& t_n>G_{i,n}\left({\mathrm{\&lambda;}}_0\right)\\ 1& t_n<G_{i,n}\left({\mathrm{\&lambda;}}_0\right)\end{array}\right.$ (方程19)

其中

(方程20)

以及

$Q_{k,i,n}\left({\mathrm{\&lambda;}}_0\right)=(1-u_k{R}_{{[k+1]}_K}+u_{{[k-1]}_K}{R}_{{[k-1]}_K})\&CenterDot;[f_{k,i,n}\left(f_{k,i,n}^{\&prime;-1}\left(\frac{{\mathrm{\&lambda;}}_0}{1-u_k{R}_{{[k+1]}_K}+u_{{[k-1]}_K}{R}_{{[k-1]}_K}}\right)\right)$

$-f_{k,i,n}^{\&prime;-1}\left(\frac{{\mathrm{\&lambda;}}_0}{1-u_k{R}_{{[k+1]}_K}+u_{{[k-1]}_K}{R}_{{[k-1]}_K}}\right)\&CenterDot;\frac{{\mathrm{\&lambda;}}_0}{1-u_k{R}_{{[k+1]}_K}+u_{{[k-1]}_K}{R}_{{[k-1]}_K}}].$

(方程21)

为了满足方程13C的约束，

${\mathrm{\&beta;}}_{i,n}^{*}=1$ 且 ${\mathrm{\&beta;}}_{i,n}^{*}=0$ 对于所有的i≠i’                (方程22)

其中

$i^{\&prime;}=\underset{i\&Element;{\mathrm{\&psi;}}_n}{\arg \max }{G}_{i,n}\left({\mathrm{\&lambda;}}_0\right),$ ${\mathrm{\&psi;}}_n=\{i:\arg 1_{i,n,i}=1\}.$ (方程23)

此处，Ψ_n表示第n个副载波中可允许组合的集合。

给定(λ，u₁，u₂，…，u_k)的值，可以得到(C_k，i，n ^*，β_i，n ^*)的最优解。然而，为了满足方程13B、13D、15D以及15E的KKT条件，对(λ，u₁，u₂，…，u_k)的值进行调整。

于是，按如下步骤，根据一个实施例的迭代技术得到(λ，u₁，u₂，…，u_k)的值：

步骤1：初始化KKT乘子u₁＝u₂＝…u_k＝0，并且把λ初始化为极小值。

步骤2：根据(λ，u₁，u₂，…，u_k)的当前值，使用方程16～23计算(C_k，i，n ^*，β_i，n ^*)的临时最优解。

步骤3：检查是否满足基于方程13B的KKT条件。如果满足，转向下一步骤。如果不满足，调整λ的值，并且使用更新过的λ的值重复步骤2，直至满足方程13B中的总功率约束。

步骤4：检查是否全部满足基于方程13D、15D以及15E的KKT条件。如果满足，停止。

如果不满足一个或多个条件，则迭代地搜寻(u₁，u₂，…，u_k)的值。

在每次迭代中，选择满足下列方程的用户k^o：

$k^o=\underset{k}{\arg \max }{E}_k^{+}$ (方程24)

其中，

(方程25)

以及

$E_k=\frac{\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{i=1}{\overset{2^K}{\mathrm{\&Sigma;}}}{1}_{i,n}{\mathrm{\&beta;}}_{i,n}{f}_{k,i,n}\left(\frac{c_{k,i,n}}{{\mathrm{\&beta;}}_{i,n}}\right)}{R_k}-\frac{\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{i=1}{\overset{2^K}{\mathrm{\&Sigma;}}}{1}_{i,n}{\mathrm{\&beta;}}_{i,n}{f}_{{[k+1]}_K,i,n}\left(\frac{c_{{[k+1]}_K,i,n}}{{\mathrm{\&beta;}}_{i,n}}\right)}{R_{{[k+1]}_K}}$ (方程26)

为了使

使用二等分方法搜寻

的值。具体地讲，把初始低范围

设置为当前值

并且把初始高范围设置为：

$u_{k^0}^{\left(u\right)}=\frac{1-(\mathrm{\&lambda;}\&CenterDot;\ln 2/{\mathrm{\&gamma;}}_{k^o}^{\max })+u_{{[k^o-1]}_K}{R}_{{[k^p-1]}_K}}{R_{{[k^o+1]}_K}}$ (方程27)

其中，

这表示所有副载波中针对用户k^o的最佳信道增益。

对初始高范围

进行设置，以致对于所有n，

在这样的情况下，

因此，导致

的的正确的值应该在

和

之间。

令 $u_{k^o}^{\left(m\right)}=\frac{(u_{k^o}^{\left(l\right)}+u_{k^o}^{\left(u\right)})}{2},$ 并且使用

重复步骤2。

如果 $E_{k^o}>0,$ 令

$u_{k^o}^{\left(l\right)}=u_{k^o}^{\left(m\right)}$ (方程28)

否则，如果 $E_{k^o}<0,$ 令

$u_{k^o}^{\left(u\right)}=u_{k^o}^{\left(m\right)}$ (方程29)

