CN101809870B - 多通道数据检测方法和控制逻辑装置 - Google Patents

Abstract

一种用于多读取通道的样本定时的公共样本定时控制，其中多读取通道所接收的信号的信号时钟是相关联的，例如来自同时写入的磁带的并行轨道。公共样本定时控制逻辑包括：多相位误差输入(91，92)，其每个指示读取通道之一的相位误差。响应于多相位误差输入的逻辑被配置为对每个相位误差输入的相位误差指示加权，并将其与每个其他相位误差输入的相位误差指示交叉耦合，并施加与相位误差指示的噪声的方差有关的增益。反馈逻辑(141，142)响应于所述交叉耦合，并被配置为提供每个读取通道的样本定时相位评估(111，112)。

Description

多通道数据检测方法和控制逻辑装置

技术领域

本发明涉及多通道数据检测，更具体而言，涉及多读取通道的采样定时，其中多读取通道所接收的信号的信号时钟是相关联的。 

背景技术

具有多通道的数据存储通常采用可移动介质，其中将数据记录在介质的一个通路(pass)上，并在介质的可能不同的通路上以及在与记录数据的驱动器可能不同的驱动器上在随后的时间将数据读回并检测。可移动介质的一个例子是磁带，其具有多个用于进行记录的并行轨道。通常并行轨道同时被写入，使得写入在并行介质上的信号的信号时钟是相关联的。 

读回期间的符号定时恢复表示数据存储读取通道中的最关键功能之一。在适当的时刻采样模拟读回信号对于实现良好的总体性能非常重要。出现的挑战有，干扰的存在(例如信息遗失事件)，瞬时速度变化，以及各种原因的信号失真，这使得定时恢复非常困难。由于面积记录密度越来越高，减小了SNR(信噪比)余量，使得令人满意的定时恢复甚至成为更具挑战性的任务。 

定时恢复通常是基于针对每个通道的PLL(锁相环)，其目的是在采样模拟信号之前准确地评估定时偏移。在上下文中，尤其是在如上所解释的通道状况恶化的情况下，其中的问题是暂时的“时钟丢失”或“周跳”的问题。这些术语指的是这样的现象，其中定时控制环路的相位调整稳定在不期望的相位值附近，所述不期望的相位值位于与期望的操作点分开一个或若干个符号间隔时长之处。该现象经常导致位错误和符号错误的长脉冲(burst)，这可能超出纠错码(例如Reed-Solomon码)的纠错能力， 引起严重的性能恶化或者甚至是永久的错误情况。 

传统的方法已经用来针对最大噪声抑制和环路抖动最小化来优化PLL的操作，以通过使用更为可靠的决策等等来增加环路健壮性。 

其中，美国专利5,442,315通过提供全局时钟来利用多通道的优势，全局时钟通过将各个通道的PLL采用的频率寄存器的内容平均化来产生全局平均频率信号。全局平均频率被每个轨道的PLL所采用，每个轨道将其自身标度的相位误差添加到全局平均频率。 

发明内容

一种与多读取通道的样本定时有关的公共样本定时控制和方法，其中多读取通道所接收的信号的信号时钟是相关联的。 

在一个实施例中，一种公共样本定时控制逻辑包括：多相位误差输入，其每个指示所述读取通道之一的相位误差。响应于所述多相位误差输入的逻辑被配置为对每个相位误差输入的相位误差指示加权，并将其与每个其他相位误差输入的相位误差指示交叉耦合，并施加公共增益。反馈逻辑响应于所述交叉耦合，并配置为提供每个读取通道的样本定时相位评估。 

在另一实施例中，所述加权和交叉耦合是相对于每个相位误差输入的相位误差指示的积分(integral)施加的。 

在另一实施例中，对每个相位误差输入的加权与被加权的相位误差输入的相位误差指示的噪声方差(variance)相关。 

在另一实施例中，对每个相位误差输入的加权根据下式确定： 

$w_k^{\left(i\right)}=\sqrt{{\mathrm{\ρ}}_k^{\left(i\right)}/\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\ρ}}_k^{\left(n\right)}}$

