CN101795058A

CN101795058A - 三相单级功率因数校正电路起动与磁复位方法及实现电路

Info

Publication number: CN101795058A
Application number: CN201010118070A
Authority: CN
Inventors: 孟涛; 贲洪奇; 孙绍华; 李春鹏
Original assignee: Harbin Institute of Technology
Current assignee: Harbin Institute of Technology
Priority date: 2010-03-05
Filing date: 2010-03-05
Publication date: 2010-08-04
Anticipated expiration: 2030-03-05
Also published as: CN101795058B

Abstract

三相单级功率因数校正电路起动与磁复位方法及实现电路，属于电力电子领域，本发明为解决现有的三相单级功率因数校正电路不能用于工业应用的实际电路中的问题。本发明所述三相单级功率因数校正电路是基于电流源型带变压器隔离全桥升压拓扑的，在三相输入整流电路的每个桥臂上串联两个相同的升压电感，两升压电感的连接点接交流信号，辅助绕组与其耦合，辅助绕组与整个电路输出端并联；起动方法为：在开关管对臂导通或直臂导通时，有电流通过的升压电感进行储能，在开关管全部关断时，辅助绕组将升压电感的全部能量转移到电路输出侧，实现起动；同理，在开关管全部关断时，按上述方法，使升压电感的储能释放掉，实现关机磁复位。

Description

三相单级功率因数校正电路起动与磁复位方法及实现电路

技术领域

本发明涉及三相单级功率因数校正电路起动与磁复位方法及实现电路，属于电力电子领域。

背景技术

电力电子等非线性负载的广泛应用给电网带来了大量的谐波，谐波对电网的“污染”已经引起人们越来越多的关注。为了有效地抑制谐波，人们提出了有源功率因数校正(APFC)技术，目前，APFC技术是抑制谐波电流、提高用电设备网侧功率因数的最直接方法。APFC技术按电路结构可分为两级型和单级型，单级APFC将PFC环节和DC/DC变换环节集成，共用一个控制器，具有结构简单、成本低、效率高等优点，是电力电子技术领域中的一项重要课题和发展趋势。

将电流源型带变压器隔离的全桥升压拓扑应用于单相、三相单级APFC电路中，图1所示为典型的基于电流源型带变压器隔离全桥升压拓扑的三相单级APFC（ActivePowerFactorCorrection,有源功率因数校正）电路，所述APFC电路主要由三相三线制交流输入电源(u_a、u_b、u_c)、三相输入整流电路1、移相桥2、高频变压器T、输出整流电路3和输出滤波电容C构成。移相桥2由开关管S₁-S₄构成，三相输入整流电路1是由六个二极管构成的三相的全桥整流电路，输出整流电路3是由四个二极管构成的单相的全桥整流电路，电源u_a串接A相升压电感L_a，电源u_b串接B相升压电感L_b，电源u_c串接C相升压电感L_c。

移相桥2是所述APFC电路的主要部分(其中开关管S₁~S₄可由功率场效应晶体管或IGBT构成)，所述AFPC电路可同时完成功率因数校正和AC/DC变换；高频变压器T的采用即实现了变换器输入输出侧的电气隔离，又可以完成对输出直流电压的调节，以满足不同负载R对变换器输出电压等级的要求。

图2所示为APFC电路中各开关管的开关时序，开关管S₁与S₃的导通状态互补，S₂与S₄的导通状态互补，S₁~S₄的导通比都固定在50%，但S₁、S₃对开关管S₂、S₄的导通相位时可控的。所述APFC电路与传统的DC/DC桥式变换器或移相软开关桥式变换器的工作过程是不同的，在移相的过程中允许桥臂开关直通，不需要设置死区时间，通过调整桥臂开关直通的时间就可以达到调节输出电压的目的。