重复二等分搜寻过程，直至 $E_{k^o}=0.$

根据方程24，转向另一个用户，并且重复迭代过程，直至满足方程13D、15D以及15E中的所有KKT条件。

步骤5：重复步骤3和步骤4。

当未找到满足条件

的

的值时，执行步骤4的二等分搜寻过程。接下来，搜寻过程可能会在

和

两种情况之间振荡，因为这两个组合可能交替地占据同一个副载波。因此，在给定

的关键值的情况下，在该副载波上，这两个组合具有相同的G值(参见方程20)。在这样的情况下，可以使用共享因子β_i，n取区间(0，1)中的值。具体地讲，假设存在共享同一副载波n^o的两个组合i₁和i₂。如果仅选择了组合i₁，则把针对用户k^o和用户[k^o+1]_K的所得到的每OFDM码元总比率分别表示为

和

作为选择，如果仅选择了组合i₂，则把所得到的每OFDM符号总比率分别改变为

和

然后，可以得到如下的针对所述两个组合的共享因子：

${\mathrm{\&beta;}}_{i_1,n^o}=\frac{R_{k^o}{S}_{{[K^o+1]}_K}^{\&prime;}-R_{{[k^o+1]}_K}{S}_{k^o}^{\&prime;}}{R_{{[k^o+1]}_K}(S_{k^o}-S_{k^o}^{\&prime;})-R_{k^o}(S_{{[k^o+1]}_K}-S_{{[k^o+1]}_K}^{\&prime;})}$ (方程30)

和

${\mathrm{\&beta;}}_{i_2,n^o}=\frac{R_{{[k^o+1]}_K}{S}_{k^o}^{\&prime;}-R_{k^o}{S}_{{[k^o+1]}_K}^{\&prime;}}{R_{{[k^o+1]}_K}(S_{k^o}-S_{k^o}^{\&prime;})-R_{k^o}(S_{{[k^o+1]}_K}-S_{{[k^o+1]}_K}^{\&prime;})}$ (方程31)

在20MHz的频带上以64个副载波模拟OFDM系统。把无线信道建模为具有指数功率延迟型态和300ns的均方根(RMS)延迟传播的6路Rayleigh衰减信道。在该模拟中，假设在每一移动装置处所装备的发射天线的数目M_t等于2，且在每一AP处的接收天线的数目M_r等于4。选择10^-6的目标BER_t，以维持分组错误和重新传输的低概率。反馈质量ξ(如在方程2中所定义的)通常为0.8或者0.8以上，是通过对Doppler频率的规格化所确定的。因此，为了进行模拟，假设在发射器处ξ为0.8(f_dt_Δ＝0.15)，并且相应地设置ρ_th＝0.4。同样，把分组长度(包括有效载荷和介质存取控制报头)均匀分布在100个字节和1000个字节之间。

在图7中，针对两个其它方案上的跨层方案说明了每分组OFDM码元的平均数目。具体地讲，图7说明了针对跨层方法730、物理层优化720以及固定分配710的曲线。模拟了具有4个用户的情况。用于比较的第一方案为这样一个方案：从物理层的角度最大化原始数据速率，但未考虑上层中分组的问题(例如，不具有源于原始问题的方程7D的约束)。把这一方案称为物理层优化。把第二个方案称为固定分配，其采用了频分多路存取(FDMA)和基于现有波束形成的固定调制。通过令δ₁＝1和δ₂＝0，可获得现有的波束形成。另一方面，把每分组OFDM码元的数目定义为用于数据传输的OFDM码元的数目除以包括在该数据帧中的分组的数目。

如以上所提到的，由用户确定每一数据帧的持续时间。考虑4个用户的情况。把每副载波发射信噪比(SNR)定义为SNR＝P_Total/(N·N₀)，其中，N₀表示噪音功率。在不失一般性的情况下，在该模拟中N₀＝1。从该图中可以容易地看出，在所考虑的SNR的整个范围内，跨层方法所使用的OFDM码元的数目明显少于其它两种方案的所述数目。因此，跨层方法总是能够实现吞吐量的提高，并且能够更有效地利用资源。使用固定分配或者物理层优化，在低SNR区域中，所使用的OFDM码元的数目可以增加至无穷，因为固定分配是典型的低效的，这可能导致具有低总功率预算的零分配。而在物理层优化的情况下，可能切断某些具有差的信道条件的用户，以最大化所有用户的数据速率的总和。因此，这些切断的用户支配着OFDM码元的数目，所以将会趋向于接近无穷。因而，单层中的优化可能不是高效的。相比之下，跨层方法具有更多的优点。

将通过模拟与/或实验考察不同方案的吞吐量性能。就这些模拟/实验的目的而言，假设Rayleigh衰减在每一数据帧中为准稳态的，并且在不同数据帧之间是互相独立的。使用具有20K_t个用户的系统，而且可同步支持的用户的最大数目为K_max＝M_r＝4。还假设业务量为饱和的业务量。在补偿过程中，CW_min等于8，且CW_max等于256。