其中，w_k ⁽ⁱ⁾是在时间k处通道i的权重，ρ_k ⁽ⁱ⁾是与时间k处通道i的相位误差指示相关联的噪声方差的评估的倒数，N是通道的总数目。 

在另一实施例中，对每个相位误差输入的加权根据下式确定： 

$w_k^{\left(i\right)}={\mathrm{\ρ}}_k^{\left(i\right)}/\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\ρ}}_k^{\left(n\right)}$

其中，w_k ⁽ⁱ⁾是在时间k处通道i的权重，ρ_k ⁽ⁱ⁾是与时间k处通道i的相位误差指示相关联的噪声方差的评估的倒数，N是通道的总数目。 

在另一实施例中，所述加权和施加的增益根据下式确定： 

${\mathrm{\β}}_k^{\left(i\right)}=w_k^{\left(i\right)}\sqrt{\mathrm{\ζ}}$

其中，β_k ⁽ⁱ⁾是在时间k处通道i的增益，w_k ⁽ⁱ⁾是在时间k处通道i的权重，√ζ是所述公共增益并与以下比率有关，所述比率为表征频率误差变化的噪声方差与表征所有通道的所述相位误差指示的噪声方差的比率。 

在另一实施例中，一种用于磁带驱动器的读取检测信号时钟系统包括：多相位输入，其每个指示针对所述磁带驱动器的多个读取通道之一采集的样本的相位，所述读取通道被配置为从磁带驱动器所读取的磁带提供数据的样本；响应于多相位输入中的每个的相位误差逻辑，被配置为确定读取通道之一的样本的相位误差，并相对于所述多个读取通道中的每个在相位误差输入之处提供相位误差指示；响应于相位误差输入的逻辑，被配置为对每个相位误差输入的相位误差指示加权，并将其与每个其他相位误差输入的相位误差指示交叉耦合，并施加公共增益；以及反馈逻辑，响应于所述交叉耦合，并配置为提供每个读取通道的样本定时相位评估。 

在另一实施例中，一种针对关联信号的多读取通道的公共状态空间多通道数字样本定时相位控制，所述信号在信号的定时方面相关联，其包括：多相位输入，其每个指示针对当前状态下多个读取通道之一采集的至少一个数字样本的相位，所述读取通道被配置为提供关联信号的数字样本。响应于所述多相位输入中的每个的相位误差逻辑被配置为确定在当前状态下读取通道之一的样本的相位误差，并相对于所述多个读取通道中的每个在相位误差输入之处提供相位误差指示。响应于相位误差输入的逻辑，被配置为对每个相位误差输入的相位误差指示加权，并将其与每个其他相位误差输入的相位误差指示交叉耦合，并施加公共增益；以及反馈逻辑，响应于所述交叉耦合，并配置为提供每个读取通道的下一状态的样本定时相位评估。 

附图说明

现在仅通过示例的方式，参照附图描述本发明的实施例，其中： 

图1是根据本发明实施例的并入公共采样定时控制的多通道检测系统以及与多读取通道的采样定时相关的方法的框图表示； 

图2是图1的多读取通道的采样定时控制的框图表示； 

图3是多读取通道的时序过程的图表表示； 

图4是用于两通道系统的多通道滤波器的图表表示；以及 

图5是用于两通道系统的图2的采样定时控制的图表表示。 

具体实施方式

参照图1，示出用于数据存储的多通道检测系统10，其例如采用可移动介质12，其中将数据记录在介质的一个通路上，并在介质的可能不同的通路上以及在与记录数据的驱动器可能不同的驱动器上在随后的时间将数据读回并检测。可移动介质12的一个例子是磁带，其具有多个用于进行记录的并行轨道，并且缠绕在例如数据存储盒和/或数据存储驱动器的卷轴14和15上。多轨道头部17读回可移动介质的记录内容，并将读回信号供应到多通道19，其检测来自读回信号的数据。 