所述APFC电路工作于电感电流断续(DCM)模式，利用桥臂开关直通(S₁、S₂导通或者S₃、S₄导通)来实现升压电感（A相升压电感L_a、B相升压电感L_b和C相升压电感L_c）的充电，利用桥臂开关对臂导通(S₁、S₄导通或者S₂、S₃导通)来实现升压电感的放电以及能量向负载的传递。该电路输入电流波形如图3所示，其中各相输入电流峰值的包络线为正弦且与该相电压波形同相位，因此，所述APFC电路无需任何特殊的控制策略，只需保证输入电流工作于DCM模式即可实现功率因数校正的目的。

图1所述的电流源型带变压器隔离的全桥升压拓扑类APFC电路和传统DC/DC桥式变换器或移相软开关桥式变换器相比具有较大的优势，主要表现在：(1)实现了输入输出侧的电气隔离；(2)实现了功率开关管的软开关；(3)实现了输出电压的调节；(4)消除了桥臂开关直通、短路的危险。

所述APFC电路为升压类拓扑，即正常工作时，整流输出电压U_T高于输入电压，其中：整流输出电压U_T为高频变压器原边电压，即U_T=nU_o，其中n为高频变压器T原副边绕组的变比，U_o为APFC电路的输出电压，与高频变压器T副边电压相等；输入电压为输入三相电源的线电压，只有整流输出电压U_T高于输入电压这样设置才能实现电路于开关对臂导通阶段，升压电感承受反向电压而导致电流下降。但是，该类拓扑本身存在以下问题：

(1)起动时输出滤波电容C的电压为零，升压电感因对滤波电容C充电而产生很大的过流。

在电路起动过程中，输出滤波电容C的电压即APFC电路的输出电压是由零开始逐渐增加的，因此在起动过程中，电路无法工作于升压模式，这就造成了电路于开关对臂导通阶段，升压电感承受正向电压而导致电流增加。由于电路于开关直通阶段，升压电感电流也是增加的，这就造成了电路在起动过程中的各个开关周期内，升压电感电流只增加不减少，最终将因过流而导致电感饱和以及开关管的损坏。

目前，在实验室中，上述APFC电路起动时，采用三相调压器手动调节的方法，将三相输入电压由零逐渐加至额定，使升压电感在对臂导通阶段承受反向电压，流过升压电感的电流减少，来避免因过流而导致升压电感饱和以及开关管的损坏，完成电路的起动。

而在工业应用的实际电路中，输入是直接接到电网上的，输入电压是恒定的，致使升压电感在对臂导通阶段承受正向电压，不能安全起动，此时，不可能通过采用手动调节的方法来完成电路的起动。

(2)APFC电路正常停止或因故障导致开关管突然关断时，升压电感能量无从释放，使桥臂产生很高的电压应力。

在电路停止工作，尤其是出现如过压、过流、过热等故障而导致开关管S₁~S₄全部关断时，电路中升压电感的剩余能量无从释放，最终将因桥臂的过压而导致开关管的损坏。不能实现关机磁复位。

由于三相单级功率因数校正电路存在着上述问题，因此无法用于工业应用的实际电路中。

发明内容

本发明目的是为了解决现有的三相单级功率因数校正电路不能用于工业应用的实际电路中的问题，提供了三相单级功率因数校正电路起动与磁复位方法及实现电路。

本发明采用的三相单级功率因数校正电路包括三相输入整流电路、移相桥、高频变压器、输出整流电路和输出滤波电容，

三相输入整流电路由D₁至D₆六个二极管构成三相全桥结构的整流电路，

移相桥由S₁至S₄四个开关管构成全桥开关电路，

三相输入整流电路的输出端与移相桥的输入端连接，移相桥的输出端与高频变压器的原边绕组两端相连，高频变压器的副边绕组两端与输出整流电路的输入端相连，输出整流电路的输出端并联有输出滤波电容，

在三相单级功率因数校正电路中的三相输入整流电路的每个桥臂上串联两个相同的升压电感，两个所述升压电感的连接点作为该桥臂的交流信号输入端，采用辅助绕组与所述的两个升压电感耦合连接，所述辅助绕组与输出整流电路的输出端并联；

