CN101743706A - 用于实现数字信号质量度量的方法和设备 - Google Patents

Abstract

本公开涉及用于实现数字信号质量度量的方法和设备。具体地，用于检测数字无线电信号的方法包括步骤：接收包括一系列码元的数字无线电信号；形成具有对应于码元边界的峰值的相关波形；将相关波形归一化；以及计算归一化的相关波形的峰值，其中所述峰值代表接收到的数字无线电信号的质量。还提供执行所述方法的接收机。

Description

用于实现数字信号质量度量的方法和设备

技术领域

本发明涉及数字无线电广播接收机，更具体地，涉及用于在数字无线电接收机中实现对于OFDM数字信号的信号质量度量的方法和设备。

背景技术

数字无线电广播技术把数字音频和数据业务传递给移动接收机、便携式接收机、和固定接收机。一种类型的数字无线电广播，被称为带内同频(IBOC)数字音频广播(DAB)，使用现有的中频(MF)和甚高频(VHF)无线电频段上的地面发射机。由iBiquity Digital公司开发的HD Radio^TM技术是用于数字无线电广播和接收的IBOC实现方案的一个例子。

IBOC DAB信号可以以包括模拟调制的载波与多个数字调制的载波相组合的混合格式或以其中不使用模拟调制的载波的全数字格式进行发送。通过使用混合模式，广播台可以连续同时发送具有较高质量的模拟AM和FM，和更鲁棒的数字信号，从而允许它们本身和它们的听众从模拟转换成数字无线电，而同时保持它们当前的频率分配。

数字传输系统的一个特征是同时发送数字化的音频和数据的固有能力。因此，该技术也允许实现来自AM和FM无线电台的无线数据服务。广播信号可包括元数据，诸如艺术家、歌曲名称、或电台呼号(station call letter)。关于事件、交通、和气象的专门消息也可以被包括。例如，交通信息、天气预报、新闻、和体育得分都可以在用户收听无线电台的同时在无线电接收机显示器上滚动播出。

IBOC DAB技术可以提供数字质量音频，优于现有的模拟广播格式。因为每个IBOC DAB信号在现有的AM或FM频道分配的频谱屏蔽(spectral mask)内发送，所以它不需要新的频谱分配。IBOC DAB助长了频谱的经济性，同时使得广播台能够供应数字质量音频给听众的现有基站。

多播，即在AM或FM频谱中的一个频道上传递几个节目或数据流的能力，使得广播站能够在主频率的分开的补充频道或子频道上广播多个数据流。例如，多个数据流可包括交替的音乐格式、本地交通、天气、新闻、和体育。补充频道可以以与使用调谐或搜寻功能的传统广播站频率相同的方式被接入。例如，如果模拟调制信号中心频率为94.1MHz，则在IBOC DAB上的相同广播可包括补充频道94.1-1、94.1-2和94.1-3。在补充频道上高度专门化的节目可被传递到紧密针对的听众，从而为广告商创建更多的、把他们的品牌与节目内容结合的机会。正如这里使用的，多播包括在单个数字无线电广播频道上或在单个数字无线电广播信号上传输一个或多个节目。多播内容可包括主要节目服务(Main Program Service，MPS)、补充节目服务(Supplemental Program Services，SPS)、节目服务数据(ProgramService Data，PSD)、和/或其它广播数据。

国家无线电系统委员会，即由国家广播协会和消费者电子协会资助的进行标准设置的组织，在2005年9月采用了被命名为NRSC-5A的IBOC标准。NRSC-5A阐述了对于在AM和FM广播频道上广播数字音频和辅助数据的要求，该标准的公开内容通过引用结合于此。该标准和它的参考文献包含RF/传输子系统和传送与服务复用子系统的详细说明。该标准的拷贝可以从NRSC网站http://www.nrscstandards.org/standards.asp得到。iBiquity的HDRadio^TM技术是NRSC-5A IBOC标准的实现方案。关于HD Radio^TM技术的进一步信息可以在www.hdradio.com和www.ibiquity.com处找到。

其它类型的数字无线电广播系统包括诸如XM Radio，Sirius和WorldSpace那样的卫星系统和诸如Digital RadioMondiale(DRM)，Eureka 147(品牌为DAB)，DAB Version 2，和FMeXtra那样的地面系统。正如这里使用的，短语“数字无线电广播”包含数字音频广播，其包括带内同频广播、以及其它数字地面广播和卫星广播。

因为许多应用需要信号质量的精确指示，例如包括寻找-搜索功能、300kHz间隔的干扰源的分辨率、第一相邻干扰源边带选择、和分集切换，所以希望有对于所接收的数字信号的质量的度量。还希望快速地得到这个度量，并且希望这个度量对于FM混合和全数字信号是有效的和可靠的。还希望当实现度量计算时使得对于现有的HD Radio^TM接收机硬件或软件的任何改变最小化。

发明内容

在第一方面，本发明提供了一种用于检测数字无线电信号的方法。数字无线电信号包括一系列码元，每个码元由多个样本组成。该方法包括以下步骤：接收数字无线电信号，形成(develop)具有对应于码元边界的峰值的相关波形(correlation waveform)，将相关波形归一化，和计算归一化后的相关波形的峰值，其中该峰值代表接收到的数字无线电信号的质量。

数字无线电信号可包括上边带和下边带，以及该方法可以独立地应用于每个边带以产生每个边带的归一化后的相关波形的峰值。数字信号质量度量可以通过计算峰索引差(peak index delta)而被验证。该方法可包括计算与每个上边带和下边带的归一化后的相关波形的峰值相对应的峰索引。然后，可以确定代表在上边带和下边带之间的峰索引之差的峰索引差，并且可以把上边带和下边带的峰索引差和峰值与阈值进行比较。数字信号质量度量也可以通过计算在上边带与下边带之间的频率偏移差和确定该差值是否满足某一阈值而被验证，由此指示所检测的信号是想要的感兴趣的信号还是相邻的干扰信号。

在另一方面，本发明提供了一种用于检测数字无线电信号的接收机。数字无线电信号包括一系列码元，每个码元由多个样本组成。接收机包括用于接收数字无线电信号的输入端，和用于计算对应于归一化后的相关波形的码元边界的峰值的处理器，其中峰值代表接收到的数字无线电信号的质量。

附图说明

图1是在带内同频数字无线电广播系统中使用的发射机的框图。

图2是混合FM IBOC波形的示意图。

图3是扩展的混合FM IBOC波形的示意图。

图4是全数字FM IBOC波形的示意图。

图5是混合AM IBOC DAB波形的示意图。

图6是全数字AM IBOC DAB波形的示意图。

图7是AM IBOC DAB接收机的功能性框图。

图8是FM IBOC DAB接收机的功能性框图。

图9a和9b是从广播方面看来的IBOC DAB逻辑协议栈的图。

图10是从接收机方面看来的IBOC DAB逻辑协议栈的图。

图11a是在频域中OFDM信号的图形表示。

图11b是在时域中OFDM信号的图形表示。

图11c是表示码元边界的共轭乘积信号峰的图形表示。

图11d是被乘以各个幅度锥度(amplitude taper)的共轭乘积的图形显示。

图12是获取模块的一个实现方式的框图。

图13a、13b和13c是用于峰形成模块的码元时序的图形表示。

图14是信号获取过程的第一部分的流程图。

图15是图示获取算法的功能性框图。

图16是边带组合的功能性框图。

图17是图示在码元边界附近的波形归一化的图。

图18是归一化后的相关峰的图。

图19是信号获取过程的第二部分的流程图。

图20到24是按照本发明的在数字信号质量度量的寻找搜索应用中针对各种不同条件以特定频率停止的概率的图。

具体实施方式

图1-13和这里的所附说明提供了IBOC系统的一般说明，包括广播设备结构和操作、接收机结构和操作、以及IBOC DAB波形的结构。图14-24和这里的所附说明提供了按照本发明的方面的、用于实现数字信号质量度量的获取模块的结构和操作的详细说明。

IBOC系统和波形

参照附图，图1是可被使用来广播FM IBOC DAB信号的演播厅站点10、FM发射机站点12和演播厅发射机链路(STL)14的相关部件的功能性框图。演播厅站点包括演播厅自动设备34、总体操作中心(EOC)16以及STL发射机48，其中总体操作中心(EOC)16包括输入器(importer)18、输出器(exporter)20、与激励器辅助服务单元(EASU)22。发射机站点包括STL接收机54、数字激励器56和模拟激励器60，其中数字激励器56包括激励器引擎(exgine)子系统58。虽然在图1上输出器处在无线电台的演播厅站点，而激励器位于发送站点，但这些单元可以共同位于发送站点。