参照图2，读回信号的符号定时恢复表示数据检测读取通道中的最关键功能之一。在适当的时刻采样模拟读回信号对于实现良好的总体性能非常重要。对于定时恢复出现的挑战有，干扰的存在(例如信息遗失事件)，瞬时速度变化，以及各种原因的信号失真。由于面积记录密度越来越高，减小了SNR(信噪比)余量，使得令人满意的定时恢复甚至成为更具挑战性的任务。 

定时恢复通常是基于针对每个通道的PLL(锁相环)，其目的是在采用模拟信号之前准确地评估定时偏移。存在许多形式的PLL，包括在美国专利No.5,442,315中论述的PLL。 

图2示出根据本发明并入公共采样定时控制的图1的多通道检测系统的实施例。 

来自图1的头部17的针对每个通道的输出信号例如通过ADC(模数转换器)从模拟被转换为数字，每个通道的数字信号流被提供在图2的输入31，32...38之一处。在这种架构下，数字信号流还没有进行相位或频率的调整，因为ADC通过自由运行的时钟来计时。这样的架构避免了每个通道需要一个电压控制的震荡电路，这代表多通道系统的一种执行优势。均衡器41，42...48可以调整上述信号以补偿例如头部17和/或介质12的特性，并向样本内插逻辑51，52...58提供结果信号。样本内插逻辑51，52...58对均衡化的数字信号流进行采样，并将其进行内插，使得在理想情况下用于写入和读取数据的各时钟信号的频率和相位之间的任意偏移得到补偿。例如过采样架构中的样本内插逻辑通常将采集5个输入样本以生成期望样本率的4个输出样本，还将在样本之间进行内插以提供处于期望采样相位的期望样本。 

每个通道的结果样本被供应到数据检测器61，62...68。一种类型的数据检测器是最大似然序列检测器，其将进来的信号与定义的特定预期信号进行比较，从而生成路径度量，并维护可能数据序列的路径存储器，选择具有最大正确似然性的数据序列。结果数据在线路71，72...78上输出，并行数据可以根据图1的多通道检测系统的需要而通过后续电路进行进一步合并。存在各种形式的数据检测器61，62...68，包括最大似然序列检测器的替代。 

实现在适当时间在接收的数字样本内进行内插包括：检测在样本内插51，52...58之后信号中仍然存在的相位误差，并将其校正。 

在一个实施例中，状态空间逻辑80包括多相位误差输入91，92...98，其每个指示读取通道之一的相位误差。状态空间逻辑被配置为响应于多相位误差输入，对每个相位误差输入的相位误差指示加权并将其与每个其他相位误差输入的相位误差指示交叉耦合，并施加公共增益。在一个实施例中，加权和交叉耦合是相对于每个相位误差输入的相位误差指示的积分，这稍后将会进行论述。 

在一个实施例中，对每个相位误差输入的加权与被加权的相位误差输 入的噪声方差有关，并可以通过加权逻辑101，102...108确定。在一个例子中，噪声方差可以包括每个通道的相位误差指示的噪声方差。替代地，加权可以基于信号采样相位的噪声方差的任何适当测量。 

反馈逻辑响应于上述交叉耦合，并配置为提供每个读取通道的样本定时相位评估111，112...118。 

样本定时相位评估调整样本时间51，52...58以趋向于校正信号中的相位误差。 

为了模拟定时过程，将频率偏移表达为“一阶自动回归”。 

∫_k+1＝∫_k+v_k.    (1) 

此处，∫_k代表时间k处的频率或频率偏移，v_k代表零均值加性高斯白噪声(AWGN)过程的实现，其自动关联函数为E(v_kv_l)＝qδ_kl。在磁带系统的例子中，物理上来说，{v_k}包括马达速度和磁带路径引入的频率变化的效应，以及写入过程期间发生的各种噪声现象。 

通过时间k处的采样相位和频率获得时间k+1处的采样相位θ_k+1： 

θ_k+1＝θ_k+f_k.    (2) 

对于多通道的情况，式(1)和(2)给出的频率和相位演化用于N个通道中的每个。 

图3包括N通道记录系统中的定时过程的表示。示出状态空间模型用于读回信号的采样相位和频率偏移。输入是随机过程v_k ⁽¹⁾，…，v_k ^(N)，其总体上彼此关联。 