三相单级功率因数校正电路的起动方法为：

在开关管对臂导通或直臂导通时，有电流通过的升压电感进行储能，

在开关管全部关断时，储能的升电感将其全部能量转移到与其耦合的辅助绕组中，进而转移到三相单级功率因数校正电路的输出侧，对输出滤波电容进行充电，以使三相单级功率因数校正电路平滑进入升压模式，实现安全的自起动；

在三相单级功率因数校正电路关机时：开关管全部关断时，储能的升电感将其全部能量转移到与其耦合的辅助绕组中，进而转移到三相单级功率因数校正电路的输出侧，以使得升压电感的储能释放掉，实现关机磁复位，

其中，升压电感和与其耦合的辅助绕组的匝数比n_f满足以下关系式：

0.5n≤n_f≤0.6n，其中，n为高频变压器T的变比。

实现上述方法的电路包括三相输入整流电路、移相桥、高频变压器、输出整流电路和输出滤波电容，

三相单级功率因数校正电路包括三相输入整流电路、移相桥、高频变压器、输出整流电路和输出滤波电容，

移相桥由S₁至S₄四个开关管构成全桥开关电路，

三相输入整流电路还包括A相上桥臂升压电感、A相下桥臂升压电感、A相上桥臂辅助绕组、A相上桥臂二极管；

B相上桥臂升压电感、B相下桥臂升压电感、B相上桥臂辅助绕组、B相上桥臂二极管；

C相上桥臂升压电感、C相下桥臂升压电感、C相上桥臂辅助绕组、C相上桥臂二极管，

三相输入整流电路的A相桥臂上依次串联有第一二极管、A相上桥臂升压电感、A相下桥臂升压电感和第四二极管，第一二极管的阳极与A相上桥臂升压电感的异名端相连，A相上桥臂升压电感的同名端与A相下桥臂升压电感的异名端相连，A相下桥臂升压电感的同名端与第四二极管的阴极相连，

A相上桥臂辅助绕组耦合A相上桥臂升压电感和A相下桥臂升压电感，A相上桥臂辅助绕组的同名端接输出整流电路输出端的电源地，A相上桥臂辅助绕组的异名端连接A相上桥臂二极管的阳极，A相上桥臂二极管的阴极连接输出滤波电容的一端，输出滤波电容的另一端接地，

三相输入整流电路的B相桥臂、C相桥臂与所述A相桥臂的结构相同。

本发明的优点：本发明提供了一种基于电流源型带变压器隔离全桥升压拓扑的三相单级APFC电路的起动与关机磁复位方法。本方法针对该类三相单级APFC的典型电路，对电源部分进行了改进，将该电路原有的3个升压电感增加为6个并在各升压电感上增加辅助绕组；在结构安排方面，将该升压电感的位置由交流侧转移至直流支路并与三相整流桥结合到一起，利用相应的开关管控制策略，即可实现该电路的起动与关机磁复位，又不影响电路的正常工作。

本发明提供的方法在起动时可以将电路安全地送入升压模式，实现安全的正常起动；电路正常工作过程中，如果遇到关机或开关管故障，瞬间开关S₁~S₄全部关断时，交流侧能量得到了有效的转移，实现了升压电感的磁复位。

附图说明

图1是背景技术中典型的三相单级全桥APFC电路，图2是图1所述电路中各开关管的开关时序图，图3是图1所述电路的三相电流波形图，图4是图1所述电路的A相电压电流波形图，图5是实施方式二的结构示意图，图6是实施方式三的结构示意图，图7是具体实施方式一中所述的起动方法中各开关管的第一种开关时序图，图8是具体实施方式一中所述的起动方法中的各开关管的第二种开关时序图，图9是采用实施方式二技术方案，并采用第一种开关时序的第一阶段等效电路图，图10是采用实施方式二技术方案，并采用第二种开关时序的第一阶段等效电路图，图11采用实施方式二技术方案的第二阶段等效电路图，图12是一个充电周期内升压电感的电流波形图，图13是采用第一种开关时序起动三相单级全桥APFC电路的输入电流和输出电压波形图，图14是采用第二种开关时序起动三相单级全桥APFC电路的输入电流和输出电压波形图，图15是电路正常工作中瞬间令开关管S₁~S₄全部关断时的输入电流和输出电压波形图。