在一个实施例中，根据当前的802.11a标准设计了包括RTS、CTS、ACK的控制帧的格式，它们由帧控制字段(2字节)、持续时间字段(2字节)、接收器地址(RA)字段(6字节)、发射器地址(TA)字段(6字节，仅在RTS中)、以及帧检查序列(FCS，4字节)构成。然而，将认可，也可以使用用于控制帧的其它格式。由于支持MPR，所以可能要求多RA字段用于CTS和ACK帧确认具有成功RTS请求或者数据传输的节点。可以按相同的速率(例如，6Mbps)或者按可变速率发射所有控制帧。表1中列出了该模拟中所使用的其它参数。然而，将认可，这些参数仅为示范性的，在其它实施例中，也可以使用其它参数值。

表1：

时隙	9us
		SIFS	16us
DIFS	34us
		PHY报头	20us
OFDM码元持续时间	4us
		CTStimeout	300us
ACKtimeout	300us

与其中结合地设计MPR和自适应资源分配的跨层方法相比，在经典的无线系统中既不应用MPR，也不应用自适应资源分配。把这些先前的方法分别称为MPR+固定资源分配(FRA)、无MPR+动态资源分配(DRA)、以及无MPR+FRA。另一种用于比较的方案是这样的一种方案：其中，AP检测多个RTS分组，但仅使用自适应资源分配向一个用户发送CTS。把该方案称为以单数据分组传输的多RTS接收(MRSD)。图8表示的是当SNR从5dB增加至30dB时不同技术所实现的平均吞吐量。具体地讲，图8说明了跨层方法810、MPR+FRA 820、MRSD 830、无MPR+DRA 840以及无MPR+FRA 850的曲线。如果数据分组中的所有比特被正确地解码，则把该数据分组定义为被成功地接收。

然后，把平均吞吐量定义为在一时间单位(例如，ms)内成功接收到的分组的平均数目。对于该模拟，假设了未编码的系统。与其它方案相比，跨层方法可以实现平均吞吐量的显著改进。而且，在大多数情况下，除了在低SNR范围内，MPR+FRA在性能上超过MRSD和无MPR+DRA。因此，随着SNR的增加，MPR发挥了比DRA更重要的作用，因为可以通过一次调度多个用户，明显地减少信道存取竞争所需的开销。仔细观察该图进一步表明，与使用MPR的方案相比，对于不同的SNR，无MPR方案的平均吞吐量似乎更加稳定。另一方面，在高SNR范围内，w/o MPR+DRA和w/o MPR+FRA方案之间的吞吐量差距变窄。

在以上的实验中，使用了具有20K_t个用户的系统。进行了在不同网络规模情况下确定方案的性能的模拟。图9比较了网络中的用户数目从5个增加至100个时不同方案的平均吞吐量。对于该模拟假设SNR为15dB。图9说明了跨层方法910、MPR+FRA 920、MRSD 930、无MPR+DRA 940以及无MPR+FRA 950的曲线。无论对于小规模系统还是对于大规模系统，跨层方法在性能上均超过其它方案。另外，无MPR+FRA方法也具有与无MPR+DRA十分相类似的性能，随着用户数目K_t的增加，其单调地降低。具体地讲，对于这些方案，当竞争存取的用户数目增加时，会发生更多的冲突，因此，将浪费更多的资源。

相比之下，在最小网络规模的情况下，不能够达到跨层方法或者MPR+FRA方案的峰值吞吐量。特别是，描述了从K_t＝5至K_t＝30使用跨层方法的吞吐量的增加，因为有效地利用了资源，且当用户数目相对小时，不能充分利用多用户分集。因此，跨层方法中对应于最大吞吐量的用户数目大于MPR+FRA方案的对应于最大吞吐量的用户数目。另一方面，MRSD的吞吐量相对于不同用户数目基本上保持不变，因为无多用户分集增益可以利用，且当用户数目增加时，多RTS接收控制的使用可以减少冲突。

在至此所描述的实验中，假设网络中的业务量为饱和。然而，更实际的情况是，对业务量到达模式进行具有普遍性的假设。在这一节中，根据参数r_j的泊松(Poisson)分布，针对用户j的队列生成分组。于是，两个相继分组的到达之间的时间间隔遵循指数分布。r_j为单位时间内的到达强度，或分组到达速率。假设K_t个用户的分组到达处理是独立的，并且由η表示网络容量。特别是，为使系统稳定或者平衡，