这些随机过程被表示为矢量形式 其中角标代表矢量转置。因此，矢量v _k代表矢量零均值高斯随机过程，自动关联矩阵为Q，也就是，E{v_kv′_l}＝Qδ_kl。在每个通道的第一积分(integration)步骤的输出处，获得频率偏移信号∫_k ⁽¹⁾，…，∫_k ^(N)。每个通道上的第二积分步骤提供采样相位信号θ_k ⁽¹⁾，…θ_k ^(N)。采样相位的观测值被N测量噪声过程n_k ⁽¹⁾，…，n_k ^(N)所干扰。这些噪声过程可以用矢量形式表达为 

于是n _k表示矢量零均值高斯噪声过程，自动关联矩阵由R代表，也就是E{n _k n′_l}＝Rδ_kl。可以假定，噪声过程n_k ⁽¹⁾，…，n_k ^(N)是独立的高斯过程。因此，矩阵R是对角矩阵，对角元 素由R＝diag(r₁，…，r_N)代表。最终，采样相位的噪声观察值由y_k ⁽¹⁾，…，y_k ^(N)代表。 

图3的状态空间模型的最佳状态评估器等效于具有直接和交叉耦合的环路增益的N个第二阶PLL组。 

图4示出对于N＝2通道系统的多通道PLL，其中交叉耦合包括正比例项和积分项。到电路的输入是采样相位的噪声观察值y_k ⁽¹⁾和y_k ⁽²⁾。分别从y_k ⁽¹⁾和y_k ⁽²⁾减去采样相位评估θ_k/k-1 ⁽¹⁾和θ_k/k-1 ⁽²⁾，以获得两个相位误差，这些误差被提供到多输入多输出(MIMO)环路滤波器100。该滤波器的系数，又称为环路系数，由具有适当上标的α和β代表。α环路系数驱动MIMO环路滤波器的正比例项，而β驱动MIMO环路滤波器的积分项。 

总体而言，示出的多通道PLL结构涉及多输入多输出(MIMO)环路滤波器的正比例项以及积分项的相位误差(y_k ⁽ⁱ⁾-θ_k/k-1 ⁽ⁱ⁾)的加权求和。交叉耦合增益α_k ^(ij)，β_k ^(ij)，i≠j给出通道之间的最佳耦合。 

这里，各个通道中的频率偏移变化被指示为相关联的。如上所述，这通过表述噪声过程v_k ⁽¹⁾，v_k ⁽²⁾，…，v_k ^(N)是相关联的而进行捕获。根据本发明，多通道磁带系统中的定时过程包括将矢量噪声过程v _k用标量噪声过程 

替换。 

实际的环路增益总体来说是依赖于时间的。这里，通过以下方式提出稳定状态方案，即，采用用于上述状态空间模型的最佳评估器的稳定状态环路增益，并考虑到在实际系统中，过程噪声v_k将具有比测量噪声n_k ⁽¹⁾和n_k ⁽²⁾的功率低得多的功率，这导致如下增益定义： 

${\mathrm{\α}}^{\left(11\right)}={\mathrm{\α}}^{\left(21\right)}\≅\sqrt{2}\frac{{\mathrm{\ρ}}_1}{{({\mathrm{\ρ}}_1+{\mathrm{\ρ}}_2)}^{3/4}}{q}^{1/4}={\mathrm{\α}}^{\left(1\right)}$

${\mathrm{\α}}^{\left(22\right)}={\mathrm{\α}}^{\left(12\right)}\≅\sqrt{2}\frac{{\mathrm{\ρ}}_2}{{({\mathrm{\ρ}}_1+{\mathrm{\ρ}}_2)}^{3/4}}{q}^{1/4}={\mathrm{\α}}^{\left(2\right)}$

${\mathrm{\β}}^{\left(11\right)}={\mathrm{\β}}^{\left(21\right)}\≅\frac{{\mathrm{\ρ}}_1}{{({\mathrm{\ρ}}_1+{\mathrm{\ρ}}_2)}^{1/2}}{q}^{1/2}={\mathrm{\β}}^{\left(1\right)}$