具体实施方式

具体实施方式一：下面结合图5至图15说明本实施方式，本实施方式采用的三相单级功率因数校正电路包括三相输入整流电路1、移相桥2、高频变压器T、输出整流电路3和输出滤波电容C，

三相输入整流电路1由D₁至D₆六个二极管构成三相全桥结构的整流电路，

移相桥2由S₁至S₄四个开关管构成全桥开关电路，

三相输入整流电路1的输出端与移相桥2的输入端连接，移相桥2的输出端与高频变压器T的原边绕组两端相连，高频变压器T的副边绕组两端与输出整流电路3的输入端相连，输出整流电路3的输出端并联有输出滤波电容C，

在三相单级功率因数校正电路中的三相输入整流电路的每个桥臂上串联两个相同的升压电感，两个所述升压电感的连接点作为该桥臂的交流信号输入端，采用辅助绕组与所述的两个升压电感耦合连接，所述辅助绕组与输出整流电路3的输出端并联；

辅助绕组为一个线圈或由两个线圈并联组成，辅助绕组为一个线圈的结构如图5所示，辅助绕组为两个线圈结构时，两个线圈分别与一个升压电感耦合连接，如图6所示。

本实施方式方法所涉及的三相单级功率因数校正电路是基于电流源型带变压器隔离全桥升压拓扑的三相单级有源功率因数校正电路。

三相单级功率因数校正电路的起动方法为：

在开关管全部关断时，储能的升电感将其全部能量转移到与其耦合的辅助绕组中，进而转移到三相单级功率因数校正电路的输出侧，对输出滤波电容C进行充电，以使三相单级功率因数校正电路平滑进入升压模式，实现安全的自起动；

0.5n≤n_f≤0.6n。

当辅助绕组为两个线圈并联的结构时，每个线圈和与其耦合的升压电感的匝数比n_f满足上述条件。

其中，n为高频变压器T的变比。辅助绕组按n_f涉及的关系式进行设计，此设计原则分析如下：

三相升压电感值：参见图5所示电路，L_a1=L_a2=L_b1=L_b2=L_c1=L_c2，该升压电感值由电路的稳态特性计算得到，与本专利无关，这里不做介绍；

高频变压器T的变比为n：高频变压器T的原、副边绕组的匝数比；

关于图5中辅助绕组L_f的确定：各相升压电感上辅助绕组的作用是帮助电路进行起动和磁复位，在电路稳态运行时应保证辅助绕组不工作。稳态时，当桥臂开关对臂导通时，桥臂电压(即变压器原边电压)为nU_o(U_o为三相单级功率因数校正电路输出电压)；而此时输出电压如经过辅助绕组作用到原边，则桥臂电压为2n_fU_o。那么为了保证稳态时辅助绕组不工作，有如下关系：

Figure 2010101180709100002DEST_PATH_IMAGE002

(1)

简化为：

(2)

由式(1)可知，在输出电压相同的情况下，辅助绕组工作时，电路的桥臂电压高于正常情况下该绕组不工作的时候，这就造成了辅助绕组工作时，各开关所承受电压应力的增加。最严重的情况出现在电路因故障导致开关S₁~S₄全部关断的瞬间，该时刻为使辅助绕组工作，桥臂电压将由原来的0或nU_o(主要看开关全部关断之前，桥臂开关是直通还是对臂导通状态)增加至2n_fU_o。如S₁~S₄的关断不同步(该情况为电力电子中普遍存在的现象)，则此时桥臂电压几乎全部加在上某一开关上，为了使开关不因过压而击穿，必须限制过压。如限制过压不超过20%，即满足关系：，简化为：

(3)

由式(2)、(3)可得：

(4)