应不大于η。

图10说明了不同分组到达速率情况下的平均分组延迟。把分组延迟定义为从分组到达时直至接收到该分组的ACK时的时间间隔。具体地讲，图10说明了SNR＝15dB以及K_t＝20时的分组延迟。图10说明了跨层方法1050、MPR+FRA 1040、MRSD 1030、无MPR+DRA 1020以及无MPR+FRA 1010的曲线。为了不失一般性，假设对于所有用户，表示为r的分组到达速率是相同的。使用MPR+DRA，当r大于0.18分组/ms时，系统变得不稳定(例如，平均分组延迟随时间无限地增加)。MRSD、无MPR+DRA和无MPR+FRA的性能更为糟糕，这导致了无限的分组延迟，除非分组到达速率分别低于0.15分组/ms、0.13分组/ms、0.12分组/ms。相比之下，在重业务量负载的情况下，使用跨层方法的平均分组延迟明显低于其它方案的平均分组延迟。特别是，当分组以0.18分组/ms的速率到达时，与MPR+FRA相比，该技术可以实现60％的延迟减少。另外，只要分组到达速率不超过0.26分组/ms，所述系统就可以保持稳定。而且，从图8中所说明的结果可以得出：使用该技术的网络容量η在15dB的SNR大约为5.2分组/ms。此处，这验证了这样的理论：当累积的分组到达速率K_t·r小于网络容量η时，系统是稳定的。另一方面，随着业务量负载的减小，不同方案之间的分组延迟差距逐渐缩小，并最终消失。

在给定SNR的不同值的情况下，确定这些方案的平均分组延迟。图11说明了假定分组到达速率r＝0.14分组/ms和K_t＝20时平均分组延迟的比较。具体地说，图11说明了跨层方法1150、MPR+FRA 1140、MRSD 1130、无MPR+DRA 1110以及无MPR+FRA 1120的曲线。如所期望的，平均分组延迟随着SNR的增大而减少，且在整个SNR范围内，跨层方法在性能上明显优于其它方案。为了使系统稳定，与MPR+FRA、MRSD、无MPR+DRA以及无MPR+FRA相比，跨层方法分别可以获得5dB、6dB、11dB、14dB的SNR优势。而且，可以看出，与图9不同，对于轻业务量负载，分组延迟的差距减小，甚至对于高SNR，不同方案的延迟性能不收敛。其原因在于，与无MPR方案相比，当业务量负载不太高时，MPR可以明显降低冲突的概率，并且改进分组延迟。

图12中说明了在不同分组到达速率的情况下不同方案的吞吐量性能。具体地讲，图12说明了跨层方法1250、MPR+FRA 1240、MRSD 1230、无MPR+DRA 1220以及无MPR+FRA 1210的曲线。每一种方案都具有对系统吞吐量有重要影响的分组到达速率的阈值。当分组到达速率低于这样的阈值时，吞吐量随分组到达速率的增加线性地减小。否则，吞吐量基本保持不变。这种现象能够容易地得以理解，且从图10中可以获得这些阈值，在这些关键点，系统变得不稳定，而且分组延迟会趋向无穷。替代地，也可以通过把网络容量(例如，在饱和情况下所达到的最大系统吞吐量)除以用户数目确定这些阈值。

参照图13，其说明了根据一个实施例的接收器处的示范性系统。在这一例子中，接收器具有多个接收天线1380以及多个发射天线。该系统具有可以硬件或者软件实现的各种部件。在该所说明的系统中，有5个部件：请求发送(Request To Send)部件1310、传输参数部件1320、允许发送(Clear To Send)部件1330、数据接收部件1340、以及广域网存取部件1350。

请求发送部件1310从发行社器接收请求发送分组，所述分组包括信道状态信息。传输参数部件1320至少部分地基于请求发送中所提供的信道状态信息来确定最小化传递时间的传输参数。允许发送部件1330生成具有所确定的传输参数的允许发送分组，并且将其发送到进行了请求发送的发射器。数据接收部件使用传输参数对从多个发射器所接收的数据进行解码。可以经由广域网存取部件1350发送某些已解码的数据，以把数据传递到诸如因特网的广域网。

就以上所描述的各示范性系统而言，参照图14和图15的流程图，将可更好地理解能够根据所公开的主题实现的各种方法。尽管为了解释上的简单性把所述方法示为和描述为一系列模块，然而应该意识到，所要求的主题并不局限于这些模块的次序，因为某些模块可以按与此处所解释和所描述的次序不同的次序和/或与其它模块同时出现。在通过流程图说明非顺序(即，分支)流的情况下，将认可，也可以实现能够达到相同或者类似结果的各种其它分支、流程路径、以及模块的次序。而且，并不要求所有所说明的模块都能够实现以下所描述的方法。

参照图14，说明了用户设备发射器的方法1400。在1405处，感应信道，以确定信道是否空闲。当信道闲置时1410，在1415处，发射器等待不超过竞争时间段的随机时间。将认可，所述随机时间可以为伪随机时间。在1420处，把请求发送(RTS)帧发送至接收器。所述帧包括地址信息以及信道状态信息。如果冲突发生，则把竞争时间段扩大一倍，并且重复动作1415和1420。最终，在1430处，以传输参数从接收器接收允许发送帧。在1440处，根据传输参数发送数据。在1445处，所述方法可以继续允许更多数据的传输。

参照图15，说明了接收器的方法1500。为了简洁起见，针对与单一发射器进行通信的情况说明了所述方法。然而，将认可，接收器可以与多个发射器同时进行交互。

在1505处，接收请求发送(RTS)帧。RTS分组包括信道状态信息以及地址信息。在1510处，识别发射器，例如，使用RTS分组中的地址信息。在1515处，向所识别的发射器发送确认(ACK)。在1520处，确定传输参数，以有效地使用物理层，例如，通过执行以上的步骤1～5。在1525处，以确定的传输参数发送允许发送(CTS)帧。在1530处，从发射器接收数据。