${\mathrm{\β}}^{\left(22\right)}={\mathrm{\β}}^{\left(12\right)}\≅\frac{{\mathrm{\ρ}}_2}{{({\mathrm{\ρ}}_1+{\mathrm{\ρ}}_2)}^{1/2}}{q}^{1/2}={\mathrm{\β}}^{\left(2\right)}$

同时ρ＝ρ₁+ρ₂，ρ₁＝1/r₁，以及ρ₂＝1/r₂    (3) 

其中，具有适当上标的α和β分别包括正比例和积分环路系数；r_i表示具有数字i的通道上的测量噪声的变化(或功率)，也就是说，它是噪声过程n_k ⁽¹⁾的方差，并且其中q表示噪声过程v_k的功率。 

MIMO环路滤波器的两个输出被积分，以产生采样相位评估θ_k/k-1 ⁽¹⁾和θ_k/k-1 ⁽²⁾。 

在N通道系统的普遍情况下，由下式给出解法： 

${\mathrm{\α}}^{\left(\mathrm{ij}\right)}={\mathrm{\α}}^{\left(j\right)}=\sqrt{2}\frac{{\mathrm{\ρ}}_j}{{\left(\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\ρ}}_n\right)}^{3/4}}{q}^{1/4},---\left(4\right)$

${\mathrm{\β}}^{\left(\mathrm{ij}\right)}={\mathrm{\β}}^{\left(j\right)}=\frac{{\mathrm{\ρ}}_j}{\sqrt{\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\ρ}}_n}}\sqrt{q},\∀i,j=1,...,N,---\left(5\right)$

其中，ρ_j＝1/r_j。与通道j相关联的噪声方差r_j可以被认为是该通道上经历的相位抖动。 

最后，定义ζ_j＝q/r_j，将公式(4)和(5)表达为这样的形式： 

${\mathrm{\α}}^{\left(j\right)}=\sqrt{2}{\left(\frac{{\mathrm{\ρ}}_j}{\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\ρ}}_n}\right)}^{3/4}{\mathrm{\ζ}}_j^{1/4},---\left(6\right)$

${\mathrm{\β}}^{\left(j\right)}={\left(\frac{{\mathrm{\ρ}}_j}{\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\ρ}}_n}\right)}^{1/2}{\mathrm{\ζ}}_j^{1/2}.---\left(7\right)$

参照图5，根据本发明，示出图2的状态空间逻辑80的多通道PLL实施例，用于N＝2通道系统，其中省略了正比例项的交叉耦合环路系数，从而剩下仅用于积分项的环路系数的交叉耦合布置。进一步地，根据本发 明，存在与通道一样多的交叉耦合环路滤波器，包括多输入/多输出环路滤波器。 

相位误差输入91和92的每个指示读取通道之一的相位误差，其从输入信号的相位中减去样本定时相位评估111，112。状态空间逻辑80被配置为响应于多相位误差输入91，92，对每个相位误差输入的相位误差指示加权101，102，并将其与每个其他相位误差输入的相位误差指示进行交叉耦合，并施加公共增益130。在示出的实施例中，加权和交叉耦合是相对于每个相位误差输入的相位误差指示的积分。 

反馈逻辑141，142响应于上述交叉耦合，并配置为提供用于每个读取通道的样本定时相位评估111，112。 

符号 

用于积分项的环路系数。用于正比例项的非交叉耦合的环路系数在该图中用γ₁和γ₂表示，其中环路滤波器的正比例部分对于每个通道实行，即，不是全局的。 

根据本发明，忽略正比例项的相位误差的组合，而不引起任何严重的性能损失。仅对于积分项执行相位误差的组合。 

此外，根据传统的方法，例如基于环路时间响应的方法来选择参数组ζ_i＝q/r_i，所述方法最初不考虑环路耦合。这意味着，可以将ζ_i选择为相等， 

包含公共增益130。然后，根据公式(7)仅对积分项引入耦合交叉通道，因为： 

${\mathrm{\β}}_k^{\left(i\right)}=w_k^{\left(i\right)}\sqrt{\mathrm{\ζ}},---\left(8\right)$