按照式（4）设计辅助绕组。

在三相单级功率因数校正电路起动时，所述四个开关管有两种时序，第一种时序：

一对开关管直通→开关管全部关断→另一对开关管直通→开关管全部关断→一对开关管直通。参见图7所示。

第二种时序：

一对开关管对臂导通→开关管全部关断→另一对开关管对臂导通→开关管全部关断→一对开关管对臂导通。参见图8所示。

具体实施方式二、下面结合图5说明本实施方式，本实施方式实现实施方式一所述的三相单级功率因数校正电路的起动与关机磁复位方法的实现电路，包括三相输入整流电路1、移相桥2、高频变压器T、输出整流电路3和输出滤波电容C，

三相单级功率因数校正电路包括三相输入整流电路1、移相桥2、高频变压器T、输出整流电路3和输出滤波电容C，

移相桥2由S₁至S₄四个开关管构成全桥开关电路，

输出整流电路3由D_O1至D_O4四个二极管构成单相全桥结构的整流电路。

三相输入整流电路1还包括A相上桥臂升压电感L_a1、A相下桥臂升压电感L_a2、A相上桥臂辅助绕组L_fa1、A相上桥臂二极管D_a1；

B相上桥臂升压电感L_b1、B相下桥臂升压电感L_b2、B相上桥臂辅助绕组L_fb1、B相上桥臂二极管D_b1；

C相上桥臂升压电感L_c1、C相下桥臂升压电感L_c2、C相上桥臂辅助绕组L_fc1、C相上桥臂二极管D_c1，

三相输入整流电路1的A相桥臂上依次串联有第一二极管D₁、A相上桥臂升压电感L_a1、A相下桥臂升压电感L_a2和第四二极管D₄，第一二极管D₁的阳极与A相上桥臂升压电感L_a1的异名端相连，A相上桥臂升压电感L_a1的同名端与A相下桥臂升压电感L_a2的异名端相连，A相下桥臂升压电感L_a2的同名端与第四二极管D₄的阴极相连，

A相上桥臂辅助绕组L_fa1耦合A相上桥臂升压电感L_a1和A相下桥臂升压电感L_a2，A相上桥臂辅助绕组L_fa1的同名端接输出整流电路3输出端的电源地，A相上桥臂辅助绕组L_fa1的异名端连接A相上桥臂二极管D_a1的阳极，A相上桥臂二极管D_a1的阴极连接输出滤波电容C的一端，输出滤波电容C的另一端接地，

三相输入整流电路1的B相桥臂、C相桥臂与所述A相桥臂的结构相同。

A相上桥臂升压电感L_a1、A相下桥臂升压电感L_a2、B相上桥臂升压电感L_b1、B相下桥臂升压电感L_b2、C相上桥臂升压电感L_c1和C相下桥臂升压电感L_c2的电感值相等。

升压电感和与其耦合的辅助绕组的匝数比n_f满足以下关系式：

0.5n≤n_f≤0.6n，其中，n为高频变压器T的变比。

当u _a>0时，A相电流流过A相上桥臂升压电感L_a1，当u _a<0时，A相电流流过A相下桥臂升压电感L_a2。A相上桥臂辅助绕组L_fa1为加在各升压电感上的辅助绕组，只有在电路起动和升压电感关机磁复位时，A相上桥臂辅助绕组L_fa1才工作，而在电路正常运行时，A相上桥臂辅助绕组L_fa1不工作。

下面以三相输入电压的工频周期中的0≤ωt≤π/6阶段为例进行说明，在该阶段中三相电压的关系为：u _b≤0≤u _a≤u _c。

电路采用图7所示的第一种开关时序起动时，在升压电感的一个充电周期内，电路都有两个工作阶段，各阶段等效电路如图9和图11所示，一个充电周期内升压电感电流波形如图12所示。

第一种开关时序，给出一个具体的例子对电路的工作原理进行说明：开关直通(S₁、S₂导通)－开关全部关断－开关直通(S₃、S₄导通)－开关全部关断－开关直通(S₁、S₂导通)(依次循环)。本质是分成两个阶段：直臂导通——全部关断。