在演播厅站点，演播厅自动设备把主要节目服务(MPS)音频42供应到EASU，把MPS数据40供应到输出器，把补充节目服务(SPS)音频38供应到输出器，和把SPS数据36供应到输入器。MPS音频用作为主要音频节目源。在混合模式，它在模拟和数字传输中保留现有的模拟无线电节目格式。MPS数据，也称为节目业务数据(PSD)，包括诸如音乐标题、艺术家、唱片集名称等等的信息。补充节目业务可包括补充音频内容以及节目相关数据。

输入器包含用于供应高级应用服务(AAS)的硬件和软件。“服务”是经由IBOC DAB广播被传递到用户的内容，以及AAS可包括没有被归类为MPS、SPS或电台信息服务(SIS)的任何类型的数据。SIS提供站信息，诸如呼号(call sign)、绝对时间，与GPS相关联的位置等等。AAS数据的例子包括实时交通和天气信息、导航地图更新或其它图像，电子节目指南，多媒体节目，其它音频业务，和其它内容。用于AAS的内容可以由服务供应商44供应，服务供应商44把服务数据46经由应用程序接口(API)提供到输入器。服务供应商可以是位于演播厅站点的广播站或是外部源的第三方服务与内容供应商。输入器可以建立在多个服务供应商之间的会话连接。输入器编码和复用服务数据46、SPS音频38、和SPS数据36，以便产生输出器链路数据24，该数据经由数据链路被输出到输出器。

输出器20包含对于供应主要节目服务和SIS以供广播所必须的硬件和软件。输出器在音频接口上接受数字MPS音频26，并压缩该音频。输出器还复用MPS数据40、输出器链路数据24、和压缩的数字MPS音频，以便产生激励器链路数据52。另外，输出器在它的音频接口上接受模拟MPS音频28，并给它施加预编程的延时，以产生延时的模拟MPS音频信号30。这个模拟音频可以被广播作为混合IBOC DAB广播的备份频道。所述延时补偿了数字MPS音频的系统延时，从而允许接收机在数字和模拟节目之间交混而没有时间上的移位。在AM传输系统中，延时的MPS音频信号30被输出器变换成单音(mono)信号，并作为激励器链路数据52的一部分被直接发送到STL。

EASU 22从演播厅自动设备接受MPS音频42，把它速率变换成适当的系统时钟，并输出信号的两个拷贝，一个是数字的(26)和一个是模拟的(28)。EASU包括GPS接收机，该接收机被连接到天线25。GPS接收机允许EASU得出主时钟信号，并通过使用GPS单元将该信号同步到激励器的时钟。EASU提供由输出器使用的主系统时钟。EASU也被使用来在输出器具有灾难性故障和不再工作的情况下，旁路(或重新引导)模拟MPS音频不经过输出器。旁路的音频32可被直接馈送到STL发射机，从而消除静寂时分(dead-air)事件。

STL发射机48接收延时的模拟MPS音频50和激励器链路数据52。它通过STL链路14输出激励器链路数据和延时的模拟MPS音频，该STL链路可以是单向或双向的。STL链路可以是数字微波或以太网链路，例如，可以使用标准用户数据报协议或标准TCP/IP。

发射机站点包括STL接收机54、激励器56和模拟激励器60。STL接收机54通过STL链路14接收激励器链路数据，包括音频和数据信号以及命令和控制消息。激励器链路数据被传送到激励器56，激励器56产生IBOC DAB波形。激励器包括主处理器、数值上变频器、RF上变频器、和激励器引擎(exgine)子系统58。激励器引擎接受激励器链路数据和调制IBOC DAB波形的数字部分。激励器56的数字上变频器把激励器引擎输出的边带部分从数字的变换成模拟的。数字到模拟变换是基于GPS时钟，其对于从EASU得到的、输出器的基于GPS的时钟是共用的。因此，激励器56包括GPS单元和天线57。用于同步输出器和激励器时钟的可替换方法可以在美国专利申请序列号11/081,267(公布号2006/0209941A1)中找到，该专利申请的公开内容通过引用结合于此。激励器的RF上变频器将模拟信号上变频到适当的带内频道频率。被上变频的信号然后被传送到高功率放大器62和天线64以供广播。在AM传输系统中，激励器引擎子系统在混合模式下把备份模拟MPS音频固有地添加到数字波形中；因此，AM传输系统不包括模拟激励器60。另外，激励器56产生相位和幅度信息，并且模拟信号直接输出到高功率放大器。

IBOC DAB信号可以在AM和FM无线电频段中通过使用各种各样波形被发送。波形包括FM混合IBOC DAB波形、FM全数字IBOC DAB波形、AM混合IBOC DAB波形、和AM全数字IBOCDAB波形。

图2是混合FM IBOC波形70的示意图。波形包括处在广播频道74的中心的模拟调制信号72、在上边带78中的第一多个均匀间隔开的正交频分复用子载波76、和在下边带82中的第二多个均匀间隔开的正交频分复用子载波80。数字调制的子载波被划分成分块，以及各种子载波被称为参考子载波。频率分块是包含18个数据子载波和一个参考子载波的一组19个OFDM子载波。

混合波形包括模拟FM调制的信号，加上数字调制的基本的主要子载波。子载波处在均匀间隔开的频率位置。子载波位置被编号为从-546到+546。在图2的波形中，子载波处在+356到+546，和-356到-546的位置。每个基本的主要边带由10个频率分块组成。子载波546和-546，也被包括在基本的主要边带中，是附加参考子载波。每个子载波的幅度可被缩放一个幅度缩放因子。

图3是扩展的混合FM IBOC波形90的示意图。通过把基本的扩展边带92，94加到在混合波形中存在的基本的主要边带，而创建扩展的混合波形。一个、两个、或四个频率分块可被加到每个基本的主要边带的内边缘。扩展的混合波形包括模拟FM信号加上数字调制的基本的主要子载波(子载波+356到+546和-356到-546)和某些或所有的基本的扩展子载波(子载波+280到+355和-280到-355)。

上部基本的扩展边带包括子载波337到355(一个频率分块)，318到355(两个频率分块)，或280到355(四个频率分块)。下部基本的扩展边带包括子载波-337到-355(一个频率分块)，-318到-355(两个频率分块)，或-280到-355(四个频率分块)。每个子载波的幅度可被缩放一个幅度缩放因子。

图4是全数字FM IBOC波形100的示意图。通过禁止模拟信号，充分扩展基本的数字边带102，104的带宽，和在没有模拟信号占据的频谱中加上较低功率的辅助(secondary)边带106，108，而构建全数字波形。在所显示的实施例中的全数字波形包括在子载波位置-546到+546处的数字调制的子载波，而没有模拟FM信号。

除了10个主要频率分块以外，在全数字波形的每个基本边带中存在全部4个扩展的频率分块。每个辅助边带还具有10个辅助的主要(SM)频率分块和四个辅助的扩展(SX)频率分块。然而，不像基本的边带，辅助的主要频率分块被映射到更靠近频道中心，而扩展的频率分块更远离该中心。

每个辅助的边带还支持小的辅助的受保护(SP)区域110，112，其中包括12个OFDM子载波和参考子载波279和-279。边带被称为“受保护的”是因为它们处在很少可能受到模拟或数字干扰的影响的频谱的区域中。附加参考子载波被放置在频道(0)的中心。SP区域的频率分块排序未应用，这是因为SP区域不包含频率分块。

每个辅助的主要边带覆盖子载波1到190，或-1到-190。上部辅助的扩展边带包括子载波191到266，以及上部辅助的受保护边带包括子载波267到278，加上附加的参考子载波279。下部辅助的扩展边带包括子载波-191到-266，以及下部辅助的受保护边带包括子载波-267到-278，加上附加参考子载波-279。整个全数字频谱的全部频率范围是396,803Hz。每个子载波的幅度可被缩放一个幅度缩放因子，辅助的边带幅度缩放因子可以是用户可选择的。四个中的任意一个可被选择用于应用到辅助的边带。

在每个波形中，数字信号通过使用正交频分复用(OFDM)被调制。OFDM是并行调制方案，其中数据流调制大量被同时发送的正交子载波。OFDM是固有地灵活，从而容易允许把逻辑信道映射到不同的子载波组。

在混合波形中，数字信号以混合波形的形式在模拟FM信号的任一侧的基本主要(PM)边带上被发送。每个边带的功率电平略微低于模拟FM信号中的总功率。模拟信号可以是单音或立体声的，并且可包括辅助通信业务(Subsidiary Communication Authorization，SCA)信道。