$w_k^{\left(i\right)}=\sqrt{{\mathrm{\ρ}}_k^{\left(i\right)}/\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\ρ}}_k^{\left(n\right)}},i=1,...,N,---\left(9\right)$

其中，ρ_k ⁽ⁱ⁾是在时间k处通道i的测量噪声功率的评估的倒数，即，1/r_i的评估，而N是通道的总数目。 

替代地，加权系数被定义为忽略平方根，将加权系数定义为： 

$w_k^{\left(i\right)}={\mathrm{\ρ}}_k^{\left(i\right)}/\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\ρ}}_k^{\left(n\right)}---\left(10\right)$

其中，w_k ⁽ⁱ⁾是在时间k处通道i的权重，ρ_k ⁽ⁱ⁾是时间k处通道i的所述相位误差指示的噪声方差的评估的倒数。 

可以有各种方式来计算ρ_k ⁽ⁱ⁾。一种是从下述比较来导出，即，比较到所考虑的通道i的锁相环的输入信号的相位与预期位单元的信号相位，也即是，通过计算如此获得的误差信号的方差并进一步提取评估的方差的倒数。 

替代地，通过计算定时误差检测器提供的信号的方差，然后再次取得其倒数，来估计ρ_k ⁽ⁱ⁾。 

可以通过评估参数q和r而评估公式(8)的ζ，或通过使用设计者利用任何适宜技术发现的适宜值，来对公共增益130进行评估。一个例子是使用经典PLL设计的环路系数(用于积分项)，其中通过考虑PLL的时间响应(例如结算时间，超调的量等)来选择环路系数。ζ的该值可以保持固定，通过加权系数w将时间可变性考虑在内。 

类似地，γ项可以是固定的：这里并不使用符号α，因为滤波器并不对正比例项交叉耦合。如上所述，对于ζ，可以用设计者认为合适的任何方式，例如使用经典的基于时间响应的PLL设计，来选择这些γ项系数。 

本领域技术人员将可以理解，可以对以上论述的方法做出改变，包括改变步骤的次序。此外，本领域技术人员可以理解，可以使用与这里示出的布置所不同的具体部件布置。 

尽管已经详细地说明了本发明的优选实施例，但是明显的是，本领域技术人员可以想到对这些实施例做出的修改和调整，而不背离如所附权利要求所阐述的本发明的范围。 

Claims (12)

1.一种公共样本定时控制逻辑装置，用于被配置为读取接收信号的多读取通道，其中所述接收信号的信号时钟是相关联的，所述控制逻辑装置包括：

多相位误差输入，其每个指示所述读取通道之一的相位误差；

响应于所述多相位误差输入的逻辑装置，被配置为对每个所述相位误差输入的所述相位误差指示加权，并将其与每个其他所述相位误差输入的所述相位误差指示交叉耦合，并施加公共增益；以及

反馈逻辑装置，响应于所述交叉耦合，并配置为提供每个所述读取通道的样本定时相位评估，

其中，对每个所述相位误差输入的所述加权与被加权的所述相位误差输入的所述相位误差指示的噪声方差相关。

2.如权利要求1的公共样本定时控制逻辑装置，其中所述加权和交叉耦合是相对于每个所述相位误差输入的所述相位误差指示的积分。

3.如权利要求1的公共样本定时控制逻辑装置，其中对每个所述相位误差输入的所述加权根据下式确定：

$w_k^{\left(i\right)}=\sqrt{{\mathrm{\ρ}}_k^{\left(i\right)}/\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\ρ}}_k^{\left(n\right)}}$

其中，w_k ⁽ⁱ⁾是在时间k处通道i的权重，

是与时间k处通道i的所述相位误差指示相关联的噪声方差的评估的倒数，N是通道的总数目。

4.如权利要求1的公共样本定时控制逻辑装置，其中对每个所述相位误差输入的所述加权根据下式确定：

$w_k^{\left(i\right)}={\mathrm{\ρ}}_k^{\left(i\right)}/\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\ρ}}_k^{\left(n\right)}$