阶段1(开关时序1)：本阶段电路处于桥臂开关直通状态(这里假设开关S₁、S₂导通)，此时高频变压器T原边电压为零。升压电感相当于直接与输入交流电源相连，各相升压电感中，L_a1、L_b2、L_c1流过电流，并且电感电流由零开始以与各相电压成正比的方式上升，升压电感储能增加，该阶段结束时，三相升压电感电流上升到本周期内的最大值。三相单级功率因数校正电路的输出侧，负载R的电流仅由输出滤波电容C放电提供。参见图9所示。

阶段2(开关时序1)：本阶段桥臂开关管全部关断。L_a1、L_b2、L_c1的原有充电回路切断。L_a1、L_b2、L_c1存储的能量转移到各自的辅助绕组上。因此本阶段中，升压电感电流为零，而各相辅助绕组开始工作。本阶段中，三相升压电感的辅助绕组——A相上桥臂辅助绕组L_fa1、B相上桥臂辅助绕组L_fb1、C相上桥臂辅助绕组L_fc1并联为负载R供电，同时为输出滤波电容C充电，各辅助绕组所承受的电压为本周期的输出电压值U₀，各辅助绕组中的电流按相同的速度逐渐减小，并依次于本阶段结束之前归零。参见图11所示。

下一步进行是依次循环，开关直通(S₃、S₄导通)与S₁、S₂直通相同，按第一种时序循环进行，能量通过各升压电感的辅助绕组传递到输出侧，输出电压U₀在起动过程结束前得以建立，因此电路可以正常地转入升压模式,直至三相单级功率因数校正电路进入升压模式，辅助绕组退出工作状态，参见图13所示。

电路采用图8所示的第二种开关时序起动时，在升压电感的一个充电周期内，电路都有两个工作阶段，各阶段等效电路如图10和图11所示，一个充电周期内升压电感电流波形如图12所示。

第二种开关时序，给出一个具体的例子对电路的工作原理进行说明：开关对臂导通(S₂、S₃导通)－开关全部关断－开关对臂导通(S₁、S₄导通)－开关全部关断－开关对臂导通(S₂、S₃导通)(依次循环)。本质是分成两个阶段：对臂导通——全部关断。

阶段1(开关时序2)：本阶段电路处于桥臂开关对臂导通状态(这里假设开关S₂、S₃导通)。由于起动过程中输出电压U₀很低，因此输入交流电源通过三相升压电感向负载R供电并给输出滤波电容C充电，各相升压电感中，L_a1、L_b2、L_c1流过电流，电感电流由零开始上升，升压电感储能增加，该阶段结束时，三相升压电感电流上升到本周期内的最大值。参见图10所示。

阶段2(开关时序2)：本阶段桥臂开关全部关断。L_a1、L_b2、L_c1的原有充电回路切断，L_a1、L_b2、L_c1存储的能量转移到各自的辅助绕组上。因此本阶段中，升压电感电流为零，而各相辅助绕组开始工作。本阶段中，三相升压电感的辅助绕组——A相上桥臂辅助绕组L_fa1、B相上桥臂辅助绕组L_fb1、C相上桥臂辅助绕组L_fc1并联为负载供电，同时为输出滤波电容C充电，各辅助绕组所承受的电压为本周期的输出电压值，各辅助绕组中的电流按相同的速度逐渐减小，并依次于本阶段结束之前回零。参见图11所示。

下一步进行是依次循环，开关对臂导通(S₁、S₄导通)与S₂、S₃对臂导通相同，按第一种时序循环进行，能量通过各升压电感的辅助绕组传递到输出侧，输出电压U₀在起动过程结束前得以建立，因此电路可以正常地转入升压模式,直至三相单级功率因数校正电路进入升压模式，辅助绕组退出工作状态，参见图14所示。

