CN101136583A

CN101136583A - 一种降低emi的单级功率因数校正电路

Info

Publication number: CN101136583A
Application number: CNA2007100711465A
Authority: CN
Inventors: 马皓; 徐晔
Original assignee: Zhejiang University ZJU
Current assignee: Zhejiang University ZJU
Priority date: 2007-09-14
Filing date: 2007-09-14
Publication date: 2008-03-05
Anticipated expiration: 2027-09-14
Also published as: CN100514807C

Abstract

本发明公开了一种降低EMI的单级功率因数校正电路，采用两个绕组相互耦合的方式，将用于输入电流波形校正的电感放置在整流桥前面，在实现功率因数校正的同时，改善单级PFC电路的电磁干扰。通过变压器原边绕组的中心抽头连接方式，可以限制储能电容电压。开关管关断的时候，原边耦合的PFC电感中储存的能量，一部分给储能电容充电，另一部分直接通过变压器向副边传输，提升了变换器的整体效率。该拓扑结构在输入的功率回路内只有两个二极管压降，减少了通态损耗。且交流输入侧只具有四只整流用的二极管，结构简单。

Description

一种降低EMI的单级功率因数校正电路

技术领域

本发明涉及功率因数校正电路，具体来说是指一种采用耦合功率因数校正(PFC)电感，而且可以降低电磁干扰(EMI)的单级功率因数校正电路。

背景技术

目前广泛采用的功率因数校正电路往往是传统的两级型功率因数校正技术，但其电路元件多，成本较高，而且电路复杂，不适用于中小功率场合。为降低两级功率因数校正电路的成本，近年来人们提出了多种单级功率因数校正技术。一般单级功率因数校正电路是通过控制电感电流工作于不连续导电模式，自动实现功率因数校正功能。为了实现输入输出功率的平衡，同时保证电源的保持时间，需要一个低频电容储存能量。由于输入电流不连续，含有大量的输入电流谐波，所以需要在输入端加上电磁干扰抑制电路，整个电路就比较复杂。

在单级的功率因数校正电路里，通过单个控制电路，同时实现输入电流波形的校正、电气隔离、以及输出电压的快速调节。由于去掉了传统的两级方式中对储能电容电压的控制，在实现上述功能的同时，必须保证储能电容电压在适当的范围之内(通常在400V以下)。大部分的单级电路由一个类似于BOOST的输入部分，和Forward或者Flyback的DC/DC部分组成。一般地，单级电路在功率因数和总谐波含量方面的特性不如两级电路。通常功率因数在0.8-0.95，THD在20-75％的范围之内。

如图1中所示，是M.M.Jonanovic和L.Huber所申请的美国专利“AC/DC Flyback Converter”(专利号为US6,950,319)，该专利提出了一种简单、低成本、高效率并且输出特性良好的单级功率因数校正电路。在图1中，通过在整流桥的正端，和反激变压器的原边绕组抽头之间接入的PFC电感L_PFC，实现了对输入电流的校正作用。通过另外的两个整流二极管D_1a、D_1b，可以在储能电容电压跌落到低于输入电压的时候，构成输入对储能电容的直接充电回路，并且可以减小输入电流的纹波。

PFC电感L_PFC和整流二极管D_1e、D_1f与原边绕组的抽头串联连接，可以把储能电容C_B的电压限制在一定的范围内。对于90-264V_rms输入，通常储能电容电压可以在400V以下。当开关管SW闭合的时候，绕组N₂与PFC电感L_PFC相串联，绕组N₂可以反馈储能电容C_B的电压，减小PFC电感L_PFC电流的上升斜率；当开关管SW断开时，绕组N₁与PFC电感L_PFC相串联，绕组N₁对副边输出电压的反射电压，可以增大PFC电感L_PFC电流的下降斜率。所以，无论开关管SW是闭合还是关断，都可以通过变压器原边绕组的感应电压来抑制储能电容C_B电压值。此外，当开关管SW闭合时，输入电压可以通过绕组N₂增加变压器的励磁能量；当开关管SW关断时，PFC电感中所储存的能量，通过绕组N₁直接向副边传输，这些都可以提升整个变换器的效率。优化绕组N₁、N₂的比例，可以改善整个变换器的性能，对功率因数、储能电容电压和效率等指标进行优化。

在小功率的应用中，PFC电感L_PFC通常工作在DCM模式。在DCM模式下，如果每个开关周期的占空比近似恒定，那么输入电流的波形将跟踪输入电压波形，减小输入电流的谐波失真。增大PFC电感L_PFC的电感量可以减小电感电流的峰值，改善效率。但是，PFC电感值过大，会使PFC电感L_PFC电流在输入电压的峰值处不能快速释放能量，而进入电流连续的模式CCM，输入电流形成一个尖顶。