其中，w_k ⁽ⁱ⁾是在时间k处通道i的权重，是在时间k处通道i的所述相位误差指示的噪声方差的评估的倒数，N是通道的总数目。

5.如权利要求4的公共样本定时控制逻辑装置，其中所述加权和施加的增益根据下式确定：

${\mathrm{\β}}_k^{\left(i\right)}=w_k^{\left(i\right)}\sqrt{\mathrm{\ζ}}$

其中，β_k ⁽ⁱ⁾是在时间k处通道i的增益，w_k ⁽ⁱ⁾是在时间k处通道i的权重，

是所述公共增益并与以下比率有关，所述比率为关联于频率误差变化的噪声方差与关联于所有通道的所述相位误差指示的噪声方差的比率。

6.一种用于磁带驱动器的读取检测信号时钟系统，包括：

多相位输入，其每个指示针对所述磁带驱动器的多个读取通道之一采集的样本的相位，所述读取通道被配置为从所述磁带驱动器所读取的磁带提供数据的样本；

如权利要求1至5中任一个的公共样本定时控制逻辑装置；以及

响应于所述多相位输入中的每个的相位误差逻辑装置，被配置为确定所述读取通道之一的所述样本的相位误差，并相对于所述多个读取通道的每个在相位误差输入之一处提供相位误差指示。

7.一种针对关联信号的多读取通道的公共状态空间多通道数字样本定时相位控制装置，所述信号在所述信号的定时方面相关联，包括：

多相位输入，其每个指示针对当前状态下多个读取通道之一采集的至少一个数字样本的相位，所述读取通道被配置为提供所述关联信号的数字样本；

如权利要求1至5中任一个的公共样本定时控制逻辑装置；以及

响应于所述多相位输入中的每个的相位误差逻辑装置，被配置为确定在所述当前状态下所述读取通道之一的所述样本的相位误差，并相对于所述多个读取通道中的每个在相位误差输入之处提供相位误差指示。

8.一种为多读取通道提供样本定时相位评估的方法，所述读取通道被配置为读取信号，其中所述信号的信号时钟是相关联的，所述方法包括如下步骤：

提供多相位误差输入，其每个指示所述读取通道之一的相位误差；

对每个所述相位误差输入的所述相位误差指示加权，并将其与每个其他所述相位误差输入的所述相位误差指示交叉耦合；

施加公共增益；以及

响应于所述交叉耦合和增益，提供每个所述读取通道的样本定时相位评估，

其中，对每个所述相位误差输入的所述加权与被口权的所述相位误差输入的所述相位误差指示的噪声方差相关。

9.如权利要求8的方法，其中所述加权和交叉耦合是相对于每个所述相位误差输入的所述相位误差指示的积分。

10.如权利要求8的方法，其中对每个所述相位误差输入的所述加权根据下式确定：

$w_k^{\left(i\right)}=\sqrt{{\mathrm{\ρ}}_k^{\left(i\right)}/\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\ρ}}_k^{\left(n\right)}}$

其中，w_k ⁽ⁱ⁾是在时间k处通道i的权重，

是与时间k处通道i的所述相位误差指示相关联的噪声方差的评估的倒数，N是通道的总数目。

11.如权利要求8的方法，其中对每个所述相位误差输入的所述加权根据下式确定：

$w_k^{\left(i\right)}={\mathrm{\ρ}}_k^{\left(i\right)}/\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\ρ}}_k^{\left(n\right)}$

其中，w_k ⁽ⁱ⁾是在时间k处通道i的权重，

是与时间k处通道i的所述相位误差指示相关联的噪声方差的评估的倒数，N是通道的总数目。

12.如权利要求8的方法，其中所述加权和施加的增益根据下式确定：

${\mathrm{\β}}_k^{\left(i\right)}=w_k^{\left(i\right)}\sqrt{\mathrm{\ζ}}$

其中，β_k ⁽ⁱ⁾是在时间k处通道i的增益，w_k ⁽ⁱ⁾是在时间k处通道i的权重，

是所述公共增益并与以下比率有关，所述比率为关联于频率误差变化的相位噪声方差与关联于所有通道的所述相位误差指示的噪声方差的比率。

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