由以上分析可以看出，在电路的起动过程中，能量通过各升压电感的辅助绕组传递到输出侧，输出电压在起动过程结束前得以建立，因此电路可以正常地转入升压模式。

本实施方式所述电路升压电感的关机磁复位过程的机理与起动过程中的阶段2相同，即当开关全部关断后，升压电感原有的充电回路切断，电感的能量转移至各自的辅助绕组上，由辅助绕组将能量释放到输出侧，这样就不再存在因升压电感能量无法释放而造成桥臂电压过高的问题。

图15为电路正常工作过程中，瞬间令开关S₁~S₄全部关断时的输入电流与输出电压实验波形，可以看出，交流侧能量得到了有效的转移，实现了升压电感的磁复位。

具体实施方式三、下面结合图6说明本实施方式，本实施方式与具体实施方式二的不同之处在于，它还包括A相下桥臂辅助绕组L_fa2、A相下桥臂二极管D_a2；B相下桥臂辅助绕组L_fb2、B相下桥臂二极管D_b2；C相下桥臂辅助绕组L_fc2、C相下桥臂二极管D_c2，

A相上桥臂辅助绕组L_fa1耦合A相上桥臂升压电感L_a1的能量，

A相下桥臂辅助绕组L_fa2耦合A相下桥臂升压电感L_a2的能量，A相下桥臂辅助绕组L_fa2的同名端接地，A相下桥臂辅助绕组L_fa2的异名端连接A相下桥臂二极管D_a2的阳极，A相下桥臂二极管D_a2的阴极连接输出滤波电容C的一端，输出滤波电容C的另一端接地，

三相输入整流电路1的B相桥臂、C相桥臂与所述A相桥臂的结构相同，其它与实施方式二相同。

本实施方式的只是每相多配备了一套辅助绕组，或者是辅助绕组由两个线圈并联构成，工作原理与实施方式二相同。

Claims

1.三相单级功率因数校正电路起动与磁复位方法，

三相单级功率因数校正电路包括三相输入整流电路（1）、移相桥（2）、高频变压器（T）、输出整流电路（3）和输出滤波电容（C），

三相输入整流电路（1）由D₁至D₆六个二极管构成三相全桥结构的整流电路，

移相桥（2）由S₁至S₄四个开关管构成全桥开关电路，

三相输入整流电路（1）的输出端与移相桥（2）的输入端连接，移相桥（2）的输出端与高频变压器（T）的原边绕组两端相连，高频变压器（T）的副边绕组两端与输出整流电路（3）的输入端相连，输出整流电路（3）的输出端并联有输出滤波电容（C），

其特征在于，

在三相单级功率因数校正电路中的三相输入整流电路的每个桥臂上串联两个相同的升压电感，两个所述升压电感的连接点作为该桥臂的交流信号输入端，采用辅助绕组与所述的两个升压电感耦合连接，所述辅助绕组与输出整流电路（3）的输出端并联；

三相单级功率因数校正电路的起动方法为：

在开关管全部关断时，储能的升电感将其全部能量转移到与其耦合的辅助绕组中，进而转移到三相单级功率因数校正电路的输出侧，对输出滤波电容（C）进行充电，以使三相单级功率因数校正电路平滑进入升压模式，实现安全的自起动；

0.5n≤n_f≤0.6n，其中，n为高频变压器（T）的变比。

2.根据权利要求1所述的三相单级功率因数校正电路起动与磁复位方法，其特征在于，辅助绕组为一个线圈或由两个线圈并联组成，辅助绕组为两个线圈结构时，两个线圈分别与一个升压电感耦合连接。

3.根据权利要求1所述的三相单级功率因数校正电路起动与磁复位方法，其特征在于，在三相单级功率因数校正电路起动时，四个开关管的开关时序为：

一对开关管直通→开关管全部关断→另一对开关管直通→开关管全部关断→一对开关管直通。

4.根据权利要求1所述的三相单级功率因数校正电路起动与磁复位方法，其特征在于，在三相单级功率因数校正电路起动时，四个开关管的开关时序为：

一对开关管对臂导通→开关管全部关断→另一对开关管对臂导通→开关管全部关断→一对开关管对臂导通。

5.实现权利要求1所述的三相单级功率因数校正电路起动与磁复位方法的实现电路，其特征在于，它包括三相输入整流电路（1）、移相桥（2）、高频变压器（T）、输出整流电路（3）和输出滤波电容（C），