为了使储能电容电压在负载变轻时不跃升，反激变压器T通常工作在DCM或者DCM/CCM临界连续的模式。M.M.Jonanovic所申请的美国专利“AC/DC Flyback Converter with Improved Power Factor and ReducedSwitching Loss”(专利号为US5,991,172)，提出采用临界连续控制的模式，降低开关管SW的开通损耗。这样，就必须在全电压输入和全负载输出范围内，实现变频的控制。一方面，变频的控制不利于EMI滤波器的设计；另一方面，在负载较轻时，开关频率会变的很高，从而增加了开关损耗，很难满足能源标准的要求。如图1中的电路能很好地工作于全电压的输入范围，同时，改进以后的单级拓扑结构，减少了PFC电感电流回路里串联二极管的个数，减少导通损耗，提升效率。为单级电路拓扑的研究和改进提出了很好的借鉴作用。但是，在交流的输入侧，总共具有六只二极管，结构复杂，且旁路二极管对储能电容充电会形成谐波电流，总谐波失真大。

发明内容

本发明提出了一种降低EMI的单级功率因数校正电路，采用耦合PFC电感，具有高功率因数、低导通损耗、低EMI和高效率的优点。

采用两个绕组相互耦合的方式，将用于输入电流波形校正的电感放置在整流桥前面，在实现功率因数校正的同时，改善单级PFC电路的EMI。此外，减少两只旁路的二极管，简化输入侧的结构。

一种采用耦合PFC电感降低EMI的单级功率因数校正电路，包括：

一个降低电磁干扰的滤波电路(EMI Filter)；

一个对输入交流电压进行整流的整流桥D_B；

一个对输入电能进行滤波的储能电容C_B；

两个电感L₁、L₂分别与滤波电路的输出端中的一点和整流桥交流输入端中的一点相连接，且这两个电感是相互耦合的，其一组异名端分别连接于滤波电路的两个输出点，另一组异名端分别连接于整流桥的两个交流输入点，作为功率因数校正用的电感；

高频变压器的原边绕组，一端与储能电容C_B的正极相连接，另一端与开关管的漏极相连接，中心抽头与整流桥D_B的正输出端相连接；

一个可控制的开关管，将变压器绕组与原边地相连；

整流桥的负输出端、储能电容C_B的负极以及开关管的源极与原边地相连接；

一个整流的二极管，将副边绕组与输出储能电容相连接；输出储能电容与副边地之间接有负载。

可控制的开关管的控制电路采用定频率的控制方式，控制开关管的占空比，也可以采用可变频率的控制方式，控制开关管的占空比，保证变换器在重载时工作在CCM/DCM之间的临界模式，同时在轻载时限制开关管的关断时间，从而限制变换器的开关频率。

所述的耦合电感L₁、L₂工作在断续(DCM)模式。

通过变压器原边绕组的中心抽头的连接方式，可以限制储能电容电压400V以下。开关管关断的时候，原边的PFC电感，一部分给储能电容充电，另一部分直接通过变压器向副边传输，提升了变换器的整体效率。该拓扑结构在输入的功率回路内只有两个二极管压降，减少了通态损耗。且交流输入侧只具有四只整流二极管，简化了单级PFC电路的结构，降低了成本。

附图说明

图1是M.M.Jonanovic和L.Huber提出的单级功率因数校正电路。

图2是单级功率因数校正电路的输入线电压U_in和输入线电流i_in波形。

图3是采用耦合PFC电感降低EMI的一种单级功率因数校正电路。

图4(a)是图3中单级功率因数校正电路，在开关管SW导通，输入线电压为正极性的时候，PFC电感L₁、L₂电流的电流流通路径。

图4(b)是图3中单级功率因数校正电路，在开关管SW导通，输入线电压为负极性的时候，PFC电感L₁、L₂电流的电流流通路径。

图4(c)是图3中单级功率因数校正电路，在开关管SW断开，输入线电压为正极性的时候，PFC电感L₁、L₂电流的电流流通路径。

图4(d)是图3中单级功率因数校正电路，在开关管SW断开，输入线电压为负极性的时候，PFC电感L₁、L₂电流的电流流通路径。

具体实施方式

在图1所示电路基础上，采用两个绕组耦合的PFC电感L₁、L₂，将其放置在整流桥之前，就得到了图3所示的本发明的单级功率因数校正电路，其中取消了图1中两个旁路的二极管D_1a、D_1b。这个电路保留了图1中电路的优点和成果，原边绕组抽头的结构可以反馈储能电容电压，使其低于400V；在开关管SW导通或者断开时，所形成的功率回路里，只有两个二极管的压降，导通损耗低；开关管SW断开的时候，PFC电感L₁、L₂所储存的能量，一部分向储能电容充电，另一部分通过变压器向副边直接传输，提升整体的效率。控制电路通过对输出电压的检测来控制开关管SW的导通与关断，可以采取定频率，反激变压器T₁工作在CCM或DCM模式；也可以采取变频控制，反激变压器T₁工作在DCM/CCM临界模式，在这种模式下，必须对变换器开关频率进行限制，减少轻载下的开关损耗，比如，可以通过限制开关管SW关断时间的方式。副边的二极管D_s可以采用肖特基二极管或同步整流管。