在扩展的混合波形中，混合边带的带宽可以向模拟FM信号扩展，以增加数字容量。这个被分配到每个基本主要边带的内边缘的附加频谱被称为基本扩展(PX)边带。

在全数字波形中，模拟信号被去除，基本数字边带的带宽如在扩展的混合波形中那样被完全扩展。另外，这个波形允许较低功率的数字辅助边带在没有由模拟FM信号占用的频谱中被发送。

图5是AM混合IBOC DAB波形120的示意图。混合格式包括传统的AM模拟信号122(被频带限制到约±5kHz)连同接近30kHz宽的DAB信号124。频谱被包含在具有约30kHz的带宽的频道126内。频道被划分成上部频带130和下部频带132。上部频带从频道的中心频率扩展到离中心频率约+15kHz。下部频带从该中心频率扩展到离中心频率约-15kHz。

在一个例子中AM混合IBOC DAB信号格式包括模拟调制的载波信号134加上跨越上和下部频带的OFDM子载波位置。表示要被发送的音频或数据信号(节目材料)的编码数字信息在子载波上被发送。由于在码元之间的保护时间，码元速率小于子载波间隔。

如图5所示，上部频带被划分成基本部分136、次要部分138、和第三部分144。下部频带被划分成基本部分140、次要部分142、和第三部分143。出于本说明的目的，第三部分143和144可被看作为包括在图5上的、标号为146、148、150和152的多组子载波。在第三部分内位于频道中心附近的子载波被称为内部子载波，以及在第三部分内被放置为离频道中心较远的子载波被称为外部子载波。在本例中，在所述组148和150中的内部子载波的功率电平被显示为随与中心频率间隔开的频率线性降低。在第三部分中的其余子载波组142和152具有基本上恒定的功率电平。图5还显示用于系统控制的两个参考子载波154和156，其电平被固定在与其他边带不同的值。

在数字边带中子载波的功率明显地低于模拟AM信号中的总功率。在给定的基本或次要部分内的每个OFDM子载波的电平被固定在恒定值。基本或次要部分可以互相相对缩放。另外，状态和控制信息在位于主载波的任一侧的参考子载波上发送。分开的逻辑信道，诸如IBOC数据服务(IDS)信道，可以在正好在上部和下部辅助边带的频率边缘以上和以下的各个子载波中被发送。每个基本OFDM子载波的功率电平相对于未调制的主要模拟载波被固定。然而，次要子载波、逻辑信道子载波、和第三子载波的功率电平是可调节的。

通过使用图5的调制格式，模拟调制的载波和数字调制的子载波在针对美国的标准AM广播规定的频道屏蔽内被发送。混合系统使用模拟AM信号用于调谐和备份。

图6是用于全数字AM IBOC DAB波形的子载波分配的示意图。全数字AM IBOC DAB信号160包括第一和第二组162和164均匀间隔的子载波，被称为基本子载波，它们被放置在上部频带166和下部频带168中。第三和第四组170和172子载波，分别被称为次要子载波和第三子载波，它们也被放置在上部频带166和下部频带168中。第三组的两个参考子载波174和176处在最接近于频道的中心处。子载波178和180可被使用来发送节目信息数据。

图7是AM IBOC DAB接收机200的简化的功能性框图。接收机包括被连接到天线204的输入端202、调谐器或前端206、和数字下变频器208，用于产生在线210上的基带信号。模拟解调器212解调基带信号的模拟调制部分，以产生在线214上的模拟音频信号。数字解调器216解调基带信号的数字调制部分。然后，数字信号由解交织器218进行解交织，并由Viterbi译码器220进行译码。服务去复用器222从数据信号中分离主要和补充节目信号。处理器224处理节目信号，以产生在线226上的数字音频信号。模拟和主要数字音频信号如在方块228中所示的那样被交混，或传送补充数字音频信号以产生在线230上的音频输出。数据处理器232处理数据信号，并产生在线234、236和238上的数据输出信号。数据信号例如可包括电台信息服务(SIS)、主要节目服务数据(MPSD)、补充节目服务数据(SPSD)、和一个或多个辅助应用服务(AAS)。

图8是FM IBOC DAB接收机250的简化的功能性框图。接收机包括被连接到天线254的输入端252、和调谐器或前端256。接收信号被提供到模拟到数字转换器和数字下变频器258以产生在输出端260处的基带信号，其包括一系列复数信号样本。信号样本是复数的，因为每个样本包括“实部”分量和“虚部”分量，其虚部分量是与实部分量正交地被采样。模拟解调器262解调基带信号的模拟调制部分，以产生在线264上的模拟音频信号。采样后的基带信号的数字调制部分接着由具有带通频率响应的边带隔离滤波器266进行滤波，该带通频率响应包括在接收到的OFDM信号中存在的子载波f₁-f_n的集合。滤波器268抑制第一相邻干扰源的影响。复数信号298被路由到获取模块296的输入端，获取模块296从如在接收到的复数信号298中表示的接收到的OFDM码元中获取或恢复OFDM码元时序偏移或误差，以及载波频率偏移或误差。获取模块296形成码元时序偏移Δt和载波频率偏移Δf以及状态和控制信息。信号然后被解调(方块272)，以便解调基带信号的数字调制部分。然后，数字信号由解交织器274进行解交织，并由Viterbi译码器276进行译码。服务去复用器278从数据信号中分离主要和补充节目信号。处理器280处理主要和补充节目信号，以产生在线282上的数字音频信号。模拟和主要数字音频信号如在方块284中所示的那样被交混，或传送补充节目信号以产生在线286上的音频输出。数据处理器288处理数据信号，并产生在线290、292和294上的数据输出信号。数据信号例如可包括电台信息服务(SIS)、主要节目服务数据(MPSD)、补充节目服务数据(SPSD)、和一个或多个高级应用服务(AAS)。

实际上，在图7和8的接收机中所示的许多信号处理功能可以通过使用一个或多个集成电路被实现。

图9a和9b是从发射机方面看来的IBOC DAB逻辑协议栈的图。从接收机方面看来，逻辑栈将以相反的方向被横越。在协议栈内各种实体之间传送的大多数数据是以协议数据单元(PDU)的形式。PDU是通过协议栈的特定层(或层内的处理)而产生的结构化数据块。给定层的PDU可以封装来自栈的下一个更高层的PDU和/或包括内容数据和来源于所述层(或处理)本身中的协议控制信息。由发射机协议栈中的每个层(或处理)生成的PDU被输入到在接收机协议栈中的对应层(或处理)。

如图9a和9b所示，存在作为系统功能的配置管理器330，它把配置和控制信息提供到协议栈内的各种实体。配置/控制信息可包括用户规定的设置，以及从系统内生成的信息，诸如GPS时间和位置。服务接口331代表用于除了SIS以外的所有服务的接口。对于各种类型的服务的每一种服务，服务接口可以是不同的。例如，对于MPS音频和SPS音频，服务接口可以是音频卡。对于MPS数据和SPS数据，接口可以具有不同的应用程序接口(API)的形式。对于所有的其它数据服务，接口具有单个API的形式。音频编解码器332编码MPS音频和SPS音频，以产生MPS和SPS音频编码分组的核心流(流0)和可选的增强流(流1)，它们被传送到音频传送装置333。音频编解码器332还把不使用的容量状态中继到系统的其它部分，因此，允许包括机会性数据。MPS和SPS数据通过节目服务数据(PSD)传送装置334被处理，以产生MPS和SPS数据PDU，它们被传送到音频传送装置333。音频传送端口333接收编码的音频分组和PSD PDU，并输出包含压缩的音频和节目服务数据的比特流。SIS传送装置335接收来自配置管理器的SIS数据和生成SIS PDU。SIS PDU可以包含电台标识和位置信息、节目类型、以及绝对时间和与GPS相关联的位置。AAS数据传送装置336接收来自服务接口的AAS数据，以及来自音频传送装置的机会性带宽数据，并生成AAS数据PDU，它可以是基于服务参数的质量。传送和编码功能合在一起称为协议栈的层4，并且对应的传送PDU被称为层4PDU，或L4PDU。作为信道复用层的第2层(337)接收来自SIS传送装置、AAS数据传送装置、和音频传送装置的传送PDU，并把它们格式化为第2层PDU。第2层PDU包括协议控制信息和净荷，它们可以是音频、数据、或音频和数据的组合。第2层PDU通过正确的逻辑信道被路由到第1层(338)，其中逻辑信道是通过第1层以规定的服务等级传导L1PDU的信号路径。根据服务模式有多个第1层逻辑信道，其中服务模式是规定吞吐量、性能水平和选择的逻辑信道的工作参数的特定配置。活跃的第1层逻辑信道的数目和定义它们的特性随每个服务模式而变化。状态信息也在第1层与第2层之间传送。第1层把来自第2层的PDU和系统控制信息变换成用于发送的AM或FM IBOC DAB波形。第1层处理可包括加扰、信道编码、交织、OFDM子载波映射、和OFDM信号生成。OFDM信号生成的输出是复数的基带时域脉冲，其代表对于特定的码元的IBOC信号的数字部分。离散码元被级联以形成连续的时域波形，它又被调制，以创建用于发送的IBOC波形。