移相桥（2）由S₁至S₄四个开关管构成全桥开关电路，

其特征在于，三相输入整流电路（1）还包括A相上桥臂升压电感（L_a1）、A相下桥臂升压电感（L_a2）、A相上桥臂辅助绕组（L_fa1）、A相上桥臂二极管（D_a1）；

B相上桥臂升压电感（L_b1）、B相下桥臂升压电感（L_b2）、B相上桥臂辅助绕组（L_fb1）、B相上桥臂二极管（D_b1）；

C相上桥臂升压电感（L_c1）、C相下桥臂升压电感（L_c2）、C相上桥臂辅助绕组（L_fc1）、C相上桥臂二极管（D_c1），

三相输入整流电路（1）的A相桥臂上依次串联有第一二极管（D₁）、A相上桥臂升压电感（L_a1）、A相下桥臂升压电感（L_a2）和第四二极管（D₄），第一二极管（D₁）的阳极与A相上桥臂升压电感（L_a1）的异名端相连，A相上桥臂升压电感（L_a1）的同名端与A相下桥臂升压电感（L_a2）的异名端相连，A相下桥臂升压电感（L_a2）的同名端与第四二极管（D₄）的阴极相连，

A相上桥臂辅助绕组（L_fa1）耦合A相上桥臂升压电感（L_a1）和A相下桥臂升压电感（L_a2），A相上桥臂辅助绕组（L_fa1）的同名端接输出整流电路（3）输出端的电源地，A相上桥臂辅助绕组（L_fa1）的异名端连接A相上桥臂二极管（D_a1）的阳极，A相上桥臂二极管（D_a1）的阴极连接输出滤波电容（C）的一端，输出滤波电容（C）的另一端接地，

三相输入整流电路（1）的B相桥臂、C相桥臂与所述A相桥臂的结构相同。

6.根据权利要求5所述的三相单级功率因数校正电路起动与磁复位方法的实现电路，其特征在于，A相上桥臂升压电感（L_a1）、A相下桥臂升压电感（L_a2）、B相上桥臂升压电感（L_b1）、B相下桥臂升压电感（L_b2）、C相上桥臂升压电感（L_c1）和C相下桥臂升压电感（L_c2）的电感值相等。

7.根据权利要求5所述的三相单级功率因数校正电路起动与磁复位方法的实现电路，其特征在于，升压电感和与其耦合的辅助绕组的匝数比n_f满足以下关系式：

0.5n≤n_f≤0.6n，其中，n为高频变压器（T）的变比。

8.根据权利要求5所述的三相单级功率因数校正电路起动与磁复位方法的实现电路，其特征在于，它还包括A相下桥臂辅助绕组（L_fa2）、A相下桥臂二极管（D_a2）；B相下桥臂辅助绕组（L_fb2）、B相下桥臂二极管（D_b2）；C相下桥臂辅助绕组（L_fc2）、C相下桥臂二极管（D_c2），

A相上桥臂辅助绕组（L_fa1）耦合A相上桥臂升压电感（L_a1）的能量，

A相下桥臂辅助绕组（L_fa2）耦合A相下桥臂升压电感（L_a2）的能量，A相下桥臂辅助绕组（L_fa2）的同名端接地，A相下桥臂辅助绕组（L_fa2）的异名端连接A相下桥臂二极管（D_a2）的阳极，A相下桥臂二极管（D_a2）的阴极连接输出滤波电容（C）的一端，输出滤波电容（C）的另一端接地，

9.根据权利要求5所述的三相单级功率因数校正电路起动与磁复位方法的实现电路，其特征在于，输出整流电路（3）由D_O1至D_O4四个二极管构成单相全桥结构的整流电路。