示范性用户设备

如以上所提到的，本发明应用于其中可需要用作无线网络中的接收器或者发射器的任意设备，其中，接收器或者发射器具有多个天线。因此，应该意识到，各种类型的手持的、便携的以及其它计算设备和计算对象均可望与本发明相结合地使用，即，在任意无线设备可用于接收、处理或者存储数据的场合。因此，以下图16中所描述的通用用户设备仅为一个实例，实际上可以使用具有无线网络互操作性和交互能力的任意计算设备实现本发明。

于是，图16说明了其中可实现本发明的合适的计算系统环境1600的实例，尽管如以上所明确说明的，计算系统环境1600仅为合适的计算环境的一个实例，并不旨在对本发明的使用范围或者功能性加以任意限制。不应该把计算环境1600解释为具有与示范性操作环境1600中所说明的任意一个部件或者部件的组合相关的任意依赖性或者要求。

参照图16，说明了用于实现本发明的示范性的远程设备，其包括计算机形式的用户设备1610。计算机1610的部件可以包括，但不局限于处理单元1620、系统存储器1630、以及把包括系统存储器在内的各种系统部件耦合于处理单元1620的系统总线1621。系统总线1621可以为总线结构的几个类型中的任意类型，所述多种总线结构包括存储器总线或者存储器控制器、外部总线、以及使用各种总线架构中任意一种的局部总线。

计算机1610通常包括各种计算机可读介质。计算机可读介质为能够由计算机1610加以存取的任意可用介质。例如，并非限制性的，计算机可读介质可以包括计算机存储介质和通信介质。计算机存储介质可以包括以用于存储诸如计算机可读指令、数据结构、程序模块或者其它数据之类的信息的方法或者技术所实现的易失与非易失、可拆卸与不可拆卸介质。计算机存储介质包括，但不局限于RAM、ROM、EEPROM、闪存或者其它存储器技术、CDROM、数字多用途盘(DVD)或者其它光盘存储、盒式磁带、磁带、磁盘存储或者其它磁存储设备、或者任意能够用于存储所需信息和可由计算机1610加以存取的其它介质。通信介质典型地具体体现为计算机可读指令、数据结构、程序模块或者诸如载波或者其它传送机制的调制数据信号中的其它数据，并且可包括任意信息传递介质。

系统存储器1630可以包括以诸如只读存储器(ROM)与/或随机存取存储器(RAM)的易失与/或非易失存储器形式的计算机存储介质。可以把基本输入/输出系统(BIOS)存储在存储器1630中，所述BIOS包括基本例程，这些例程有助于在计算机1610中的元件之间传送信息，例如在启动期间。存储器1630通常还包括处理单元1620可立即存取和/或当前在处理单元1620上操作的数据和/或程序模块。例如，并非限制性的，存储器1630还可以包括操作系统、应用程序、其它程序模块、以及程序数据。

计算机1610还可以包括其它可拆卸/不可拆卸、易失/非易失计算机存储介质。例如，计算机1610可以包括从非可拆卸、非易失磁介质读或者向非可拆卸、非易失磁介质写的硬盘驱动器；从可拆卸、非易失磁盘读或者向可拆卸、非易失磁盘写的磁盘驱动器；和/或从可拆卸、非易失光盘读或者向可拆卸、非易失光盘写的光盘驱动器，例如，所述可拆卸、非易失光盘为CD-ROM或者其它光介质。可用于该示范性操作环境的其它可拆卸/不可拆卸、易失/非易失计算机存储介质包括，但不局限于盒式磁带、闪存卡、数字多用途盘、数字录像带、固态RAM、固态ROM等。通常，通过诸如接口之类的不可拆卸存储器接口把硬盘驱动器连接于系统总线1621，且通常，通过诸如接口之类的可拆卸存储器接口把磁盘驱动器或者光盘驱动器连接于系统总线1621。

用户可以通过诸如键盘和通常称为鼠标器、追踪球或者触控板的指向设备的输入设备，把命令和信息输入计算机1610中。其它输入设备可以包括麦克风、操纵杆、游戏垫、卫星碟、扫描仪等。通常，通过用户输入设备1640和耦合于系统总线1621的一个或多个相关接口把这些以及其它输入设备连接于处理单元1620，然而也可通过诸如并行端口、游戏端口或者通用串行总线(USB)的其它接口和总线结构把这些以及其它输入设备连接于处理单元1620。也可以把图形子系统连接于系统总线1621。还可以经由诸如输出接口1650之类的接口把监视器或者其它类型的显示设备连接于系统总线1621，接下来，其又可以与视频存储器进行通信。除了监视器，计算机还可以包括诸如扬声器和打印机之类的其它外部输出设备，可以通过输出接口1650连接这些外部输出设备。