图10显示从接收机方面看来的逻辑协议栈。IBOC波形由物理层，即第1层，接收(560)，所述第1层解调信号，并处理它，以把信号分离成逻辑信道。逻辑信道的数目和种类将取决于服务模式，并且可包括逻辑信道P1-P3、PID、S1-S5和SID。第1层产生对应于逻辑信道的L1PDU，并把该PDU发送到第2层(565)，所述第2层对L1PDU进行去复用以产生用于主要节目服务和任何补充节目服务的SIS PDU、AAS PDU、PSD PDU，以及流0(核心)音频PDU和流1(可选的增强)音频PDU。然后，SIS PDU由SIS传送装置570处理，以产生SIS数据，AAS PDU由AAS传送装置575处理以产生AAS数据，以及PSD PDU由PSD传送装置580处理以产生MPS数据(MPSD)和任何SPS数据(SPSD)。SIS数据、AAS数据、MPSD和SPSD然后被发送给用户接口590。SIS数据，如果用户要求的话，则可以被显示。同样地，MPSD、SPSD和任何基于文本的或基于图形的AAS数据可被显示。流0和流1PDU通过由音频传送装置590和音频译码器595组成的层4被处理。可以有与在IBOC波形上接收的节目的数目相对应的多到N个音频传送装置。每个音频传送装置产生编码的MPS分组或SPS分组，对应于每个接收到的节目。层4从用户接口接收控制信息，其包括诸如存储或播放节目和寻找或搜索广播全数字或混合IBOC信号的无线电台那样的命令。层4还提供状态信息给用户接口。

如前所述，IBOC信号的数字部分通过使用正交频分复用(OFDM)被调制。参照图11a，在本发明中使用的OFDM信号特征在于包括多个等距离间隔的子载波f₁-f_n的多频率载波信号。相邻的子载波，诸如f₁和f₂，被互相分隔开预定的频率增量，以使得相邻的子载波是互相正交的。所谓正交，是指当被适当地奈奎斯特加权时，子载波不呈现串扰。在结合有本发明和使用数字和模拟传输信道的一个混合系统中，在具有用于每个边带的70kHz带宽的每个边带中，有191个载波。在本发明的一个全数字实施方式中，在具有用于每个边带的97kHz带宽的每个边带中，有267个载波。

图11b示出了在时域中的OFDM码元5。码元具有有效码元周期或时间宽度T、和全码元周期T_α。OFDM子载波正交性要求产生在有效码元周期T与相邻的OFDM子载波之间间隔的频率之间的功能上的相互依赖性。具体地，在相邻的子载波之间的频率间隔限于等价于每个OFDM码元5的有效码元周期的倒数。也就是，频率间隔等于1/T。横跨每个OFDM码元5的有效码元周期T的是预定数目N个等距离间隔的时间码元样本(图上未示出)。而且，横跨每个OFDM码元5的全部周期T_α的是预定数目N_α＝N(1+α)个等距离间隔的时间码元样本，α是码元的幅度锥形化(tapering)因子，并且在这里可被看作为分数乘数。在调制期间，OFDM调制器生成一系列OFDM码元5，每个码元包括对应于全部码元周期T_α的预定数目N_α的时间码元样本，其中每个码元的头αN个样本和最后αN个样本被锥形化(tapered)和具有相等的相位。在一个实施例中，横跨每个全部码元周期T_α的时间样本的预定数目N_α是1080，横跨每个有效的码元周期T的时间样本的预定数目N是1024，以及在头αN个样本和最后αN个样本中的每一个中的样本数目是56。这些数值仅仅是示例性的，它可以根据系统要求而变化。另外在调制期间，加上循环前缀，以使得每个发送码元的开头部分和结尾部分是高度相关的。

预定的幅度-时间分布或包络11、15、13施加到这些样本的信号电平上。这个幅度分布包括分别在每个码元5的开头部分和结尾部分的对称递增或递减幅度锥度11，15，和在它们之间扩展的平坦幅度分布13。在时域中提供的这些圆的或锥形的边缘用来大大地减小在频域中的不想要的侧瓣能量，因此提供频谱更高效的OFDM信号。虽然码元5的全部码元周期T_α扩展到有效的码元周期T之外，但在频域中的相邻子载波(图11a)之间的正交性并不被损害，只要码元5的幅度锥度11，15遵循奈奎斯特或升余弦锥形函数。更具体地，在本发明中正交性是通过发送的码元的根升余弦加权(或幅度锥形化)和接收的码元的根升余弦匹配滤波的组合而被保持。

OFDM码元5的开头部分和结尾部分共享附加的重要特征，即，横跨OFDM码元5的开头部分的头αN个OFDM码元样本具有与横跨OFDM码元5的结尾部分的最后αN个码元样本基本上相等的相位，其中该OFDM码元5的开头部分具有持续时间αT，而该OFDM码元5的结尾部分也具有持续时间αT。再次指出，α是码元的幅度锥形化因子，并且在这里可被看作为分数乘数。

获取模块结构和操作

在美国专利No.6,539,063和No.6,891,898中描述的基本获取模块296的一个实施例显示于图12中。接收的复数信号298被提供到峰形成模块1100的输入端，该峰形成模块1100提供用于获取接收的OFDM信号的码元时序偏移的第一级信号处理。峰形成模块1100在它的输出端形成边界信号1300，在边界信号1300中具有多个信号峰，每个信号峰代表在被输入到峰形成模块1100中的接收信号298中表示的每个接收到的OFDM码元的接收码元边界位置。因为这些信号峰代表接收码元边界位置，它们的时间位置指示接收码元时序偏移。更具体地，因为接收机没有关于真正的或实际的接收码元边界位置的初始的或先验的知识，这样的位置也开始被假设，或被任意创建成使得接收机处理能够运行。获取模块296确定在这个先验的假设与真实的接收码元边界位置之间存在的码元时序偏移Δt，因此使得接收机能够恢复和跟踪码元时序。

在形成代表OFDM码元边界的信号峰时，峰形成模块1100利用由发射机施加的循环前缀，以及在每个接收的OFDM码元的开头和结尾部分中固有的预定幅度锥度和相位特征。具体地，形成在当前的样本与在它之前N个样本的样本之间的复数共轭乘积。在每个码元中的头αN个样本和最后αN个样本之间形成的这种乘积产生对应于包括这样形成的αN个共轭乘积的每个码元的信号峰。

在数学上，共轭乘积的形成被如下表示。令D(t)表示接收的OFDM信号，和令T_α＝(1+α)T表示全部OFDM码元持续时间或周期，其中1/T是OFDM频道间隔以及α是码元的幅度锥形化因子。在边界信号1300中的信号峰呈现为在D(t)·D＊(t-T)的共轭乘积中的一连串脉冲或信号峰。作为施加到每个OFDM码元的开头和结尾部分的奈奎斯特幅度锥形化的结果，每个脉冲或信号峰具有以下形式的半正弦波幅度分布：w(t)＝{¹/₂sin(πt/(αT))，对于0≤t≤αT，w(t)＝{0，其它。

而且，信号1300的周期性，也就是，信号峰串的周期，是T_α。参照图11c，被包括在边界信号1300中的信号峰串具有幅度包络w(t)，并且峰被间隔开T_α的时间间隔。参照图11d，重叠的开头部分和结尾部分幅度锥度11，15的乘积乘以共轭乘积中的平方幅度，导致半正弦波w(t)，它具有对应于αN个样本的持续时间宽度αT。

再次参照图12，对于被输入到峰形成模块1100的每个信号样本，从乘法器电路1250输出一个乘积样本，其代表在该输入样本与同其间隔开T个样本的前任样本之间的共轭乘积。复数共轭形成器1200在它的输出端处产生每个输入样本的复数共轭，该输出被提供作为到乘法器1250的一个输入。在这个输出端处的共轭样本与从延时电路1150输出的延时的样本相乘。这样，在接收信号298与通过使用延时电路1150延迟接收信号298达预定时间T而得到的其延时复本之间形成复数共轭乘积。