当然，由于采用原边绕组中心抽头的结构，使输入电流在过零点处出现一个台阶，减小功率因数。如图2中所示，可以把电路工作模式分为I和II两个区域。当电路工作于区域I时，PFC电感L₁、L₂不工作，整个电路相当于一个反激电路。当电路工作在图2中的II区域，PFC电感L₁、L₂有电流流过。

如图4(a)、(c)所示，是输入交流电压u_in为正极性的时候，图3中的电路工作在图2中的II区域的PFC电感L₁、L₂电流流向图，每个开关周期可以被分为四个阶段：

(a)、开关管SW导通，储能电容C_B通过变压器原边绕组N₁、N₂和开关管SW向励磁电感储能；输入交流电源u_in通过整流桥的二极管D_B1、D_B4，绕组N₂和开关管SW向PFC电感L₁、L₂储能，同时，也通过变压器的绕组N₂向励磁电感储能。

变压器中励磁能量中包含了来自于储能电容C_B，以及交流电源输入u_in。其中，后者是从电网给变压器励磁电感直接储能，中间不经过储能电容储存能量。

(b)、开关管SW断开，副边二极管D_s导通，在(a)阶段中储存的变压器励磁能量通过副边二极管D_s向输出电容C_F释放。输入交流电源u_in通过整流桥的二极管D_B1、D_B4，变压器绕组N₁和储能电容C_B构成PFC电感L₁、L₂的能量释放通路。此时，PFC电感L₁、L₂中的能量一部分通过绕组N₁直接传递到副边，另一部分能量给储能电容C_B充电。直到PFC电感L₁、L₂电流下降到零，(b)阶段结束。

在这个阶段中，传输到负载侧的能量除了变压器中的励磁部分，还有从PFC电感L₁、L₂直接传递到输出端的部分。通常情况下，PFC电感L₁、L₂的电流会首先断续，从波形上来看，副边二极管D_s的电流波形会呈现折线的形状。

(c)、励磁能量继续通过副边二极管D_s向输出电容充电，直到励磁电流下降到零，(c)阶段结束。

(d)、为了防止电源在轻载时频率过高，通常采用定频率，或者变频率同时限制开关管SW关断时间的方式，所以，存在原边和副边都无电流的阶段(d)。

当输入交流电压u_in为负极性的时，图3中的电路工作在图2中的II区域的PFC电感L₁、L₂电流流向图，如图4(b)、(d)所示，其原理与输入为正极性时相同。这样就实现了对输入电流波形的校正，具有高功率因数。

Claims

1.一种降低EMI的单级功率因数校正电路，采用耦合PFC电感的结构，包括：

一个降低电磁干扰的滤波电路；

一个对输入交流电压进行整流的整流桥D_B；

一个对输入电能进行滤波的储能电容C_B；

一个高频变压器，其原边绕组一端与储能电容C_B的正极相连接，另一端与开关管的漏极相连接，其中心抽头与整流桥D_B的正输出端相连接；

一个可控制的开关管，将变压器绕组与原边地相连；

整流桥D_B的负输出端、储能电容C_B的负极以及开关管的源极与原边地相连接；

一个整流的二极管，将副边绕组与输出储能电容相连接；输出储能电容与副边地之间接有负载；

其特征在于：两个电感L₁、L₂分别与滤波电路的输出端中的一点和整流桥交流输入端中的一点相连接，且这两个电感是相互耦合的，其一组异名端分别连接于滤波电路的两个输出点，另一组异名端分别连接于整流桥的两个交流输入点。

2.一种如权利要求1所述的单级功率因数校正电路，其特征在于：所述的整流二极管采用肖特基二极管。

3.一种如权利要求1所述的单级功率因数校正电路，其特征在于：所述的整流二极管采用同步整流管。

4.一种如权利要求1所述的单级功率因数校正电路，其特征在于：所述的可控制的开关管的控制电路采用定频率的控制方式，控制开关管的占空比。

5.一种如权利要求1所述的单级功率因数校正电路，其特征在于：所述的可控制的开关管的控制电路采用可变频率的控制方式，控制开关管的占空比，保证变换器在重载时工作在CCM/DCM之间的临界模式，同时在轻载时限制开关管的关断时间，从而限制变换器的开关频率。

6.一种如权利要求1所述的单级功率因数校正电路，其特征在于：所述的耦合电感L₁、L₂工作在断续模式。