计算机1610可以使用连接于一个或多个其它远程计算机的逻辑连接，运作在分布式环境中，例如，所述其它远程计算机为远程计算机1670，而远程计算机1670又可以具有不同于设备1610的能力。远程计算机1670可以为个人计算机、服务器、路由器、网络PC、同级设备或者其它公共网络结点、或者任意其它远程介质消费或者传输设备，并且可以包括以上关于计算机1610所描述的任意或者全部元件。图16中所描述的逻辑连接包括诸如无线局域网(LAN)的网络1671，但也可以包括其它网络/总线。

通过网络接口或者具有多个天线的适配器把计算机1610连接于无线LAN 1671。当在WAN联网环境中使用时，计算机1610通常包括诸如调制解调器的通信部件、或者用于在诸如因特网的WAN上建立通信的其它机制。可以经由输入设备1640的用户输入接口或者其它适当的机制，把可为内部或者外部的诸如调制解调器之类的通信部件连接于系统总线1621。在联网环境中，关于计算机1610所描述的程序模块或者其若干部分被存储在远程存储器存储设备中。

也可以通过具体体现为程序代码形式的通信实践本发明的方法与装置，可在某种传输介质上，例如在电布线或者电缆连接上，通过光纤、或者经由任意其它传输形式发送所述程序代码，其中，当接收到程序代码时，将其加载于某种装置，并且由这种装置加以执行，例如，所述装置可为EPROM、门阵列、可编程逻辑器件(PLA)、客户计算机等，所述装置成为实践本发明的装置。当在通用处理器上实现时，所述程序代码与处理器相结合，以提供可操作以调用本发明的功能性的唯一的装置。另外，与本发明相结合所使用的任意存储技术必将为硬件与软件的组合。

而且，也可以使用能够制造控制实现此处所详细描述的各个方面的基于计算机或者处理器的设备的软件、固件、硬件、或者它们的任意组合的标准程序设计和/或工程设计技术，把所公开的主题作为系统、方法、装置、或者制品加以实现。此处所使用的术语“制品”(也可称为“计算机程序产品”)旨在囊括可从任意计算机可读设备、载体、或者介质存取的计算机程序。例如，计算机可读介质可以包括，但不局限于磁存储设备(例如，硬盘、软盘、磁条...)、光盘(例如，致密盘(CD)、数字多用途盘(DVD)...)、智能卡、以及闪存设备(例如，存储卡、存储棒)。另外，众所周知，可以使用载波装载计算机可读电子数据，例如，那些用于发送和接收电子邮件、或者用于存取诸如因特网或局域网(LAN)的网络的数据。

已经针对多种部件之间的交互描述了以上所提到的系统。将认可，这样的系统和部件可以包括所述部件或者特定子部件、某些特定部件或者子部件、以及其它的部件，并且符合上述各种排列与组合。也可以把子部件作为可通信地耦合于其它部件而不是包括在亲部件中的部件加以实现。另外，需要加以注意的是，可以把一个或多个部件组合成提供集合功能的单一部件，或者将其划分成多个独立的子部件，并且可以提供任意一个或多个中间层，例如管理层，以可通信地耦合于这样的子部件，从而可提供集成的功能。此处所描述的任意部件还可以与此处未特别加以描述，但本领域技术人员通常知道的一个或多个其它部件进行交互。

尽管已经结合各附图中的优选实施例描述了本发明，然而应该意识到，在不背离本发明的宗旨的情况下，可以使用其它类似的实施例，也可以对所描述的实施例进行修改与添加，以执行本发明的相同的功能。

尽管各示范性实施例在诸如类IEEE 802.11的特定网络系统环境中利用了本发明，然而本发明并不局限于此，实际上，可以使用任意无线网络提供用于多分组接收介质存取控制和资源分配的方法。具体地讲，可以在诸如无线个人区域网、无线大都市区域网、以及无线广域网之类的各种规模的无线网络中使用所述技术。另外，也可以在多个处理芯片或者器件中或者跨这些芯片或者器件实现本发明。因此，本发明并不局限于任意单一实施例，而应该将其视为根据所附权利要求的范围。

权利要求书(按照条约第19条的修改)

1.一种计算机可读介质，其执行用于在多分组接收无线网络中传输数据的方法，所述方法包括：

感应信道，以确定多分组接收网络中是否存在任意未决的传输；

当信道闲置了超过第一预定时间的间隔时，

等待不超过预定初始竞争窗口的随机时间；

发送请求发送控制帧；

当从接收器接收到允许发送控制帧时，

等待第二预定时间；以及

根据允许发送控制帧中指定的参数来传输数据，其中所述允许发送控制帧中指定的参数基于与信道状态、或至少一个分组的长度相关联的数据的至少其中之一。

2.根据权利要求1所述的计算机可读介质，其中，根据允许发送帧中指定的参数的数据的传输，包括通过形成时空编码的OFDM块传输数据，时空编码的OFDM块是通过把指定为参数的一部分的两个相继的OFDM码元配对而形成的。