参照图13a、13b和13c，图上显示用于峰形成模块1100的相关码元时序。图13a表示在峰形成模块1100的输入端处提供的接连的OFDM码元1和2。图13b显示如从延时电路1150输出的OFDM码元1和2的延时版本。图13c表示针对N_α＝N(1+α)个乘积样本(它在一个可行的实施例中等于1080个样本)的每个对应组形成的信号峰，信号峰串是响应于在图13a的接收信号与图13b上它的延时版本之间的共轭乘法而产生的。

作为特定的例子，如果接收的OFDM码元周期T_α对应于N_α＝1080信号样本，以及在码元的开头部分和结尾部分中的每一个处的αN个样本对应于56个信号样本，则对于被输入到峰形成模块1100的每1080个样本OFDM码元，将在边界信号1300中出现对应的一组1080个乘积样本。在本例中，延时电路1150给出1024(N)该样本延时，以使得被输入到乘法器1250的每个样本被乘以离它1024个样本远的它的前任样本。针对每个1080个乘积样本的对应组这样形成的信号峰只包括在每个对应码元的头56个和最后56个样本之间形成的56个共轭乘积。

峰形成模块1100可以以任何数目的方式被实现，只要在每个码元的开头部分和结尾部分之间的对应关系是以前面描述的方式被利用的。例如，峰形成模块1100可以在每个样本到达时对每个样本进行操作，这样对于每个进入的样本，在它的输出端处提供乘积样本。可替换地，多个样本可以诸如以向量的形式被存储，因此创建当前的样本向量和延时的样本向量，这些向量可被输入到向量乘法器，以便在它的输出端处形成向量乘积样本。可替换地，峰形成模块可被实现为对连续的、而不是采样的离散时间信号进行操作。然而，在这样的方法中，希望输入的接收信号298也是连续的而不是采样信号。

理想地，边界信号1300在其中具有可容易识别的信号峰，如图11c和13c所示。然而，实际上，每个信号峰基本上不能与处在相邻码元中的不想要的噪声样本乘积区分开。由于峰形成模块1100不断形成在横跨每个接收码元的样本与从其延时的前任样本之间的乘积，边界信号1300包括想要的信号峰以及噪声共轭乘积。例如，在每个码元中的头αN(56)个样本与在其中的最后αN个样本相乘，以产生在持续时间中想要的信号峰αN个样本。然而，剩余的N(1024)个样本与由相邻样本响应于由延时电路1150给予它的延时获得的N个样本相乘(见图13)。这些附加的不想要的乘积具有在想要的信号峰的出现之间填入噪声的效果。因此，对应于OFDM信号的噪声乘积可以是相当大的。

除了在边界信号1300中存在前述的乘积噪声以外，从其它源得出的噪声在数字通信技术中是熟知的。这样的噪声在信号传播通过大气层期间由环境噪声、散射、多径和衰落、和信号干扰给予信号。接收机的前端也把噪声加到信号上。

以后的信号处理级部分地专用来与前述的噪声对于边界信号1300中的想要的信号峰的贬损影响作斗争，或更具体地，用来提高在边界信号1300中存在的信号峰的信号噪声比。信号增强模块1350在峰形成模块1100的输出端处被提供，它包括第一和第二级信号增强电路或模块。第一级信号增强电路是加法叠加电路或模块1400，以及第二级增强电路是被提供在第一级信号增强电路的输出端处的匹配滤波器1450。

加法叠加电路1400相加地叠加预定数目的信号峰和它们周围的噪声乘积，以便通过增加在边界信号1300中信号峰的信号噪声比而增强信号峰的可检测性。为了实现这个相加叠加的处理过程，边界信号1300的预定数目的接连的分段首先在时间上被叠加或重叠。这些叠加的分段中的每一个在从峰形成模块1100输出时，包括共轭乘积样本的码元周期的有用部分，并包括由不想要的噪声乘积样本包围的想要的信号峰。

在预定数目或预定块的信号分段在时间上重叠后，在叠加的分段组中占用预定的时间位置的乘积样本被累积，以形成对于该预定位置的累积的信号样本。这样，对于横跨叠加后的边界信号分段的每个预定的样本位置，形成了包括累积的信号样本的累积信号。

如果例如32个相邻的边界信号分段要被叠加，以及如果每个分段包括1080个样本的码元周期的有用部分，则相加叠加电路1400对于被输入到其中的32个分段的每个相邻块(每个分段1080个样本)，产生1080个累积的样本。这样，通过逐点地相加32个分段的叠加后的共轭乘积，32个分段(每个分段包括1080个样本、信号峰和在其中的噪声)的共轭乘积被相加地叠加或“折叠”在另一个的顶部。基本上，在这种折叠过程中，在32个相邻码元上，32个分段的乘积是逐点地被加到远离一个码元周期(或1080样本)的对应的共轭乘积，以便产生累积的信号分段，其中包括1080个累积的样本。信号处理过程然后对于32个边界信号分段的下一个相邻块重复进行，以产生另一个累积的信号分段等等。

通过相加地叠加边界信号1300的预定数目的相邻分段而产生的累积信号分段在其中包括增强的信号峰，这对于在每个构成输入边界信号分段中的信号峰呈现增强的信号噪声比。这种增强的原因在于，边界信号分段的叠加对准它们的各自信号峰，这样，当分段被累积时，每个信号峰加到下一个信号峰上，因此根据边界信号峰的重复特性，实现相干处理增益的形式。

虽然在边界信号分段中的对准的重复的信号峰相干地累积，以便在相加叠加模块1400的输出端处形成增强的(累积的)信号峰，但相比之下，在每个边界信号分段中信号峰周围的噪声共轭乘积的随机特性在相加叠加过程期间产生非相干相加。因为信号峰相干地相加和具有零均值的周围的噪声乘积非相干地相加，以及这样被平均，从相加叠加模块1400输出的增强的信号峰总体呈现改进的信号噪声比。由相加叠加模块得到的处理增益和信号噪声比增强连同被叠加的边界信号分段的数目一起增加，从而产生累积的信号分段。抵消这个优点的是对应的不利的获取延时的增加，这是因为更多的边界信号分段被收集，以产生累积的信号峰。因此，特定的预定数目，例如16或32，代表在任何应用中在这两个竞争的感兴趣点之间的平衡，其中平均的数目最终受到衰落带宽限制。

以数学术语表示，在边界信号1300中存在的共轭乘积的相邻的分段的相加叠加可以由下式表达： $F\left(t\right)=\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}D(t+k{T}_a)\·D^{*}(t-T+k{T}_a)$ 其中k是叠加分段的数目，D是到峰形成模块1100的输入298，以及K是分段的数目，诸如，例如16。上述的信号处理的重要方面在于，在它的每级保留了码元时序：被输入到峰形成模块1100的OFDM码元、被输入到相加叠加模块1400的边界信号分段、和从它输出的累积的信号分段，其每一个都具有T_α的时间周期(对应于N＝1080个样本)。这样，在全部过程中保留码元时序偏移，如由在信号分段内信号峰的位置所表示的。

在运行时，相加叠加模块1400、求和模块1600、和反馈延时模块1650一起提供相加叠加功能。也就是，求和模块1600把现在输入的样本加到在相邻码元中的样本的累积结果，每个样本在时间上间隔开一个码元周期T_α(对应于1080样本)。延时模块1650在累积之间给予一个码元周期延时。换句话说，由求和模块1600输出的每个累积结果被延时1个码元周期T_α，然后作为输入被反馈到求和模块1600，在其中把它加到下一个输入样本。该过程对于在每个输入码元上的所有输入样本重复进行。

换句话说，在累积的信号分段中的第一个累积样本代表全部32个边界信号分段的全部第一样本的累积。在累积的信号分段中，第二个累积样本代表全部32个边界信号分段的全部第二样本的累积等等。

在已经累积了预定数目的信号分段以产生累积的信号分段后，复位生成器1700把复位信号提供到延时模块1650。例如，如果要被累积的边界信号分段的预定数目是32个，复位发生器1700每32个信号分段发出对于反馈延时模块1650的复位。响应于复位的发出，相加叠加模块1400累积下一个预定数目的相邻的边界信号分段。

如前所述，相加叠加模块1400的输出是包括一系列累积信号分段的累积信号，每个分段在其中包括增强的信号峰1550。在高噪声环境下，增强的信号峰1500虽然呈现改进的信号噪声比，但实际上仍旧不能与周围的噪声区分开。因此，希望进一步增强增强后的信号峰的信号噪声比。

为了进一步增强增强后的信号峰1550的信号噪声比，从相加叠加模块1400输出的累积信号被输入到匹配滤波器1450。匹配滤波器1450的时间脉冲响应匹配于输入其中的增强后的信号峰的形状或幅度包络，以及在本发明的一个实施例中，遵循根升余弦分布。具体地，匹配滤波器的脉冲响应对应于如图11d所示的函数w(t)，它是通过把码元5的头αN个样本逐点地乘以码元5的最后αN个样本而被确定的。见图11b和11d。

虽然非匹配的低通滤波器可被使用来平滑在累积信号中存在的噪声，但匹配滤波器1450在高斯噪声环境下提供对于想要的信号，即增强后的信号峰1500，的最佳信号对噪声的改进。匹配滤波器1450被实现为有限脉冲响应(FIR)数字滤波器，它在它的输出端处提供被输入到其中的复数样本的滤波版本。

从开头直到匹配滤波器的输出简略地概述信号处理级，峰形成模块1100产生多个信号峰，它们的时间位置代表码元边界位置，该位置表示每个接收到的OFDM码元的码元时序偏移。信号增强模块1350通过首先相加地叠加预定数目的输入信号分段以产生在其中具有增强峰的累积信号分段，然后其次，匹配滤波累积的信号分段以产生累积的、匹配滤波的信号分段，其最佳地准备好用于以后的峰检测处理，而增强信号峰的可检测性。这个过程不断运行，以便在信号增强模块1350的输出端处产生多个滤波后的增强的信号峰。这些滤波后的增强的信号分段在从信号增强模块1350输出的匹配滤波后的、累积的信号分段内的时间位置表示码元边界位置或OFDM码元时序偏移。

单个地看，特别是组合地看，相加叠加模块和匹配滤波器有利地增强了信号峰可检测性。它们在峰形成级之后的引入允许有效地使用OFDM信号，该OFDM信号包括大量频率载波并在传播噪声信号环境下工作。

为确定码元时序偏移所需要的下一级信号处理是检测从信号增强模块1350输出的信号峰的时间位置。信号峰的时间位置，实际上，是在从匹配滤波器输出的滤波后的累积的信号分段内的增强的信号峰的样本索引或样本号。

从匹配滤波器1450输出的滤波后的复数信号1750作为输入被提供到峰选择器模块1900，峰选择器模块1900检测增强的滤波后的信号峰和它的时间位置或样本索引。在运行时，峰选择器1900的平方幅度生成器1950将被输入其中的复数信号样本的幅度进行平方，以在它的输出端处生成信号波形。平方幅度生成器1950的输出作为输入被提供到最大值寻找器2000，它检查被输入其中的样本幅度和识别对应于信号峰的时间位置或样本索引。

信号峰的这个时间位置实际上被提供作为码元时序偏移，它由获取模块296提供到码元时序校正模块(未示出)的输入端。应当理解，作为时序偏移Δt提供的时间位置可能需要稍微调节，以补偿由以前的信号处理级引入的各种处理延时。在加载滤波器等时的初始化延时可以增加在最后的时序偏移估计之外的需要被校准的延时。然而，这样的延时通常是小的，并且是特定于实施方式的。

在已经确定了信号峰的时间位置(以便确定码元时序偏移)后，信号处理中的下一级是确定接收的OFDM信号的载波相位误差和对应的载波频率误差。在复数信号1750中匹配滤波后的、增强的信号峰代表最洁净的点或信号噪声比最大的点，在该点确定载波相位误差和频率误差。在这个峰位置处复数样本的相位给出在发射机与接收机之间存在的频率误差的指示，因为如由峰形成模块1100形成的、在这个点处的共轭乘积，在不存在载波频率误差时应当产生零相位值。在信号峰的这个点处，并且实际上，在信号峰中的每隔一个点处的共轭乘积应当产生零相位值，因为在数学上，在具有等价的相位的码元样本(正如在每个接收的码元的开头部分和结尾部分处的样本那样)之间的共轭乘积在不存在载波频率误差时消除相位。在从匹配滤波器输出的信号的峰处存在的任何剩余相位正比于载波频率误差，所以一旦剩余相位被确定，计算频率误差就简单了。

在数学上，载波频率误差Δf产生在形成共轭乘积峰的、OFDM码元的开头部分和结尾部分处的样本之间的剩余相移2πΔfT。因此，频率误差由下式表示： $\mathrm{\Δf}=\frac{\mathrm{Arg}\left(G_{\mathrm{Max}}\right)}{2\mathrm{\πT}}$ 其中G_max是匹配滤波器输出的峰，而Arg表示在信号峰处的复数-复数样本-的自变量(相位)。Arg函数等价于四象限反正切。由于反正切不能检测2π窗口以外的角度，频率估值是模糊的，直到频道间隔1/T的倍数。无论如何，这个频率误差估计连同由信号峰的位置提供的时序偏移估计一起，足以允许开始码元解调。在进行解调时，随后的接收机帧边界处理-但不是本发明的部分-解决了频率模糊性。

在图12上，匹配滤波后的复数信号1750和时间位置或样本索引，作为输入被提供到相位提取器2050。相位提取器2050从代表从匹配滤波器输出的增强的信号峰的复数样本中提取剩余相位。所提取的相位被提供到频率生成器2100的输入端，所述频率生成器仅仅缩放被输入到其中的所提取的相位，以产生载波频率误差Δf，然后它由获取模块296提供到频率校正模块(未示出)。因此，在匹配滤波器1450的输出端处提供的滤波后的信号峰的时间位置表示码元时序偏移，并且从这个信号峰的相位得出载波频率误差。

FM数字信号质量度量

用于从接收的OFDM信号获取或恢复码元时序偏移和载波频率误差的上述方法和设备提供了用于确定不合格的码元时序偏移和载波频率误差的基本技术。美国专利号No.6,539,063 6,891,898描述了用于从接收的OFDM信号获取或恢复码元时序偏移和载波频率误差的附加技术，其中的任一技术可被使用来实现按照本发明的数字信号质量度量。因为在这些专利中描述的获取功能是在基带处理链的开始附近和在OFDM解调之前发生的时域处理，所以它可被利用来提供有效的数字信号质量度量。

而且，以上描述的和在OFDM码元的开头部分和结尾部分中固有的预定幅度和相位特性，即，在每个OFDM码元的开头部分和结尾部分中的样本幅度的锥形化及其等价相位，有利地被现有的IBOC系统利用，以便在接收机中有效地获取OFDM码元时序和频率。这些特征可以按照本发明被使用于实现数字信号质量度量。因此，一方面，本发明通过使用以前存在的FM获取模块而利用这些码元特性来提供数字信号质量度量。

优选地，被使用于数字信号质量度量的获取算法由两个操作组成：预获取滤波和获取处理。预获取滤波被使用来阻止在大的第二相邻信道(second adjacent channel)上进行虚假获取。每个主边带在进行获取处理之前被滤波。在一个例子中，预获取滤波器是85抽头有限脉冲响应(FIR)滤波器，其被设计来提供40dB带阻抑制而同时限制其对于想要的基本边带的影响。现有的预获取滤波器在计算本发明的质量度量时，可以被完全重用，而不用修改。在输入样本被滤波后，它们被传送到获取处理功能部件。

获取处理功能部件利用由发射机把循环前缀施加到每个码元而得到的码元内的相关性来构建获取峰。如前所述，峰位置指示在输入样本内真实码元边界的位置，而峰的相位被使用来得到频率误差。而且，通过独立地处理数字无线电信号的上部和下部基本边带，可以得到频率分集。

每个码元包括多个样本。加到获取处理的输入是上部和下部基本边带样本的各块。在一个例子中，每个块包括具有每秒372,093.75个样本的速率的940个实或虚样本组成。

被修改用于计算数字信号质量度量的获取算法显示于图14和19中。首先参照图14，940-样本滤波后的数据块被缓存成1080-样本码元，如在方块370中显示的。如前所述，每个发送的码元的头56个和最后56个样本由于循环前缀而高度相关。获取处理通过把在任意码元中的每个样本和与它远离1024个样本的前任进行复数共轭相乘而揭示这种相关(方块372)。为了增强最终得到的56样本峰的可检测性，16个相邻的码元的对应的乘积被折叠到另一个的顶部，以形成1080-样本获取块(方块374)。在本实施例中，使用了十六个码元，而不是如参照以前描述的获取方法所描述的32个码元，以便加快数字信号质量度量的计算，但较少的码元，诸如8个，可能是想要的，并且可以使用任何其它适当数目的码元。