3.根据权利要求1所述的计算机可读介质，其中，所述方法进一步包括：当进行请求发送时发生冲突时，

把竞争窗口扩大一倍；

等待信道闲置超过第一预定时间的时间；

等待不超过已扩大一倍的竞争窗口的随机时间；以及

发送请求发送控制帧。

4.根据权利要求3所述的计算机可读介质，其中，所述方法进一步包括当成功地传输了请求发送控制帧时，把竞争窗口重新设置为初始竞争窗口。

5.根据权利要求1所述的计算机可读介质，其中，所述方法进一步包括如果在确认到期时间段内未从接收器接收到确认，则重新传输请求以发送控制帧。

6.根据权利要求1所述的计算机可读介质，其中，所述无线网络为无线局域网和MIMO无线网络的至少其中之一。

7.根据权利要求1所述的计算机可读介质，其中，所述接收器为具有多个接收天线的无线存取点。

8.一种有助于多分组接收无线网络中物理层的有效使用的方法，所述方法包括：

对于在接收器处经由多个接收天线之一接收的多个请求发送帧中的每一个请求发送帧：

识别与请求发送相关联的发射器；

发送确认回到所识别的发射器；

基于与在请求发送帧中包括的信道状态、或至少一个分组的长度相关联的数据集合的至少其中之一确定传输参数的集合，其中所述参数包括副载波信息、比特信息或功率信息的至少其中之一；以及

以所确定的传输参数的集合向所指示的发射器发送允许发送帧。

9.根据权利要求8所述的方法，其中，以所确定的传输参数发送允许发送帧的步骤包括以在传输中使用的OFDM块发送允许发送帧。

10.根据权利要求8所述的方法，其中，以所确定的传输参数发送允许发送帧的步骤包括以副载波、比特、以及功率分配信息发送允许发送帧。

11.根据权利要求8所述的方法，其中，所述接收器为无线存取点。

12.根据权利要求8所述的方法，其中，所述无线网络为MIMO无线局域网。

13.根据权利要求8所述的方法，其中，所述确定传输参数以有效地使用多分组接收的物理层的步骤包括确定副载波、比特以及功率分配信息，以减少用于数据传输的传递时间量。

14.根据权利要求8所述的方法，其中，所述发射器为SIMO设备。

15.根据权利要求8所述的方法，进一步包括：

接收从多个发射器发射的数据；以及

使用所确定的参数对从每一发射器发射的数据进行解码。

16.一种用于在基于MIMO的无线局域网中物理层的有效使用的系统，所述系统包括：

多个接收天线；

多个发射天线；

请求发送部件，其从发射器接收请求发送帧，所述帧包括信道状态信息；

传输参数部件，其至少部分地基于请求发送中所提供的信道状态信息来确定传输参数，以最小化传递时间，其中，所述传输参数包括副载波信息、比特信息或功率信息的至少其中之一；以及

允许发送部件，其以所确定的传输参数生成允许发送帧，并且将其传输到进行请求发送的发射器。

17.根据权利要求16所述的系统，进一步包括多个用户设备，每一个用户设备具有多个发射天线，并且用作生成请求发送请求的发射器。

18.根据权利要求16所述的系统，其中，所述多个接收天线进一步包括数据接收部件，该数据接收部件基于所确定的传输参数对数据进行解码。

19.根据权利要求18所述的系统，其中，所述多个接收天线进一步包括广域网存取部件，该广域网存取部件把已解码的数据传递到广域网。

20.根据权利要求16所述的系统，其中，所述传输参数包括副载波、比特、以及功率分配信息。

说明或声明(按照条约第19条的修改)

说明

以下所附内容是根据PCT条约第19条修改的内容

国际局收到于2009年11月06日寄出的有关权利要求书修改。

答复2009年9月8日的国际检索报告的19条修改和声明

附加了符合PCT条约第19条(46款)和28条的替代页。修改了权利要求1，8和16。考虑这里的评论诚意地请求对本专利申请的有利意见。

条约19(1)下的声明

修改了权利要求1，8和16以进一步澄清可以至少部分地基于信道信息和/或分组的长度，而由存取点(或其它接收器)确定一组传输参数。另外，传输参数可以包括副载波、比特和/或功率信息，且可以与允许发送(CTS)消息一起传输。

考虑D1-US2007/007812，D2-Park等和D3-Hunziker等，权利要求1-20是成立的。

本申请总的来说涉及跨层多分组接收介质存取控制，和用于具有包括多个天线的接收器的无线网络的资源分配技术。无线网络上的用户设备通过在随机补偿时间之后做出请求发送(RTS)请求，来存取网络以用于数据传输。响应于请求发送，存取点(或其它接收器)基于信道信息和/或分组长度来确定最优化物理层的使用的传输参数，例如，参数可以包括副载波、比特和功率分配信息。与允许发送(CTS)消息一起从接收器向所指示的发射器传输传输参数。一旦接收到CTS消息，根据传输参数传输数据。

相对地，D1公开了在与多个站通信的无线设备中从第一多输入多输出(MIMO)无线通信格式升级到第二MIMO格式的技术。一旦存取点被升级到新的MIMO标准，可以采用一组规则来从给定站引出某个响应，从而保护还没有升级的站(参看[0056]-[0062])。