56-样本折叠峰，虽然在获取块内是可见的，但是是噪声非常大的。所以，方块376显示，它用57-抽头FIR滤波器进行了平滑，该57-抽头FIR滤波器的脉冲响应匹配于峰的形状： $y\left[n\right]=\underset{k=0}{\overset{56}{\mathrm{\Σ}}}x[n+57-k]h\left[k\right]$ 对于n＝0，1，...，1079其中n是输出样本索引，x是匹配滤波器输入，y是匹配滤波器输出，以及h[k]是滤波器脉冲响应，被表示为如下： $h\left[k\right]=\cos (-\frac{\mathrm{\π}}{2}+\frac{k\·\mathrm{\π}}{56})$ 对于k＝0，1，...，56

取匹配滤波后的输出值的幅度平方(方块378)，可以通过把复数值变换成实数值而简化码元边界检测。这个计算增加输入的动态范围，从而使得码元边界峰更少模糊，并允许在一维(对于I和Q值是二维的)上进行峰搜索。幅度平方计算是：y[n]＝I[n]²+Q[n]²    对于n＝0，1，...，1079其中I是输入的实部，Q是输入的虚部，y是幅度平方后的输出，和n是样本索引。对于每个16-码元块，上部边带和下部边带匹配滤波的、幅度平方的输出波形被使用来生成数字信号质量度量。如方块380中所示，获取处理过程如上所述地继续进行，并且质量度量算法继续进行，如图19所示(方块450)。

在质量度量算法中的下一个步骤是计算归一化的相关峰(correlation peak)(方块452-458)，以便得到码元边界峰的改进的鉴别。将相关峰归一化提供了用于评估信号的质量的基础，并且指示存在有数字信号的概率。归一化后的相关峰的峰值范围可以从零到一，值1表示存在数字信号的最大似然率。归一化后的相关峰的峰值由此提供数字信号质量度量。

按照用于计算相关峰的现有获取算法的电路显示于图15的方块382。输入384是在上部边带或下部边带上接收的1080-样本码元。输入样本被移位1024个样本386，而移位的样本的复数共轭388与输入样本相乘390。16个码元如由方块392和加法器394所显示那样被折叠。折叠后的和值通过根升余弦匹配滤波器进行滤波396并且被幅度平方398以产生相关峰399。因此，获取算法通过把当前的输入样本与被延时1024个样本的输入的复数共轭相乘而找出码元边界。在码元的开始端，对于每个OFDM子载波，在接下来的56个样本上的共轭乘积的相位基本上是零。构成的OFDM子载波在这个时间间隔上相干地组合，而不是在码元中的剩余样本上组合。结果是在16个码元被折叠和施加了匹配滤波后的可分辨的相关峰399。

再次参照图19，图上显示按照本发明的附加处理步骤。归一化的相关峰通过首先计算上部边带波形和下部边带波形中每一个的归一化波形而被确定(方块452)。由于在发射机处施加的根升余弦脉冲成形，这个归一化波形利用在OFDM码元的开头和最后的56个样本之间的幅度相关。参照图15，方块400显示归一化波形416的计算。每个输入码元的幅度平方406被延时386了1024个样本，并被相加404到当前的幅度平方样本402。16个码元由方块408和加法器410所显示那样被折叠。折叠的和值被根升余弦匹配滤波412，并且进行平方和互易414，以产生归一化波形416。归一化波形的折叠和匹配滤波等同于在现有的获取算法中执行的那些步骤，除了现有的匹配滤波器抽头被平方并且减半，以保证正确的归一化： $g\left[k\right]=\frac{h{\left[k\right]}^2}{2}$ 对于k＝0...56其中k是匹配滤波器中的抽头的索引，h[k]是共轭相乘的相关峰的现有抽头，以及g[k]是归一化波形的新抽头。在折叠头16个码元和进行匹配滤波后，码元边界是明显的。如图17所示，码元边界的位置通过最终得到的波形的幅度上的减小而被标记出。

再次参照图19，一旦归一化波形被计算出，下一个步骤就是相关峰的归一化，方块458。用来自方块452的归一化波形来对相关峰399进行归一化将通过减小除了与码元边界一致的那些样本以外的所有样本的电平而增强相关峰。再次参照图15，相关峰399与归一化波形416相乘418，以产生归一化的相关峰420。图18显示在相当干净的环境下归一化的相关峰的例子，其中x轴代表样本号以及y轴是归一化的相关值。

一旦相关峰被归一化，在质量度量算法中的下一个步骤是找出峰索引P_U和P_L以及峰值Q_U和Q_L(图19，方块460)。峰索引是对应于归一化的相关波形的最大值的样本号。PA_U和P_L分别是上部和下部边带的归一化的相关波形的峰索引。峰值是归一化的相关波形的最大值，它提供数字信号质量度量。

来自每个边带的质量估值可以独立地计算。归一化的相关波形的峰值代表该边带的相对质量：Q_U＝x(P_U)Q_L＝x(P_L)其中x是归一化的相关波形，Q_U是上部边带质量，以及Q_L是下部边带质量。参照图15，峰索引424被识别，以及由方块426为一个边带计算峰质量值422。

为了验证数字信号质量度量，任选地，峰索引差可以被找出和隐蔽。峰索引差比较每一16个码元块的上部边带与下部边带的峰索引：Δ＝|P_U-P_L|

因为码元边界是模-1080值，计算出的差必须被适当地隐蔽，以保证使用最小的差值：如果Δ＞540，则Δ＝1080-Δ

为零的峰索引差表示，来自每个边带的峰索引是相同的，由此代表最大的保证：来自每个边带的归一化相关峰对应于有效的数字信号的存在。

作为用于验证数字信号质量度量的附加方法，任选地，可以为上部和下部边带计算频率偏移差。按照以前描述的获取算法，在信号1750的峰位置处的复数样本的相位给出了在发射机与接收机之间存在的频率误差的指示，因为如由峰形成模块1100形成的、在这个点的共轭乘积在不存在载波频率误差的情形下应当产生零相位值。在信号峰的这个点处，和事实上，在信号峰中每隔一个点处的共轭乘积应当产生零相位值，因为在数学上，在具有等价的相位的码元样本(正如在每个接收的码元的开头部分和结尾部分处的样本那样)之间的共轭乘积在不存在载波频率误差时消除相位。在从匹配滤波器输出的信号的峰处存在的任何剩余相位正比于载波频率误差，并且一旦剩余相位被确定，则计算频率误差就简单了。在任一个边带上测量的频率偏移的范围是±1/2FFT二值间隔(bin spacing)，对于1/T的频道间隔，它等价于±1(2T)，如图11a所示。如果在上部边带和下部边带之间的频率偏移估计差值是在某个阈值内，诸如，例如±1/16FFT二值间隔内，则任何相邻的干扰不太可能与感兴趣的想要的信号具有相同的频率偏移(以及峰索引)。这样，频率偏移差指示所检测的信号事实上是感兴趣的想要的信号。

参照图16，来自单个边带的峰值和索引(图15，项422和424)被组合，以产生峰差和质量估值。来自上部边带信号处理的峰相关值430代表上部边带信号质量。来自下部边带信号处理的峰相关值432代表下部边带信号质量。任选地，来自上部边带信号处理的峰索引434与来自下部边带信号处理的峰索引436之间的差值通过从另一个索引减去一个索引而被确定，正如由相减点438显示的那样。差值的绝对值被确定(方块440)，信号被打包成≤540样本(方块442)，以产生峰索引差444。信号被打包成≤540样本是因为码元边界偏移是模-1/2码元，这意味着离最近的码元边界的距离总是≤540样本。

一旦峰索引差和质量估值都被计算出，任选地，就可以把它们与阈值进行比较，以便实现适当的判决规则。除了任选地估计峰索引差和来自两个边带的质量估值的和值以外，各个边带中的每一个的质量可以分开地与阈值进行比较。这允许即使在它的边带之一被干扰破坏时仍可进行信号质量评估。另外，可以使用反映不同的灵敏度水平的质量状态参数。在一个例子中，质量状态参数是2比特数值，其向数字无线电接收机的主控制器指示当前调谐到的频道的质量。在本例中，接收信号的质量随状态比特从00→11改变而增加。这允许接收机制造商具有通过改变质量状态比特的阈值而调节质量算法的灵敏度的能力。

数字信号质量度量也可以被使用来在接收机的显示器上生成对于接收信号的质量的可见指示。现在，被称为数字音频可用性指示符(DAAI)的一系列条形指示接收的数字信号的强度。质量状态参数的状态比特可以以这样的指示符与条形的数目和尺寸相关联。