D2涉及当IEEE802.11n MAC协议用于1Gbps的PHY速率时分析其效率，且此外，详细检查MAC载荷对所述效率的效果(参看摘要和幻灯片3-5)。但是，D2没有教导或提示至少部分地基于与请求发送(RTS)消息一起包括的信道信息而包括一组传输参数以及允许发送(CTS)消息。

D3涉及用于具有时分复用的分组导向的、阵列天线增强的自组织网络的并入的介质存取和波束形成方案。该技术涉及在多径衰减环境中增强同步单跳分组传输的密度(参看摘要，部分3和部分4)。

但是，不像所请求保护的主题，对比文件D1、D2和/或D3都没有公开通过等待随机补偿时间，并在随机补偿时间期满发送请求发送消息来请求网络上的数据传输的存取的用户设备。另外，不像所引用的对比文件，本发明的新颖性提供了基于在请求发送消息中包括的信道信息确定一组传输参数，并与允许发送消息一起发送参数的存取点或其它接收器。

Claims (20)

1.一种计算机可读介质，其执行用于在多分组接收无线网络中传输数据的方法，所述方法包括：

感应信道，以确定多分组接收网络中是否存在任意未决的传输；

当信道闲置了超过第一预定时间的间隔时，

等待不超过预定初始竞争窗口的随机时间；

发送请求发送控制帧；

当从接收器接收到允许发送控制帧时，

等待第二预定时间；以及

根据允许发送控制帧中指定的参数来传输数据。

2.根据权利要求1所述的计算机可读介质，其中，根据允许发送帧中指定的参数的数据的传输，包括通过形成时空编码的OFDM块传输数据，时空编码的OFDM块是通过把指定为参数的一部分的两个相继的OFDM码元配对而形成的。

3.根据权利要求1所述的计算机可读介质，其中，所述方法进一步包括：当进行请求发送时发生冲突时，

把竞争窗口扩大一倍；

等待信道闲置超过第一预定时间的时间；

等待不超过已扩大一倍的竞争窗口的随机时间；以及

发送请求发送控制帧。

4.根据权利要求3所述的计算机可读介质，其中，所述方法进一步包括当成功地传输了请求发送控制帧时，把竞争窗口重新设置为初始竞争窗口。

5.根据权利要求1所述的计算机可读介质，其中，所述方法进一步包括如果在确认到期时间段内未从接收器接收到确认，则重新传输请求以发送控制帧。

6.根据权利要求1所述的计算机可读介质，其中，所述无线网络为无线局域网和MIMO无线网络的至少其中之一。

7.根据权利要求1所述的计算机可读介质，其中，所述接收器为具有多个接收天线的无线存取点。

8.一种有助于多分组接收无线网络中物理层的有效使用的方法，所述方法包括：

对于在接收器处经由多个接收天线之一接收的多个请求发送帧中的每一个请求发送帧：

识别与请求发送相关联的发射器；

发送确认回到所识别的发射器；

确定传输参数以有效地使用多分组接收的物理层；以及

以所确定的传输参数向所指示的发射器发送允许发送帧。

9.根据权利要求8所述的方法，其中，以所确定的传输参数发送允许发送帧的步骤包括以在传输中使用的OFDM块发送允许发送帧。

10.根据权利要求8所述的方法，其中，以所确定的传输参数发送允许发送帧的步骤包括以副载波、比特、以及功率分配信息发送允许发送帧。

11.根据权利要求8所述的方法，其中，所述接收器为无线存取点。

12.根据权利要求8所述的方法，其中，所述无线网络为MIMO无线局域网。

13.根据权利要求8所述的方法，其中，所述确定传输参数以有效地使用多分组接收的物理层的步骤包括确定副载波、比特以及功率分配信息，以减少用于数据传输的传递时间量。

14.根据权利要求8所述的方法，其中，所述发射器为SIMO设备。

15.根据权利要求8所述的方法，进一步包括：

接收从多个发射器发射的数据；以及

使用所确定的参数对从每一发射器发射的数据进行解码。

16.一种用于在基于MIMO的无线局域网中物理层的有效使用的系统，所述系统包括：

多个接收天线；

多个发射天线；

请求发送部件，其从发射器接收请求发送帧，所述帧包括信道状态信息；

传输参数部件，其至少部分地基于请求发送中所提供的信道状态信息来确定传输参数，以最小化传递时间；以及

允许发送部件，其以所确定的传输参数生成允许发送帧，并且将其传输到进行请求发送的发射器。

17.根据权利要求16所述的系统，进一步包括多个用户设备，每一个用户设备具有多个发射天线，并且用作生成请求发送请求的发射器。

18.根据权利要求16所述的系统，其中，每一个接收器进一步包括数据接收部件，该数据接收部件基于所确定的传输参数对传输到接收器的数据进行解码。

19.根据权利要求18所述的系统，其中，每一个接收器进一步包括广域网存取部件，该广域网存取部件把已解码的数据传递到广域网。

20.根据权利要求16所述的系统，其中，所述传输参数包括副载波、比特、以及功率分配信息。

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