正如通过阅读以上说明而将会理解的，本发明的算法的简单性限制所需要的对于以前已知的接收机的改变。对接收机的基带处理器和主控制器的影响程度如下。

在处理第一获取块时，基带处理器现在必须计算归一化波形，如图15所示。这需要计算当前1080-样本输入码元和1024-样本延时版本的幅度平方，相加幅度平方后的向量，累积在16个码元上的和值，对它进行匹配滤波，以及将最终得到的向量进行平方。除了以MIPS(每秒百万指令)增加以外，附加存储器必须被分配用于延时、累积、和FIR滤波操作。其他改变包括经由向量除法将相关峰归一化，找出归一化后的相关峰的峰值和索引，以及计算峰索引差。基带处理器然后可以应用判决规则和根据数字信号质量度量适当地设置质量状态参数。

数字信号质量度量可被应用到许多感兴趣的领域，诸如，例如FM寻找-搜索功能、300kHz间隔干扰源的分辨率、第一相邻干扰边带选择、和分集切换。算法在参考接收机中被实现，并在各种各样的环境下在一载波-噪声比的范围上被测试，以便实现数字寻找-搜索功能。具体地，性能在加性白色高斯噪声(AWGN)、具有一个边带的AWGN、城市快速(urban fast，UF)瑞利(Rayleigh)衰落和具有6-dB第一相邻信号的UF瑞利衰落下，在数字音频阈值的多个dB内被测试。

在每个点，至少强制进行300次重新获取。对于每次尝试，记录峰索引差和质量估值，并应用以下的判决规则：(Q_U≥T_Q)或(Q_L≥T_Q)或(Q_L+Q_U≥T_Q+0.2和Δ≤T_Δ).

然后在T_Q和T_Δ的范围上计算和画出停止的概率，以便允许明智地选择那些阈值。

在图20到图23上显示了在各种环境下停止的概率相对于载波噪声比Cd/N0的图，其中T_Δ＝8和T_Q范围从0.4到0.6。在这个阈值范围内，没有输入信号的停止概率实际上是零。在每个图上，数字音频阈值由垂直线500表示。

在参阅图20到图23中的曲线图后，建议的缺省阈值被设置为如下：T_Δ＝8和T_Q＝0.5。在所有的环境和载波噪声比下，这些阈值产生如下性能：使得丢失强电台的概率最好地最小化而同时使得对于弱信号的误停止的概率最小化。通过使用这些缺省阈值在各种环境下停止的概率显示于图24中。在每个曲线上，数字音频阈值用正方形标出。

图24上的曲线指示，在AWGD方面的性能相当好。在高载波噪声比下，检测的概率是高的。同样地，在低Cd/No值时，误报警率是非常低的。在数字音频阈值附近的陡的过度区域是想要的。在衰落环境下，可以利用较长的停止时间来减小误报警，但以增加的频带扫描持续时间为代价。

本发明提供用于检测FM数字HD Radio^TM信号的存在的快速和精确的寻找和搜索功能的方法和设备。算法可以与现有的模拟FM寻找和搜索技术合并，以提供生成FM寻找和搜索功能的改进的方法(用于模拟、混合、和全数字信号)。这里描述的方法可以通过利用软件可编程的数字信号处理器或可编程/硬连线的逻辑器件，或足以实行所描述的功能的硬件和软件的任何其它组合而被实现。

虽然本发明是按它的优选实施例描述的，但本领域技术人员将会理解，可以对所公开的实施例作出各种修改，而不背离如在权利要求中阐述的本发明的范围。

Claims (32)

1.一种用于检测数字无线电信号的质量的方法，所述方法包括步骤：

接收包括一系列码元的数字无线电信号；

形成具有对应于码元边界的峰值的相关波形；

将相关波形归一化；以及

计算归一化的相关波形的峰值，其中所述峰值代表接收到的数字无线电信号的质量。

2.如权利要求1所述的方法，其中形成相关波形的步骤是对于数字无线电信号的上部边带和下部边带执行的，以便产生上部边带相关波形和下部边带相关波形。

3.如权利要求2所述的方法，其中将相关波形归一化的步骤是对于上部边带相关波形和下部边带相关波形执行的。

4.如权利要求3所述的方法，其中计算归一化的相关波形的峰值的步骤是对于归一化的上部边带相关波形和下部边带相关波形执行的。

5.如权利要求4所述的方法，还包括步骤：

比较归一化的上部边带相关波形和下部边带相关波形的峰值与第一预定阈值，以及

比较归一化的上部边带相关波形和下部边带相关波形的峰值的和值与第二预定阈值。

6.如权利要求4所述的方法，还包括步骤：

确定归一化的上部边带相关波形的峰索引与归一化的下部边带相关波形的峰索引；以及

计算代表归一化的上部边带相关波形与下部边带相关波形的峰索引之间的差值的峰索引差。

7.如权利要求6所述的方法，还包括步骤：

比较归一化的上部边带相关波形和下部边带相关波形的峰值的和值与第一预定阈值；以及

比较峰索引差与第二预定阈值。

8.如权利要求1所述的方法，还包括步骤：

比较归一化的相关波形的峰值与预定阈值。

9.如权利要求1所述的方法，还包括步骤：

设置状态标志以指示接收到的数字无线电信号是否超过预定质量阈值。

10.如权利要求1所述的方法，其中数字无线电信号包括上部边带和下部边带，以及在上部边带和下部边带上接收的码元被分开处理。

11.如权利要求10所述的方法，还包括步骤：

在形成相关波形的步骤之前，滤波数字无线电信号中的每个边带。

12.如权利要求11所述的方法，其中滤波步骤是使用有限脉冲响应滤波器执行的。

13.如权利要求1所述的方法，其中相关波形是基于正交频分复用码元的开头部分和结尾部分的样本的幅度。

14.如权利要求13所述的方法，其中正交频分复用码元的开头部分和结尾部分的样本的幅度是锥形的。

15.如权利要求1所述的方法，其中码元包括正交频分复用码元，并且相关波形是基于加到码元上的循环前缀。

16.如权利要求2所述的方法，还包括步骤：

计算上部边带和下部边带的相关波形的频率偏移差。

17.如权利要求16所述的方法，还包括步骤：

比较频率偏移差与预定阈值。

18.一种用于检测数字无线电信号的接收机，所述接收机包括：

用于接收包括一系列码元的数字无线电信号的输入端；以及

用于计算对应于归一化的相关波形的码元边界的峰值的处理器，其中所述峰值代表接收到的数字无线电信号的质量。

19.如权利要求18所述的接收机，其中数字无线电信号包括上部边带和下部边带，并且处理器计算归一化的上部边带相关波形和归一化的下部边带相关波形的峰值。

20.如权利要求19所述的接收机，其中处理器比较归一化的上部边带相关波形和下部边带相关波形的峰值中的至少一个与预定阈值。

21.如权利要求19所述的接收机，其中处理器比较归一化的上部边带相关波形和下部边带相关波形的峰值与第一预定阈值，以及比较归一化的上部边带相关波形和下部边带相关波形的峰值的和值与第二预定阈值。

22.如权利要求19所述的接收机，其中处理器确定归一化的上部边带相关波形的峰索引与归一化的下部边带相关波形的峰索引，并且峰索引差代表归一化的上部边带相关波形与下部边带相关波形的峰索引之间的差值。

23.如权利要求22所述的接收机，其中处理器比较归一化的上部边带相关波形和下部边带相关波形的峰值的和值与第一预定阈值，以及比较峰索引差与第二预定阈值。

24.如权利要求18所述的接收机，其中处理器设置状态标志以指示接收到的数字无线电信号超过预定质量阈值。

25.如权利要求18所述的接收机，其中数字无线电信号包括上部边带和下部边带，以及在上部边带和下部边带上接收的码元被分开处理。

26.如权利要求25所述的接收机，还包括：

滤波器，用于在处理器计算归一化的相关波形的峰值之前，对数字无线电信号中的每个边带进行滤波。

27.如权利要求26所述的接收机，其中滤波器包括有限脉冲响应滤波器。

28.如权利要求18所述的接收机，其中相关波形是基于正交频分复用码元的开头部分和结尾部分的样本的幅度。

29.如权利要求28所述的接收机，其中码元的开头部分和结尾部分的样本的幅度是锥形的。

30.如权利要求18所述的接收机，其中码元包括正交频分复用码元，并且相关波形是基于加到码元上的循环前缀。

31.如权利要求19所述的接收机，其中处理器计算上部边带和下部边带的相关波形的频率偏移差。

32.如权利要求31所述的接收机，其中处理器比较频率偏移差与预定阈值。

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